KR100967474B1

KR100967474B1 - 스위칭 레귤레이터 및 이것을 구비한 전자 기기

Info

Publication number: KR100967474B1
Application number: KR1020077019752A
Authority: KR
Inventors: 마사끼 오미
Original assignee: 로무 가부시키가이샤
Priority date: 2005-04-26
Filing date: 2006-04-18
Publication date: 2010-07-07
Also published as: WO2006118021A1; US7750617B2; JP2006311634A; US20090268492A1; TW200703869A; CN101133543B; CN101133543A; JP4726531B2; KR20070100389A

Abstract

본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터(20)는, 센스 저항 Rs와, 센스 전압 Vsense에 따른 센스 전류 Isense를 생성하는 센스 전류 생성 회로(213)와, 램프파 혹은 삼각파의 슬로프 전류 Islope를 생성하는 슬로프 전류 생성 회로(214)와, 가산 전류(Isense+Islope)에 따른 슬로프 전압 Vslope를 생성하는 슬로프 전압 생성 회로(215)와, 출력 오차에 따른 오차 전압 Verr을 생성하는 오차 증폭기 ERR과, 오차 전압 Verr과 슬로프 전압 Vslope를 비교하여 PWM 신호를 생성하는 컴퍼레이터 CMP와, PWM 신호에 기초하여 출력 트랜지스터 N1의 온/오프 제어를 행하는 스위칭 제어부 CTRL을 갖고 이루어지는 구성으로 되어 있다.

스위칭 레귤레이터, 센스 전류, 램프파, 삼각파, 슬로프 전류, 오차 증폭기

Description

스위칭 레귤레이터 및 이것을 구비한 전자 기기{SWITCHING REGULATOR AND ELECTRONIC DEVICE INCORPORATING THE SAME}

본 발명은, 입력 전압으로부터 원하는 출력 전압을 생성하는 스위칭 레귤레이터, 및, 이것을 구비한 전자 기기에 관한 것으로, 특히, 부하 변동에 대한 고속응답성이 요구되는 전원 장치 전반(액정 모니터용 전원이나 대형 액정 텔레비전용 전원, 온 보드용 전원 등)에 관한 것이다.

종래부터, 열손실이 적고, 또한, 입출력 교차가 큰 경우에 비교적 효율이 좋은 안정화 전원 수단의 하나로서, 출력 트랜지스터의 온/오프 제어(듀티 제어)에 의해 에너지 저장 소자(컨덴서나 인덕터 등)의 일단을 구동함으로써, 입력 전압으로부터 원하는 출력 전압을 생성하는 스위칭 레귤레이터(쵸퍼형 레귤레이터)가 널리 이용되고 있다.

또한, 종래의 일반적인 스위칭 레귤레이터는, 도 3에서 도시한 바와 같이, 출력 전압에 따라 변동하는 귀환 전압 Vfb와 소정의 기준 전압 Vref와의 차전압을 증폭하는 오차 앰프 ERR을 갖고 이루어지고, 그 오차 앰프 ERR에서 얻어지는 오차 전압 Verr에 따라 출력 트랜지스터 N1의 구동 제어를 행하는 구성으로 되어 있었다.

또한, 부하 변동에 대한 고속 응답성이 요구되는 스위칭 레귤레이터에서는, 도 3에서 도시한 바와 같이, 출력 트랜지스터 N1에 흐르는 스위치 전류 Isw를 센스 저항 Rs에서 센스 전압 Vsense로서 검출하고, 그 센스 전압 Vsense에 따라 출력 트랜지스터 N1의 구동 제어를 행하는 방식(소위, 전류 모드 제어 방식)이 병용되어 있었다(예를 들면, 특허 문헌 1을 참조).

[특허 문헌1] 일본 특개 2000-92833호 공보

<발명의 개시>

<발명이 해결하고자 하는 과제>

확실히, 상기 종래의 스위칭 레귤레이터이면, 부하 변동에 오차 앰프 ERR의 출력을 추종할 수 없어도, 스위치 전류 Isw의 검출 결과에 따라 출력 트랜지스터 N1을 직접 구동 제어할 수 있으므로, 변동이 적은 안정된 출력 전압을 생성하는 것이 가능하다.

그러나, 상기 종래의 스위칭 레귤레이터는, 수십[mΩ] 정도의 센스 저항 Rs에서 얻어지는 미소한 센스 전압 Vsense를 직접 참조하여 전류 모드 제어를 실현하는 구성으로 되어 있었다. 그 때문에, 상기 종래의 스위칭 레귤레이터는, 그 전류 모드 제어가 노이즈의 영향을 받기 쉬워, 열악한 노이즈 환경 하에서의 사용 시(예를 들면 휴대 전화 단말기에의 탑재 시)에는, 출력 정밀도가 저하할 우려가 있었다.

