KR100943610B1

KR100943610B1 - 다중 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 다중 입력 다중 출력 시스템에서 안테나 셔플링 정보 피드백 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100943610B1
Application number: KR1020040056304A
Authority: KR
Inventors: 정영호; 남승훈; 이용훈; 정진곤; 남우석; 장우혁
Original assignee: 삼성전자주식회사; 한국과학기술원
Priority date: 2004-07-20
Filing date: 2004-07-20
Publication date: 2010-02-24
Anticipated expiration: 2024-07-20
Also published as: EP1619809A2; EP1619809A3; US7508891B2; EP1619809B1; KR20060007492A; CN1741437B; CN1741437A; US20060018415A1

Abstract

본 발명은 다중 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 송신 신호의 조합 정보를 피드백하는 방법에 있어서, 상기 송신 신호의 조합 정보들 각각에 대해 평균 제곱 오류값을 연산하는 과정과, 상기 연산된 결과값들 중 가장 작은 평균 제곱 오류값을 가지는 조합의 인덱스를 피드백하는 과정을 포함한다.

안테나, 셔플링, 다중 입력 다중 출력 통신 시스템, 블라스트(BLAST)

Description

다중 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 다중 입력 다중 출력 시스템에서 안테나 셔플링 정보 피드백 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR FEEDBACKING ANTENNA SHUFFLING INFORMATION IN A MULTIPLE-INPUT MULTIPLE-OUTPUT SYSTEM USING A MULTIPLE SPACE TIME BLOCK CODING TECHNIQUE}

도 1은 종래의 L-STBC 구조를 도시한 도면

도 2는 종래의 가중치 행렬을 피드백하는 DSTTD 시스템 구조를 도시한 도면

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 4×2 L-STBC MIMO 시스템의 구조를 도시한 도면

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 L-STBC 시스템의 수신단이 수행하는 셔플링 정보 획득 과정을 도시한 흐름도

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 L-STBC 방식과 종래 방식의 L-STBC와 비교 실험한 결과를 도시한 그래프

본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multilple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 시스템에 관한 것으로, 특히 다중 시공간 블록 부호화 방식 또는 이중 시공간 송신 다이버시티 방식을 사용하는 MIMO 시스템에서 안테나 셔플링(shuffling) 정보를 피드백(feedback)하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

현재의 무선 이동 통신 시스템은 고품질, 고속 및 대용량 데이터 전송의 멀티미디어 서비스를 목표로 구현 또는 연구가 활발히 진행 중에 있다. 이러한 무선 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음 및 간섭 등과 같은 여러 요인들로 인해 실제 송신 신호에서 왜곡된 신호를 수신하게 된다. 여기서, 상기 다중 경로 간섭에 의한 페이딩은 반사체나 사용자, 즉 사용자 단말기의 이동성에 밀접한 관련을 가지며, 실제 송신 신호와 간섭 신호가 혼재한 형태로 수신된다. 그래서, 상기 수신 신호는 실제 송신 신호에서 심한 왜곡을 겪은 형태가 되어 전체 이동 통신 시스템의 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 결과적으로 상기 페이딩 현상은 수신 신호의 크기(amplitude)와 위상(phase)을 왜곡시킬 수 있어, 무선 채널 환경에서 고속의 데이터 통신을 방해하는 주요 원인이며, 상기 페이딩 현상을 해결하기 위한 많은 연구들이 진행되고 있다. 결과적으로, 이동 통신 시스템에서 데이터를 고속으로 전송하기 위해서는 페이딩 현상과 같은 이동 통신 채널의 특성에 따른 손실을 보상해야하고, 사용자별 간섭을 해결해야 한다. 이를 해결하고자 제안된 기술 중의 하나가 MIMO 기술이다.

상기 MIMO 기술은 데이터 전송 방식과 채널 정보 피드백(feedback) 여부에 따라 크게 다음과 같이 분류할 수 있다.

먼저, 데이터 전송 방식에 공간 다중화(SM: Spatial Multiplexing, 이하 'SM'라 칭하기로 한다) 기법과, 공간 다이버시티(SD: Spatial Diversity, 이하 'SD'라 칭하기로 한다) 기법이 있다. 상기 SM 기법은 송신단과 수신단에 다중의 안테나를 이용하여, 서로 다른 데이터를 동시에 전송함으로써 시스템의 대역폭(bandwidth)을 증가시키지 않고, 보다 고속으로 데이터를 전송할 수 있는 기법이다. 이에 반해, 상기 SD 기법은 다중 송신 안테나 또는 송신 심벌 횟수로 동일한 데이터를 전송하여 송신 다이버시티를 얻고자 하는 기법이다.

상기와 같은 기술들은 다시 수신단에서 채널 정보 피드백 여부에 따라 개루프(open loop) 방식과, 폐루프(closed loop) 방식으로 분류된다.

먼저, 폐루프 방식으로 특이치 분해(SVD: Singular Value Decomposition, 이하 'SVD'라 칭하기로 한다) 방식이 있다. 상기 SVD 방식은 이론적으로는 최적의 성능을 낼 수 있지만, 수신단에 모든 채널값을 송신단으로 피드백해야 되므로 계산량 증가라는 단점이 존재한다.

다음으로, 개루프 방식에는 상기 데이터 전송 방식에 따라 시공간 블록 부호화(STBC: Space Time Block Code, 이하 'STBC'라 칭하기로 한다) 기법과, 블라스트(BLAST: Bell Labs Layered Space-Time, 이하 'BLAST'라 칭하기로 한다) 기법과, 계층적 STBC(Layered STBC, 이하 'L-STBC'라 칭하기로 한다) 기법들이 있다. 상기 STBC 기법은 송신 안테나 다이버시티를 목적으로 제안되었다. 하지만, 송신 안테나 수가 증가할수록 다이버시티 이득 증가는 감소하게 된다. 상기 BLAST 기법은 데이터 레이트(Data Rate)는 높으나 다이버시티 이득이 없어 성능 저하를 가져오고, 수신 안테나 수가가 송신 안테나 수보다 많거나 같아야만 한다는 제약 조건이 존재한다. 이러한 상기 두가지 기법들의 단점을 보완하고자 상기 L-STBC 기법이 제안되었다. 상기 L-STBC 기법은 상기 STBC와 BLAST 기법들을 결합한 형태의 중간 기법으로, 다이버시티 이득과 데이터 레이트면에서 상기 각각의 두가지 기법들보다 개선된 효과를 가지며, 상기 다이버시티 이득과 다중 이득을 얻을 수 있다.

그러면, 도 1 및 도 2를 참조하여 종래의 MIMO 통신 시스템 구조에 대해 설명하기로 한다.

상기 도 1 및 도 2를 설명하기에 앞서, 도 1은 [논문 1: N. Prasad, M. K. Varanasi, "Optimum efficiently decodable layered space-time block codes", Signals, Systems and Computers, 2001. Conference Record of the Thirty-Fifth Asilomar Conference, Vol. 1, pp.227-231, 2001.]에 관한 도면이고, 도 2는 [논문 2: E. N. Onggosanusi, A. G. Dabak. Timothy M. Schmidl, "High rate space-time block coded scheme: performance and improvement in correlated fading channels," WCN2002, Vol. 1, March 2002, pp. 194-199]에 관한 도면이다.

도 1은 종래의 L-STBC 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 1을 참조하면, 먼저, 상기 L-STBC 방식을 이용한 송수신 시스템은 개루프 구조이다. 즉, 수신단에서 송신단으로 피드백하는 채널 정보가 존재하지 않으므로, 시분할 다중(Time Division Duplexing) 방식 및 주파수 분할 다중(Frequency Division Duplexing)을 사용하는 통신 시스템에 적합하다. 그러나, 상 기와 같이, 수신단에서 송신단으로 피드백하는 채널 정보가 존재하지 않는 L-STBC 방식은 송신단에서 채널 정보 정보를 알지 못한다는 문제점이 존재한다. 따라서, 상기 송신단은 채널 상태에 따라 적응적(adaptive) 변조를 수행하지 못한다. 또한, 수신단에서는 상기 송신단에서 송신한 신호의 잡음(noise)을 순차적(ordering)으로 제거하여야 하므로, 잦은 반복(iteration) 수행으로 인한 복잡도가 증가하게 된다.