또한, 도 3에 도시한 바와 같이 출력 트랜지스터 N1에 센스 저항 Rs를 직렬접속한 구성에서는, 센스 저항 Rs의 저항값을 크게 하여 센스 전압 Vsense의 전압 레벨을 높였을 경우, 그 S/N을 향상할 수 있는 반면, 스위칭 레귤레이터의 변환 효율의 저하를 초래하는 결과로 되어 있었다.

본 발명은, 상기의 문제점을 감안하여, 변환 효율의 저하를 초래하지 않고, 노이즈 환경 하에서의 출력 정밀도를 향상하는 것이 가능한 스위칭 레귤레이터 및 이를 구비한 전자 기기를 제공하는 것을 목적으로 한다.

<과제를 해결하기 위한 수단>

상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터는, 출력 전압의 목표 오차에 따른 오차 전압과 PWM 제어용의 슬로프 전압을 비교하여 PWM 신호를 생성하고, 그 PWM 신호에 기초하여 출력 트랜지스터의 온/오프 제어를 행하는 것에 의해 에너지 저장 소자의 일단을 구동함으로써, 입력 전압으로부터 원하는 출력 전압을 생성하는 스위칭 레귤레이터로서, 상기 출력 트랜지스터에 흐르는 스위치 전류에 따른 센스 전류를 생성하는 센스 전류 생성 수단을 갖고 이루어지고, 상기 슬로프 전압의 전압 레벨은, 상기 센스 전류에 따라 오프셋되는 구성(제1 구성)으로 되어 있다.

보다 구체적으로 설명하면, 본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터는, 출력 트랜지스터의 온/오프 제어에 의해 에너지 저장 소자의 일단을 구동함으로써, 입력 전압으로부터 원하는 출력 전압을 생성하는 스위칭 레귤레이터로서, 상기 출력 트랜지스터에 흐르는 스위치 전류에 따른 센스 전압을 생성하는 센스 저항과, 상기 센스 전압에 따른 센스 전류를 생성하는 센스 전류 생성 수단과, 램프파형 혹은 삼각파형의 슬로프 전류를 생성하는 슬로프 전류 생성 수단과, 상기 센스 전류와 상기 슬로프 전류와의 가산 전류에 따른 슬로프 전압을 생성하는 슬로프 전압 생성 수단과, 상기 출력 전압에 따른 귀환 전압과 소정의 목표 설정 전압과의 차분을 증폭하여 오차 전압을 생성하는 오차 전압 생성 수단과, 상기 오차 전압과 상기 슬로프 전압을 비교하여 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성 수단과, 상기 PWM 신호에 기초하여 상기 출력 트랜지스터의 온/오프 제어를 행하는 스위칭 제어 수단을 갖고 이루어지는 구성(제2 구성)으로 되어 있다.

이와 같은 구성으로 함으로써, 센스 저항의 저항값을 작게 설정한 채로, 최종적인 슬로프 전압의 전압 레벨을 원하는 레벨로까지 높일 수 있으므로, 변환 효율의 저하를 초래하지 않고, 노이즈의 영향을 받기 어려운 전류 모드 제어를 실현하여, 노이즈 환경 하에서의 출력 정밀도를 향상하는 것이 가능하게 된다. 또한, 모니터 트랜지스터를 이용하지 않으므로, 페어성의 어긋남 등에 기인하여 오검출을 일으키는 일이 없이, 전원 전압 특성이나 온도 특성이 우수한 전류 모드 제어를 실현하는 것이 가능하게 된다.

또한, 상기 제2 구성으로 이루어지는 스위칭 레귤레이터는, 상기 에너지 저장 소자인 인덕터와, 출력 전류를 정류 또는 스위칭 하는 정류 소자와, 출력 전압을 평활화하는 평활 컨덴서를 갖고 이루어지는 구성(제3 구성)으로 하면 된다.

또한, 상기 제2 또는 제3 구성으로 이루어지는 스위칭 레귤레이터에서, 상기 센스 전류 생성 수단은, 상기 센스 전압에 따른 전류가 흐르는 제1 저항과, 그 제1 저항에 흐르는 전류를 미러하여 상기 센스 전류를 생성하는 제1 커런트 미러 회로를 갖고 이루어지고, 상기 슬로프 전류 생성 수단은, 램프파형 혹은 삼각파형의 발 진 전압을 생성하는 발진 회로와, 상기 발진 전압에 따른 전류가 흐르는 제2 저항과, 그 제2 저항에 흐르는 전류를 미러하여 상기 슬로프 전류를 생성하는 제2 커런트 미러 회로를 갖고 이루어지고, 상기 슬로프 전압 생성 수단은, 상기 센스 전류와 슬로프 전류와의 가산 전류가 흘러서 그 일단으로부터 상기 슬로프 전압이 인출되는 제3 저항을 갖고 이루어지는 구성(제4 구성)으로 하면 된다. 이와 같은 구성으로 함으로써, 제3 저항의 저항값을 크게 설정함으로써, 센스 저항의 저항값을 작게 설정한 채로, 최종적인 슬로프 전압의 전압 레벨을 원하는 레벨로까지 높이는 것이 가능하게 된다. 또한, 제1, 제2 저항의 저항값을 적절히 선택함으로써 센스 전류와 슬로프 전류와의 상대적인 크기를 용이하게 조정하는 것이 가능하게 된다.

또한, 상기 제4 구성으로 이루어지는 스위칭 레귤레이터에서, 상기 센스 저항의 저항값은, 소정의 온도 계수로써 변동하는 것으로, 제1∼제3 저항 중 적어도 하나는, 상기의 온도 계수를 상쇄하는 온도 계수로써 그 저항값이 변동하도록 조정되어 있는 구성(제5 구성)으로 하면 된다. 이와 같은 구성으로 함으로써, 온도 변동에 따르는 일 없이, 고정밀도로 출력 귀환 제어를 행하는 것이 가능하게 된다.

또한, 본 발명에 따른 전자 기기는, 장치 전원의 출력 변환 수단으로서, 상기 제1∼제5 구성 중 어느 하나로 이루어지는 스위칭 레귤레이터를 구비하여 이루어진다. 또한, 상기 장치 전원으로서는, 배터리를 이용할 수 있다. 이와 같은 구성으로 함으로써, 배터리의 낭비를 초래하지 않고, 노이즈 환경 하에서도 안정된 전력 공급을 행하는 것이 가능하게 된다. 특히, 액정 패널의 데이터 신호 생성부에 대한 전력 공급 수단으로서, 본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터를 이용하면, 화 소 트랜지스터에의 데이터 기입 전압이 변동하기 어려워지므로, 액정의 구동이 불충분해지거나, 표시 메모리 등에의 기입이 가능하지 않게 되거나 하는 일 없이, 콘트라스트 저하나 휘도 경사 등이 적은 우수한 화상 표시를 행할 수 있다.

<발명의 효과>

상기한 바와 같이, 본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터이면, 변환 효율의 저하를 초래하지 않고, 노이즈 환경 하에서의 출력 정밀도를 향상하는 것이 가능해지고, 나아가서는, 이를 구비한 전자 기기의 소비 전력 저감 및 신뢰성 향상을 도모하는 것이 가능하게 된다.

도 1은 본 발명에 따른 휴대 전화 단말기의 일 실시 형태를 도시하는 블록도.

도 2는, DC/DC 컨버터(20)의 일 구성예를 도시하는 회로도.

도 3은, 전류 모드 제어 방식을 채용한 스위칭 레귤레이터의 일 종래예를 도시하는 회로도.

<부호의 설명>

1O : 배터리

20 : DC/DC 컨버터(스위칭 레귤레이터)

30 : TFT 액정 패널

21 : 스위칭 전원 IC

211 : 스위치 구동 회로

212 : 센스 전압 생성 회로

213 : 센스 전류 생성 회로

214 : 슬로프 전류 생성 회로

215 : 슬로프 전압 생성 회로

216 : 출력 귀환 회로

CTRL : 스위칭 제어부

N1∼N6 : N 채널 전계 효과 트랜지스터

P1∼P6 : P 채널 전계 효과 트랜지스터

Rs : 센스 저항

R1∼R3 : 저항

I1∼I2 : 정전류원

I3 : 가변 전류원

C1 : 컨덴서

ERR : 오차 증폭기

E1 : 직류 전압원

CMP : 컴퍼레이터

T1∼T2 : 외부 단자

Lex : 인덕터(외장)

Dex : 정류 다이오드(외장)

Cex : 평활 컨덴서(외장)

Rex1∼Rex2 : 저항(외장)

<발명을 실시하기 위한 최량의 형태>

이하에서는, 휴대 전화 단말기에 탑재되며, 배터리의 출력 전압을 변환하여 단말기 각부(예를 들면 TFT[Thin Film Transistor] 액정 패널)의 구동 전압을 생성하는 DC/DC 컨버터에 본 발명을 적용한 경우를 예로 들어 설명을 행한다.

도 1은, 본 발명에 따른 휴대 전화 단말기의 일 실시 형태를 도시하는 블록도(특히, TFT 액정 패널에의 전원계 부분)이다. 본 도면에 도시한 바와 같이, 본 실시 형태의 휴대 전화 단말기는, 장치 전원인 배터리(10)와, 배터리(10)의 출력 변환 수단인 DC/DC 컨버터(20)와, 휴대 전화 단말기의 표시 수단인 TFT 액정 패널(30)을 갖고 이루어진다. 또한, 본 도면에는 명시되어 있지 않지만, 본 실시 형태의 휴대 전화 단말기는, 상기 구성 요소 외에, 그 본질 기능(통신 기능 등)을 실현하는 수단으로서, 송수신 회로부, 스피커부, 마이크부, 표시부, 조작부, 메모리부 등을 당연히 갖고 이루어진다.