도 2는 가중치 행렬을 피드백하는 DSTTD 방식을 사용하는 종래 시스템 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 2를 참조하면, 먼저 상기 DSTTD(Double Space Time Diversity) 시스템은 수신단에서 가중치 행렬(weighting matrix)을 송신단으로 피드백하는 폐루프 구조이다. 상기 가중치 행렬을 수신한 송신단은 STBC 신호에 가중치를 곱하여 수신단으로 신호를 송신함으로써, 상관된(correlated) 채널에서 STBC의 다이버시티 성능을 얻을 수 있다. 그러나, 최적의 가중치 행렬을 구하기 위한 계산량은 FDD 시스템 매우 크다. 따라서, 가중치 행렬을 계산함에 있어서, 수신단인 단말기에서 계산을 수행한다는 것은 큰 로드(load)로 작용한다. 결국, 송신단에서 가중치 행렬을 계산하기 위해 수신단은 간헐적인 가중치 행렬을 피드백한다.

하지만, 상기 수신단에서 간헐적으로 피드백하는 가중치 행렬의 정보량도 큰 로드로 작용한다. 따라서, DSTTD 시스템은 i.i.d(independent, identically distributed) 채널 환경을 가정하고, 상기 가중치 행렬을 치환 행렬로 대치하고, 안테나 조합(shuffling, 이하 'shuffling'라 칭하기로 한다) 방법을 적용하였다. 하지만, 이 역시 상관된 채널에 최적인 가중치 행렬은 폐루프 형태에 적합한 식이 존재하지 않는다. 즉, 상기 도 2에서 수신단이 피드백하는 가중치 행렬은 여러번의 시뮬레이션(simulation)을 수행하여 산출된 결과값이다.

상술한 바와 같이, 기존의 MIMO 시스템은 수신단에서 송신단으로 채널 정보를 피드백하지 않는 경우, 송신단에서는 채널 정보를 인지하지 못하므로 적응적 변조 방식을 적용하지 못하며, 수신단에서는 신호 복조시에 복잡도가 커지게 되는 문제점이 존재한다. 또한, 가중치 행렬을 피드백하는 MIMO 시스템은 단순히 모의 실험에 의해 얻어진 가중치 행렬을 이용하는 것으로,상관 채널 환경에는 적합하지 않은 문제점이 존재한다.

따라서, 본 발명의 목적은 L-STBC 방식을 사용하는 MIMO 시스템에서 채널 성능 향상을 위한 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 L-STBC 방식을 사용하는 MIMO 시스템에서 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 신호 수신 장치는, 다중 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 신호 수신 장치에 있어서, 신호 수신 장치로부터 송신 신호 조합 인덱스를 포함하는 무선 신호를 수신하는 적어도 하나 이상의 안테나와, 상기 수신된 인덱스에 상응하게 송신 신호를 조합하여 안테나에 할당하는 셔플링기를 포함한다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1방법은, 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 송신 신호의 조합 정보를 피드백하는 방법에 있어서, 상기 송신 신호의 조합 정보들 각각에 대해 평균 제곱 오류값을 연산하는 과정과, 상기 연산된 결과값들 중 가장 작은 평균 제곱 오류값을 가지는 조합의 인덱스를 피드백하는 과정을 포함한다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2방법은, 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 신호 송신 방법에 있어서, 수신단으로부터 송신 신호 조합 인덱스를 수신하는 과정과, 상기 인덱스에 상응하게 신호를 조합하여 안테나에 할당하는 과정과, 상기 할당된 신호를 수신단으로 송신하는 과정을 포함한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않는 범위에서 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multipul Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 시스템에서 수신단에서 송신단으로 채널 정보를 피드백하는 방법을 제안한다. 보다 상세하게는 종래의 L-STBC 방식을 사용하는 MIMO 시스템은 수신단에서 송신단으로 채널 정보의 피드백이 없었으나, 본 발명의 수신단에서는 수신 신호의 평균 제곱 오차(MSE: Mean Square error, 이하 'MSE'라 칭하기로 한다)를 최소화되도록 하는 채널 정보(즉, 송신단 안테나의 셔플링 정보)를 피드백함으로써 채널 성능을 향상시킬 수 있다. 이하에서는 송신단이 수신단에서 피드백한 송신 신호 조합 정보를 '안테나 셔플링 정보'라 칭하기로 한다.

(1) L-STBC 수신단에서 안테나 셔플링 정보 획득 방법

그러면, 도 3을 참조로 본 발명의 실시예에 따른 4×2 L-STBC MIMO 시스템의 구조에 대해 설명하기로 한다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 4×2 L-STBC MIMO 시스템의 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 3을 설명하기에 앞서, 일반적으로 송신단이 T개의 송신 안테나가 존재하고, 이중에서 B개씩의 안테나에 STBC를 사용할 경우, 송신단은 T/B=L 개의 계층(layer)으로 공간 다중화하여 신호를 송신할 수 있다. 이에 따라, 수신단에서는 L개 이상의 수신 안테나가 있어야하며, BLAST 방법을 통해 각 레이어의 신호를 검파할 수 있다. 따라서, 본 발명은 T×L 의 송수신 안테나들을 사용하는 MIMO 시스템에는 모두 적용 가능함은 물론이나, 설명의 편의상 또는 바람직한 실시예로 4×2의 MIMO 시스템에 대해 설명할 것임을 유념해야 한다.

상기 도 3 및 도 4를 참조하면, 본 발명의 L-STBC MIMO 및 이중 시공간 송신 다이버시티 시스템은 수신단으로 송신할 신호를 직렬/병렬 변환기(S/P)(302)에서 병렬 신호로 처리한 후 신호 변조를 위해 STBC 1(304) 및 STBC 2(306)로 각각 출력한다. 상기 STBC 1(304) 및 STBC 2(306)는 시간 t=2n, t=2n+1에서 각각의 신호 x₁(2n), x₁(2n+1)와, x₂(2n), x₂(2n+1)를 STBC 처리하여 4개의 송신 안테나(Tx Antenna)로 출력한다. 여기서, 만약 송신단이 상기 수신단에서 전송한 셔플링 인덱스(index) 정보를 저장하고 있는 경우에는 상기 셔플링 정보에 상응하게 송신 신호를 각각의 송신 안테나들에 할당하여 수신단으로 송신한다. 그러나, 최초 신호 송신시에는 셔플링 인덱스 정보가 존재하지 않으므로 셔플링기(308)에서는 송신 신호를 그대로 통과시킨다.

한편, 상기 수신단의 2개의 수신 안테나(Rx Antenna)들이 수신한 신호 y₁(2n), y₁(2n+1)과, y₂(2n), y₂(2n+1)은 하기 수학식 1 또는 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

y'=Hx'+v'

y=Sx+v

상기 수학식 1 및 2에서, h_i,j는 j번째 송신 안테나와 i번째 수신 안테나 사이의 채널 이득값을 의미하고,

는 수신 신호를 의미하고,

는 송신 신호를 의미한다. 또한,

은 잡음 벡터를 나타내며, 상기 v벡터에서의 각 엘리먼트(element)들은

의 분포를 가지는 정규잡음을 의미한다. 또한,

는 복소 공액(complex conjugate)를 의미하고,

는 전치(transpose) 연산을 의미한다. 한편, 상기 수학식 1 및 2에서 시간 t=2n, t=2n+1에서 x₁(2n), x₁(2n+1)들이 하나의 STBC 심벌을, x₂(2n), x₂(2n+1)들이 하나의 STBC 심벌이다. 상기 STBC의 두 심벌이 통과되는 각 채널은 서로 직교(orthogonal)하므로, 수신단에서는 STBC 심벌 단위로 검파 가능하다.

여기서, 상기 채널 행렬식 S를

로 가정한다. V-BLAST 검파 과정에 따라 탭(tab) 가중치 행렬 G=[g₁g₂g₃g₄]^H를 구하면 하기 수학식 3과 같이 구할 수 있다.

상기 수학식 3에서,

는 허미시안(hermitian) 치환을 의미하고, I는 T-차원의 단위 행렬(identity matrix)을 의미하며, ZF은 zero forcing을, MMSE는 최소 평균 제곱 오류(minimum mean squares error)를 의미한다.

따라서, 상기 가중치 벡터를 통한 MSE는 하기 수학식 4와 같다.

상기 수학식 4에서,

는 행렬의 대각(diagonal) 성분들을 의미한다. 여기서, 상기 채널 행렬 S로부터 구해지는 MSE는 STBC 채널간의 직교성으로 인해 동일한 STBC로 부호화된 신호의 MSE는 동일한 값을 가진다. 즉,

이고,

이 된다. 따라서, 상기 STBC 신호들의 MSE를 대표하는 집합 λ를 λ=

라 정의하면, 상기

은 STBC-1(304)의 MSE를 대표하고, 상기

은 STBC-2(306)의 MSE를 대표한다. 이에 따라, V-BLAST 방식으로 검파할 STBC의 레이어(l) 순서는 하기 수학식 5로부터 구할 수 있다.