DC/DC 컨버터(20)는, 배터리(10)로부터 인가되는 입력 전압 Vin으로부터 일정한 출력 전압 Vout을 생성하고, 그 출력 전압 Vout을 TFT 액정 패널(30)에 공급한다. 또한, TFT 액정 패널(30)의 데이터 신호(화소 트랜지스터의 소스선에 인가되는 전압 신호)를 생성하는 데이터 신호 생성부(도시하지 않음)에의 전원 공급이 불안정해지면, 액정의 구동이 불충분하게 되거나, 표시 메모리 등에의 기입이 가능하지 않게 되거나 하여, 콘트라스트 저하나 휘도 경사 등의 화질 열화를 발생할 우려가 있다. 그 때문에, DC/DC 컨버터(20)에는, 부하 변동에 대한 고응답성이 요구 되고 있다.

도 2는, DC/DC 컨버터(20)의 일 구성예를 도시하는 회로도(일부에 블록을 포함함)이다. 본 도면에 도시한 바와 같이, 본 실시 형태의 DC/DC 컨버터(20)는, 스위칭 전원 IC(21) 외에, 외장의 인덕터 Lex, 정류 다이오드 Dex(쇼트키 배리어 다이오드 등), 평활 컨덴서 Cex, 및, 저항 Rex1∼Rex2를 갖고 이루어지는 승압형 스위칭 레귤레이터(쵸퍼형 레귤레이터)이다.

스위칭 전원 IC(21)는, 회로 블록적으로 보면, 스위치 구동 회로(211)와, 센스 전압 생성 회로(212)와, 센스 전류 생성 회로(213)와, 슬로프 전류 생성 회로(214)와, 슬로프 전압 생성 회로(215)와, 출력 귀환 회로(216)를 가지는 것 외에, 외부와의 전기적인 접속 수단으로서, 외부 단자 T1∼T2를 갖고 이루어진다. 또한, 스위칭 전원 IC(21)에는, 상기한 회로 블록 외에, 그 밖의 보호 회로 블록(저입력 오동작 방지 회로나 열 보호 회로 등)을 적절히 조립하여도 상관없다.

스위치 구동 회로(211)는, 스위칭 제어부 CTRL과, N 채널 전계 효과 트랜지스터 N1을 갖고 이루어진다. 센스 전압 생성 회로(212)는, 센스 저항 Rs를 갖고 이루어진다. 센스 전류 생성 회로(213)는, N 채널 전계 효과 트랜지스터 N2∼N4와, P 채널 전계 효과 트랜지스터 P1∼P4와, 정전류원 I1과, 저항 R1을 갖고 이루어진다. 슬로프 전류 생성 회로(214)는, N 채널 전계 효과 트랜지스터 N5∼N6과, P 채널 전계 효과 트랜지스터 P5∼P6과, 정전류원 I2와, 가변 전류원 I3과, 컨덴서 C1과, 저항 R2를 갖고 이루어진다. 슬로프 전압 생성 회로(215)는, 저항 R3을 갖고 이루어진다. 출력 귀환 회로(216)는, 오차 증폭기 ERR과, 직류 전압원 E1과, 컴퍼레이터 CMP를 갖고 이루어진다.

상기 각 구성 요소간의 접속 관계에 대해서, 더 설명한다.

트랜지스터 N1의 드레인은, 외부 단자 T1(스위치 단자)에 접속되어 있다. 트랜지스터 N1의 소스는, 센스 저항 Rs를 통하여 접지되어 있다. 트랜지스터 N1의 게이트는, 스위칭 제어부 CTRL의 제어 신호 출력단에 접속되어 있다.

트랜지스터 P1의 게이트는, 트랜지스터 N1의 소스와 센스 저항 Rs의 일단과의 접속 노드에 접속되어 있다. 트랜지스터 P1, P2의 소스는, 모두 정전류원 I1을 통하여 전원 라인(=Vin[V], 이하 마찬가지임)에 접속되어 있다. 트랜지스터 P1의 드레인은, 트랜지스터 N2의 드레인에 접속되어 있고, 트랜지스터 P2의 드레인은, 트랜지스터 N3의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터 N2, N3의 게이트는 서로 접속되어 있으며, 그 접속 노드는, 트랜지스터 N2의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터 N2, N3의 소스는, 모두 접지되어 있다. 트랜지스터 P2의 게이트는, 저항 R1을 통하여 접지되는 한편, 트랜지스터 N4의 소스에도 접속되어 있다. 트랜지스터 N4의 게이트는, 트랜지스터 P2의 드레인과 트랜지스터 N3의 드레인과의 접속 노드에 접속되어 있다. 트랜지스터 N4의 드레인은, 트랜지스터 P3의 트랜지스터 P3의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터 P3, P4의 게이트는 서로 접속되어 있고, 그 접속 노드는, 트랜지스터 P3의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터 P3, P4의 소스는, 모두 전원 라인에 접속되어 있다. 트랜지스터 P4의 드레인은, 저항 R3을 통하여 접지되어 있다.