상기 수학식 5에서, l이 2일 경우를 가정하면, k₁=2가 되고 STBC-1의 신호를 먼저 검파한다. 이 경우 MSE는

가 된다.

따라서, 하기 수학식 6으로 상기 선택된 레이어의 STBC 심벌을 추정한다.

상기 수학식 6으로 검파된 신호 과 을 이용하여 다음 수학식 7과 같이 수신 신호로부터 간섭을 제거할 수 있다.

상기 수학식 7과 같이 수신 신호에서 간섭 신호를 제거하듯이 결정된 신호가 통과한 채널값을 하기 수학식 8과 같이 '0'벡터로 만들어준다.

상기 수학식 8에서,

은 m+1번째 순차적 검파를 위해 이전

째 순처적 검파에서 검파된 k_m째 레이어의 STBC 신호가 겪은 채널이 제거된 채널 행렬을 의미하고, 초기값

로 정의한다. 이때, 검파된 STBC 신호들이 정확히 검파된 경우, 즉

일 때, 상기 수학식 7은 하기 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 9에서, k₁=2 이므로 두 번째 레이어의 신호가 지난 채널을 제거한 새로운 채널 행렬

로부터 새로운 가중치 행렬을 구하고, 이를 y'에 곱해 나머지 STBC 신호를 추정할 수 있다. 여기서, STBC-2의 신호 검파시의 MSE는 상기 과정에서 구한

과 동일한 값이 아니다. 왜냐하면, 상기 수학식 7에서 간섭을 제거한 새로운 신호 모델로부터 STBC 신호를 추정해야 되기 때문이다. 따라서, ZF 방식을 사용하는 경우

과 같고, MMSE 방식을 사용하는 경우

와 같다. 상술한 바와 같이, 각 STBC 블록의 치환은 MSE값의 변화와 무관하다는 정의에 따라,

가 된다. 또한, 레이어별로 순차적 검파가 진행되는 경우 MSE는 수신 신호의 간섭 제거로부터 얻어지는 이득에 의해 점차 작아지게 된다. 결국, 순차적 신호 검파 과정에서 얻어지는 잡음 전력

가 된다.

따라서, 이를 정리하면 MSE는 하기 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 10에서, S의 엘리먼트는 수신단에서 예측된 준 정적(Quasi-static) 채널의 값이며, 상수값이다. 만약, 송신단에 블록 부호화된 신호를 이전 시간에서 송신한 신호와는 다르게 송신 안테나에 할당하여 송신하면, 채널 행렬 식 H의 열이 치환된 형태가 되고, 이는 다시 상기 S의 위치를 변화시켜 상기 수학식 10에 의해 구해지는 MSE의 값을 변화시킨다. 이는 송신단에서 시공간 블록 부호화 된 신호들을 어느 안테나에 매핑시켜 송신하는가에 따라 수신단에서 MSE값이 달라지는 것을 의미한다. 따라서, 수신단은 고정된 채널 정보, 즉 채널 상태가 소정 프레임 시간 동안 불변한다는 가정 아래 여러 경우의 STBC 할당에 대한 MSE를 계산하고, 가장 작게 계산된 MSE의 셔플링 인덱스 정보를 송신단으로 피드백한다.

예컨대, T개의 송신 안테나와 T/2개의 수신 안테나가 존재하는 L-STBC 시스템에서 서로 다른 MSE를 가지는 셔플링 할당 조합 수 Q는

개 존재한다. 따라서, 송신 안테나가 4개인 경우 [1 2 3 4], [1 2 4 3], [1 3 2 4], [1 3 4 2], [1 4 2 3], [1 4 3 2]인 6개의 Q 조합이 존재하고, 일예로 4×2 시스템에서 셔플링 테이블을 하기 표 1에 나타내었다. 표 1과 관련된 보다 상세한 설명은 하기에서 설명하기로 한다. 또한, 상기 조합에 따른 채널을 하기 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 11에서,

는 치환 조합 인덱스(q), 즉 1~6의 값에 따른 H의 열(column) 치환 행렬이며,

는 하기 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 12에서, 치환 행렬

로 행이 치환된 각각의 새로운 채널 행렬을

라 가정하고, 상기

로부터 새로운 채널 행렬

를 구할 수 있다. 상기 송신단이 q번째 인덱스 조합으로 송신하고, 수신단이 첫번째 레이어의 V-BLAST 검파 때 MSE를 하기 수학식 13으로 나타낼 수 있다.