트랜지스터 N5의 드레인은, 정전류원 I2를 통하여 전원 라인에 접속되어 있 다. 트랜지스터 N5의 소스는, 가변 전류원 I3을 통하여 접지되는 한편, 컨덴서 C1을 통해서도 접지되어 있다. 트랜지스터 N5, N6의 게이트는 서로 접속되어 있고, 그 접속 노드는, 트랜지스터 N5의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터 N6의 드레인은, 트랜지스터 P5의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터 N6의 소스는, 저항 R2를 통하여 접지되어 있다. 트랜지스터 P5, P6의 게이트는 서로 접속되어 있으며, 그 접속 노드는, 트랜지스터 P5의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터 P5, P6의 소스는, 모두 전원 라인에 접속되어 있다. 트랜지스터 P6의 드레인은, 저항 R3을 통하여 접지되어 있다.

오차 증폭기 ERR의 반전 입력단(-)은, 외부 단자 T2(출력 귀환 단자)에 접속되어 있다. 오차 증폭기 ERR의 비반전 입력단(+)은, 직류 전압원 E1의 정극단에 접속되어 있다. 직류 전압원 E1의 부극단은, 접지되어 있다. 컴퍼레이터 CMP의 비반전 입력단(+)은, 오차 증폭기 ERR의 출력단에 접속되어 있다. 컴퍼레이터 CMP의 반전 입력단(-)은, 트랜지스터 P4, P6의 각 드레인과 저항 R3의 일단과의 접속 노드에 접속되어 있다. 컴퍼레이터 CMP의 출력단은, 스위칭 제어부 CTRL의 PWM 신호 입력단에 접속되어 있다.

외부 단자 T1은, 스위칭 전원 IC(21)의 외부에서, 인덕터 Lex의 일단에 접속되는 한편, 정류 다이오드 Dex의 애노드에도 접속되어 있다. 인덕터 Lex의 타단은, 배터리(10)로부터 공급되는 입력 전압 Vin의 인가단에 접속되어 있다. 정류 다이오드 Dex의 캐소드는, 평활 컨덴서 Cex를 통하여 접지되는 한편, 저항 Rex1, Rex2를 통해서도 접지되어 있다. 또한, 정류 다이오드 Dex의 캐소드는, 출력 전압 Vout의 인출단(부하인 TFT 액정 패널(30)의 전원 입력단)에도 접속되어 있다.

우선, 상기 구성으로 이루어지는 스위칭 전원 IC(21)의 기본 동작(직류/직류 변환 동작)에 대하여 설명한다.

트랜지스터 N1은, 스위칭 제어부 CTRL에 의해 온/오프 제어되는 출력 트랜지스터이다. 트랜지스터 N1이 온 상태로 되면, 인덕터 Lex에는, 트랜지스터 N1을 통하여 접지단을 향한 스위치 전류 Isw가 흐르고, 그 전기 에너지가 축적된다. 또한, 트랜지스터 N1의 온 기간에서, 이미 평활 컨덴서 Cex에 전하가 축적되어 있었던 경우, 부하(본 도면에는 도시되어 있지 않은 TFT 액정 패널(30))에는, 평활 컨덴서 Cex로부터의 전류가 흐르게 된다. 또한, 이 때, 외부 단자 T1의 전위는, 트랜지스터 N1을 통하여, 거의 접지 전위까지 저하하고 있기 때문에, 정류 다이오드Dex는 역바이어스 상태로 되어, 평활 컨덴서 Cex로부터 트랜지스터 N1을 향하여 전류가 유입되는 일은 없다.

한편, 트랜지스터 N1이 오프 상태로 되면, 인덕터 Lex에 발생한 역기전압에 의해, 거기에 축적되어 있던 전기 에너지가 방출된다. 이 때, 정류 다이오드 Dex는 순 바이어스 상태로 되기 때문에, 그 정류 다이오드 Dex를 통하여 흐르는 전류는, 부하에 유입됨과 함께, 평활 컨덴서 Cex를 통하여 접지단에도 유입되어, 그 평활 컨덴서 Cex를 충전하는 것으로 된다. 상기의 동작이 반복됨으로써, 부하인 TFT액정 패널(30)에는, 평활 컨덴서 Cex에 의해 평활된 직류 출력이 공급된다.

이와 같이, 본 실시 형태의 스위칭 전원 IC(21)는, 트랜지스터 N1의 온/오프 제어에 의해 에너지 저장 소자인 인덕터 Lex의 일단을 구동함으로써, 입력 전압 Vin을 승압하여 출력 전압 Vout를 생성하는 쵸퍼형 승압 회로의 일 구성 요소로서 기능하는 것이다.

다음으로, 상기 구성으로 이루어지는 스위칭 전원 IC(21)의 전압 귀환 제어 및 전류 모드 제어에 대하여 설명한다.

센스 전압 생성 회로(212)에서는, 트랜지스터 N1에 흐르는 스위치 전류 Isw가 센스 저항 Rs에 직접적으로 흐르고, 그 일단으로부터 센스 전압 Vsense가 인출된다.