상기 수학식 13에서,

L=T/B

L: 레이어 수(number of layer)

T: 전송 안테나 수(number of Tx antenna)

B: STBC 블록 사이즈

Q: 셔플링 조합 수(number of shuffling combination)를 의미한다.

결론적으로, 최적의 셔플링 인덱스를 구하는 식을 하기 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 14를 정리하면, 수신단이 최적의 셔플링 정보를 획득하는 알고리즘은 크게 두단계로 구분할 수 있다.

Step 1. 수신단에서 수학식 2의 채널 행렬 S를 추정한다.

Step 2. 송수신 안테나 수에 따른 모든 셔플링 조합 q와 모든 레이어 l에 대하여 상기 수학식 14를 만족하는 q 및 l을 찾는다.

상기 수학식 14는 제1실시예에 따른 수신단이 모든 레이어 l의 모든 셔플링 조합 q에 대해 신호를 검파하는 것을 나타내었다. 하지만, 수신 신호의 간섭 성분 제거와 검파를 순차적으로 수행하는 BLAST 방식은 각 레이어의 간섭 신호를 제거하는 과정이 반복될 수록 MSE의 평균값이 줄어든다는 특성을 가진다.

따라서, 제2실시예서는 모든 레이어에 대해 최소 MSE를 구하지 않고, 첫째 레이어의 최소 MSE만을 구하는 준 최적 셔플링 정보 획득 방법을 하기 수학식 15로 나타내었다.

상기 수학식 15는 상기 수학식 14에 비해 계산량이 줄어듬을 알 수 있다.

(2) 셔플링 조합 수와 테이블 생성 방법

상술한 바에 의하면, 송신 안테나가 T개인 경우 셔플링 조합수는 T!개이다. 즉, 송신 안테나가 4개일 경우 총 셔플링 조합수는 [1 2 3 4], [1 2 4 3], [1 3 2 4]....[4 3 1 2], [4 3 2 1]의 총 4!개 존재한다. 그러나, 다음의 MSE 특성에 따라서 그 조합수는 줄어들게 된다.

특성 1. STBC 블록의 치환은 동일한 MSE 값을 가진다.

<예제> 셔플링 정보 [1 2 3 4]에서 STBC로 부호화되는 안테나를 괄호로 나타내면 [(1 2) (3 4)]이고, 이는 [(3 4) (1 2)]와 동일한 MSE 값을 가진다.

특성 2. 모든 STBC 블록내의 심벌이 동시에 치환되어도 MSE 값은 동일하다.

<예제> 셔플링 정보 [1 2 3 4]에서 STBC로 부호화되는 안테나를 괄호로 나타내면 [(1 2) (3 4)]이고, 이는 [(2 1) (4 3)]과 동일한 MSE 값을 가진다.

따라서, 모든 셔플링 조합수 Q는

개가 된다. 예컨대, 송신 안테나가 4개인 경우 셔플링 조합수는 상기 표 1과 같이 6개의 조합 개수를 가진다. 그러므로, 수신단은 수학식 14 및 15와 같은 셔플링 정보를 피드백하기 위해 각 조합에 상응한 인덱스를 테이블로 작성하고, 상기 인덱스에 상응한 피드백 비트(bit)를 송신단으로 송신한다. 상기 표 1을 살펴보면 보다 쉽게 이해될 것이다.

그러나, 송신 안테나 개수가 4개인 경우에 계산될 MSE 조합수는 6개이나, 상기 송신 안테나 개수가 많아질 경우 피드백 비트 s는 {log_2}Q가 된다. 즉, 송신 안테나 개수가 6개일 경우 MSE 조합수는 60개, 8개일 경우 MSE 조합수는 840개로 증가한다. 일 예로, 6×3 시스템에서 수신단이 피드백하는 경우를 하기 표 2를 참조하여 설명한다.