센스 전류 생성 회로(213)에서는, 센스 저항 Rs의 일단으로부터 트랜지스터 P1의 게이트에 인가되는 센스 전압 Vsense에 따라, 트랜지스터 N2의 드레인 전류, 나아가서는, 트랜지스터 N3의 드레인 전류가 변동되고, 이로써 트랜지스터 N4의 개폐 제어가 행해진다. 그 결과, 저항 R1에는, 센스 전압 Vsense에 따른 전류가 흐르고, 트랜지스터 P3, P4로부터 이루어지는 커런트 미러 회로에서는, 저항 R1에 흐르는 전류를 미러함으로써 센스 전류 Isense가 생성된다.

슬로프 전류 생성 회로(214)에서는, 가변 전류원 I3이 소정의 주기로 온/오프되어, 컨덴서 C1의 충방전이 반복되고, 램프파형(톱니파형)의 발진 전압 Vosc이 생성된다. 그 결과, 저항 R2에는, 발진 전압 Vosc에 따른 전류가 흐르고, 트랜지스터 P5, P6으로 이루어지는 커런트 미러 회로에서는, 저항 R2에 흐르는 전류를 미러 함으로써 슬로프 전류 Islope가 생성된다. 또한, 슬로프 전류 Islope는, 삼각파형의 전류 신호로 하여도 상관없다.

슬로프 전압 생성 회로(215)에서는, 센스 전류 Isense와 슬로프 전류 Islope 와의 가산 전류(Isense+Islope)가 저항 R3에 흐르고, 그 일단으로부터 슬로프 전압 Vslope가 인출된다.

상기 구성에 의해, 슬로프 전압 Vslope의 전압 레벨은, 이하의 수학식 1로 표현되게 된다.

상기 수학식 1로부터도 알 수 있는 바와 같이, 슬로프 전압 신호 Vslope의 전압 레벨은, 센스 전류 Isense(나아가서는 스위치 전류 Isw)가 클수록, 고레벨측으로 오프셋되는 것으로 된다.

또한, 상기 수학식 1로부터도 알 수 있는 바와 같이, 본 실시 형태의 DC/DC 컨버터(20)이면, 저항 R3의 저항값을 크게 설정함으로써, 센스 저항 Rs의 저항값을 작게 설정한 채로, 최종적인 슬로프 전압 Vslope의 전압 레벨을 원하는 레벨로까지 높이는 것이 가능하게 된다. 따라서, 변환 효율의 저하를 초래하지 않고, 노이즈의 영향을 받기 어려운 전류 모드 제어를 실현하여, 노이즈 환경 하에서의 출력 정밀도를 향상하는 것이 가능하게 된다.

또한, 센스 전류 Isense와 슬로프 전류 Islope와의 상대적인 크기에 대해서는, DC/DC 컨버터(20)의 사양(예를 들면 인덕터 Lex의 크기)에 따라, 적절히 조정 하면 된다. 그 때, 본 실시 형태의 DC/DC 컨버터(20)이면, 저항 R1, R2의 저항값을 적절히 선택함으로써, 용이하게 상기 조정을 행하는 것이 가능하게 된다.

출력 귀환 회로(216)에서, 오차 증폭기 ERR은, 외장의 저항 Rex1, Rex2의 접속 노드로부터 인출되는 출력 귀환 전압 Vfb(출력 전압 Vout의 실제값에 상당함)와, 직류 전압원 E1에서 생성되는 참조 전압 Vref(출력 전압 Vout의 목표 설정치 Vtarget에 상당함)와의 차분을 증폭하여 오차 전압 Verr을 생성한다. 즉, 오차 전압 Verr의 전압 레벨은, 출력 전압 Vout이 그 목표 설정값 Vtarget보다도 낮을수록, 고레벨로 된다.

컴퍼레이터 CMP는, 오차 전압 Verr과 슬로프 전압 Vslope를 비교하여 PWM[Pulse Width Modulation] 신호를 생성하는 PWM 컴퍼레이터이다. 즉, PWM 신호의 온 듀티(단위 기간에 차지하는 트랜지스터 N1의 온 기간의 비)는, 오차 전압 Verr과 슬로프 전압 Vslope의 상대적인 고저에 따라 축차적으로 변동한다. 구체적으로 설명하면, 출력 전압 Vout가 그 목표 설정값 Vtarget보다도 낮을수록, PWM 신호의 온 듀티는 커지고, 출력 전압 Vout이 그 목표 설정값 Vtarget에 가까워짐에 따라, PWM 신호의 온 듀티는 작아진다. 또한, 스위치 전류 Isw가 클수록, PWM 신호의 온 듀티는 작아진다.

스위칭 제어부 CTRL은, 입력 전압 Vin을 승압하여 출력 전압 Vout을 얻을 때에 있어서, 상기한 PWM 신호에 따라 트랜지스터 N1의 스위칭 제어를 행한다. 보다 구체적으로 설명하면, 스위칭 제어부 CTRL은, PWM 신호의 온 기간에 트랜지스터 N1을 온 상태로 하고, PWM 신호의 오프 기간에 트랜지스터 N1을 오프 상태로 한다.

이와 같이, 본 실시 형태의 스위칭 전원 IC(21)는, 오차 전압 Verr에 기초하는 전압 귀환 제어에 의해, 출력 전압 Vout를 그 목표 설정값 Vtarget에 맞추어 넣 을 수 있다. 또한, 스위치 전류 Isw에 기초하는 전류 모드 제어에 의해, 입출력 변동이나 부하 변동에 대한 응답성을 향상하는 것이 가능하게 된다.

또한, 상기 구성으로 이루어지는 DC/DC 컨버터(20)에서, 센스 저항 Rs의 저항값은, 소정의 온도 계수로써 변동하는 것으로, 저항 R1∼R3 중 적어도 하나는, 상기한 온도 계수를 상쇄하는 온도 계수로써 그 저항값이 변동하도록 조정되어 있는 구성으로 되어 있다. 이하에서는, 해당 구성에 대해서, 상세한 설명을 행한다.

센스 저항 Rs는, 수십[mΩ]의 미소한 저항값을 얻기 위해서, 알루미늄 배선을 이용한 저항으로 되어 있고, 그 저항값은, 플러스의 온도 계수(+4000[ppm/℃] 정도)로써 변동한다. 또한, 온도 특성의 단위로서 이용한 ppm은, parts par million의 약자로서, 100만분의 1을 나타내고 있다. 즉, +4000[ppm/℃]의 온도 계수를 갖는 센스 저항 Rs의 저항값은, 온도가 1[℃] 상승하면, 100만분의 4000, 즉, +0.4[%]만큼 커진다.

저항 R1은, 센스 저항 Rs가 갖는 플러스의 온도 계수를 상쇄하도록, 그 저항값이 동일하게 플러스의 온도 계수(+3000[ppm/℃] 정도)로써 변동하는 베이스 저항(반도체 저항)으로 되어 있다. 또한, 소비 전력 저감의 관점으로부터, 저항 R1에 흐르는 전류가 과대하게 되지 않도록, 저항 R1의 저항값으로서는 적어도 수백[Ω]이 필요해진다. 그 때문에, 저항 R1로서 도전성이 높은 알루미늄 저항을 이용하는 것은 할 수 없고, 후술하는 저항을 단독으로 이용하고 있었기 때문에, 센스 저항 Rs와 저항 R1의 온도 계수에는, +1000[ppm/℃] 정도의 차이가 잔존한다.

그 때문에, 저항 R3으로서는, 상기 온도 계수의 차이분을 상쇄하도록, 그 저 항값이 플러스의 온도 계수(+1OOO[ppm/℃] 정도)로써 변동하는 저항 소자를 이용할 필요가 있다. 또한, 저항 R3으로서는, 슬로프 전압 Vslope의 전압 레벨을 소망값까지 높이기 위해, 수십[kΩ]의 저항값을 갖는 저항 소자를 이용할 필요가 있다.

따라서, 본 실시 형태에서는, 저항 R3으로서, 베이스 저항이나 폴리 저항(다결정 실리콘 저항)을 단독으로 이용하는 것은 아니고, 플러스의 온도 계수(+3000[ppm/℃] 정도)를 갖는 베이스 저항과, 마이너스의 온도 계수(-2000[ppm/℃] 정도)를 갖는 폴리 저항을 직렬 접속함으로써, 저항 R3을 형성하는 구성으로 하고 있다.

이와 같은 저항 소자의 선택을 행함으로써, 스위칭 전원 IC(21)의 칩 온도가 변동하여도, 고정밀도로 출력 귀환 제어를 행하는 것이 가능하게 된다.

또한, 상기에서는, 센스 전류 생성 회로(213)에 대해서만 주목하고, 슬로프 전류 생성 회로(214)를 구성하는 저항 R2에 대해서는, 특별히 언급하지 않았지만, 저항 R2에 대해서도, 상기한 바와 마찬가지의 고찰에 기초하여, 적절히 저항 소자를 선택하면 된다.

또한, 온도 조정을 변경하고자 할 때는, 플러스와 마이너스의 저항의 비율을 변경하여, 저항 R3을 형성하면 된다.

또한, 상기의 실시 형태에서는, 휴대 전화 단말기에 탑재되고, 배터리의 출력 변환 수단으로서 이용되는 DC/DC 컨버터에 본 발명을 적용한 경우를 예로 들어서 설명을 행하였지만, 본 발명의 적용 대상은 이것에 한정되는 것은 아니고, 본 발명은, 그 외의 전자 기기에 탑재되는 DC/DC 컨버터에도 널리 적용하는 것이 가능 하다.

또한, 상기의 실시 형태에서는, 승압형의 DC/DC 컨버터에 본 발명을 적용한 경우를 예로 들어서 설명을 행하였지만, 본 발명의 적용 대상은 이에 한정되는 것은 아니고, 강압형이나 승강압형의 DC/DC 컨버터에도 마찬가지로 적용하는 것이 가능하다.

또한, 본 발명의 구성은, 상기 실시 형태 외에, 발명의 주지를 일탈하지 않는 범위에서 여러가지 변경을 가하는 것이 가능하다. 예를 들면, 외장의 정류 다이오드 대신에 동기 정류소자를 스위칭 전원 IC에 내장하는 구성으로 하여도 되고, 출력 트랜지스터로서 바이폴라 트랜지스터를 이용하는 구성으로 하여도 상관없다.

본 발명은, 전류 모드 제어 방식을 채용한 스위칭 레귤레이터의 출력 정밀도향상을 도모하는 데에 유용한 기술로서, 특히, 높은 변환 효율이나 부하 변동에 대한 전원 출력의 고속 응답성이 요구되며, 또한, 열악한 노이즈 환경 하에서의 사용이 상정되는 전자 기기(휴대 전화 단말기 등)의 전원 수단으로서 바람직한 기술이다.

Claims

삭제
출력 트랜지스터의 온/오프 제어에 의해 에너지 저장 소자의 일단을 구동함으로써, 입력 전압으로부터 원하는 출력 전압을 생성하는 스위칭 레귤레이터로서,

상기 출력 트랜지스터에 흐르는 스위치 전류에 따른 센스 전압을 생성하는 센스 저항과,

상기 센스 전압에 따른 센스 전류를 생성하는 센스 전류 생성부와,

램프파형 혹은 삼각파형의 슬로프 전류를 생성하는 슬로프 전류 생성부와,

상기 센스 전류와 상기 슬로프 전류와의 가산 전류에 따른 슬로프 전압을 생성하는 슬로프 전압 생성부와,

상기 출력 전압에 따른 귀환 전압과 소정의 목표 설정 전압과의 차분을 증폭 하여 오차 전압을 생성하는 오차 전압 생성부와,

상기 오차 전압과 상기 슬로프 전압을 비교하여 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성부와,

상기 PWM 신호에 기초하여 상기 출력 트랜지스터의 온/오프 제어를 행하는 스위칭 제어부

를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
제2항에 있어서,

상기 에너지 저장 소자인 인덕터와, 출력 전류를 정류 또는 스위칭하는 정류소자와, 출력 전압을 평활화하는 평활 컨덴서를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
제2항에 있어서,

상기 센스 전류 생성부는, 상기 센스 전압에 따른 전류가 흐르는 제1 저항과, 그 제1 저항에 흐르는 전류를 미러하여(mirroring) 상기 센스 전류를 생성하는 제1 커런트 미러 회로를 포함하여 이루어지고,

상기 슬로프 전류 생성부는, 램프파형 혹은 삼각파형의 발진 전압을 생성하는 발진 회로와, 상기 발진 전압에 따른 전류가 흐르는 제2 저항과, 그 제2 저항에 흐르는 전류를 미러하여 상기 슬로프 전류를 생성하는 제2 커런트 미러 회로를 포함하여 이루어지고,

상기 슬로프 전압 생성부는, 상기 센스 전류와 슬로프 전류와의 가산 전류가 흘러서 그 일단으로부터 상기 슬로프 전압이 인출되는 제3 저항을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
제4항에 있어서,

상기 센스 저항의 저항값은, 소정의 온도 계수로써 변동하는 것으로, 제1∼제3 저항 중 적어도 하나는, 상기의 온도 계수를 상쇄하는 온도 계수로써 그 저항값이 변동하도록 조정되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
삭제
장치 전원의 출력 변환 수단으로서, 스위칭 레귤레이터를 포함하여 이루어지 는 전자 기기로서,

상기 스위칭 레귤레이터는, 출력 트랜지스터의 온/오프 제어에 의해 에너지 저장 소자의 일단을 구동함으로써, 입력 전압으로부터 원하는 출력 전압을 생성하는 스위칭 레귤레이터이며, 상기 출력 트랜지스터에 흐르는 스위치 전류에 따른 센스 전압을 생성하는 센스 저항과, 상기 센스 전압에 따른 센스 전류를 생성하는 센스 전류 생성부와, 램프파형 혹은 삼각파형의 슬로프 전류를 생성하는 슬로프 전류 생성부와, 상기 센스 전류와 상기 슬로프 전류와의 가산 전류에 따른 슬로프 전압을 생성하는 슬로프 전압 생성부와, 상기 출력 전압에 따른 귀환 전압과 소정의 목표 설정 전압과의 차분을 증폭하여 오차 전압을 생성하는 오차 전압 생성부와, 상기 오차 전압과 상기 슬로프 전압을 비교하여 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성부와, 상기 PWM 신호에 기초하여 상기 출력 트랜지스터의 온/오프 제어를 행하는 스위칭 제어부를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 전자 기기.
제7항에 있어서,

상기 장치 전원은 배터리인 것을 특징으로 하는 전자 기기.