본 발명은 하드웨어의 복잡성 또는 피드백 비트의 수를 고려하여 MSE 조합을 부분적으로 비교할 수 있다.
상기 표 2에 나타낸 바와 같이, 송신 안테나 수가 6개인 경우 셔플링 조합수는 총 60개가 된다. 따라서, 송수신단은 미리 약속하에 피드백 비트가 3일 경우 인덱스 1 내지 8까지의 조합에 대해서만 비교하여 시스템의 계산량을 현저하게 줄일 수 있다.

(3) L-STBC 송신단에서 안테나 셔플링

상술한 바와 같이, 수신단으로부터 피드백 받은 셔플링 인덱스 정보를 수신한 송신단은 저장해 놓은 테이블을 이용하여 상기 인덱스 정보에 상응한 송신 안테나 셔플링 조합 정보를 검색한다. 즉, 도 3의 셔플링기(308)는 송신 데이터 열(stream)을 수신하여 상기 셔플링 조합 정보에 상응하게 신호를 조합하고, 각각의 안테나에 할당하여 수신단으로 송신한다.

그러면, 본 발명의 제3실시예에 따른 4×2 L-STBC MIMO 시스템에서 셔플링 정보 획득 방법을 설명하기로 한다.

상기 수학식 14 및 15에서는 수신단이 최적 및 준 최적 셔플링 정보를 획득하는 것에 대해서 설명하였다. 하기에서는 상기 4×2 L-STBC MIMO 시스템에서 상기 수학식 14 및 15보다 계산량을 적게 하여 셔플링 정보를 획득하는 방법에 대해 설명하기로 한다.

먼저, 수학식 4로부터 가 유도되고, 상기 수학식 11로부터 하기 수학식 16을 정의할 수 있다.

상기 수학식 16에서, H 행렬은 2×2이고, P_q행렬은 4×4를 나타낸다. 따라서, 상기 유도된

에서

를

로,

를

로 구분할 수 있다. 이를 정리하면, T=4인 경우, 상기 수학식 15를 하기 수학식 17로 간단히 나타낼 수 있다.

여기서, 상기 abs는 절대값(absolute)을, det는 행렬식(determinant)를, ZF는 제로 포싱(zero forcing)을 의미한다.

상기 수학식 17을 4×2 L-STBC 시스템에 적용하면, 수학식 15의 행렬의 역행렬 계산과 행렬의 곱 계산이 필요없게 되므로 계산량이 현저히 줄어드는 효과를 가진다. 즉, 상기 수학식 15를 적용한 시스템은 약 170번의 복소수 연산을 수행하지만, 상기 수학식 17을 적용하면 10번의 복소수 연산만을 수행한다.

그러면, 도 4를 참조로 본 발명의 실시예에 따른 L-STBC MIMO 시스템의 수신단이 수행하는 셔플링 정보 획득 방법을 설명하기로 한다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 L-STBC 시스템의 수신단이 수행하는 셔플링 정보 획득 과정을 도시한 흐름도이다.

상기 도 4를 참조하면, 먼저 402단계에서 수신단은 송신단에서 송신한 L-STBC 신호를 수신 안테나들을 통해 수신하고 404단계로 진행한다. 상기 404단계에서 상기 수신단은 상기 수학식 4에 나타낸 바와 같은 ZF 방식 또는 MMSE 방식에 기 반한 가중치 행렬을 계산하고 406단계로 진행한다. 상기 406단계에서 상기 수학식 13을 이용하여 추정된 채널 행렬(S)의 MSE가 가장 작은 레이어 및 모든 q들을 선택하고 408단계로 진행한다. 상기 408단계에서 상기 수신단은 상기 수학식 14 또는 15 또는 20 중 하나의 식을 이용하여 선택된 레이어의 각 STBC 심벌들의 심벌 추정 및 검파 과정을 수행하고 410단계로 진행한다. 상기 410단계에서 상기 수신단은 상기 수학식 6을 이용해 검파된 수신 신호에서 간섭 성분을 수학식 7을 이용해 제거하고 412단계로 진행한다. 상기 412단계에서 상기 수신단은 간섭 성분이 제거된 수신 신호가 통과한 채널 상태값을 수학식 8과 같이 0 벡터로 만들어주는 채널 보정을 수행하고 414단계로 진행한다. 상기 414단계에서 상기 나머지 레이어의 STBC 심벌 추정 및 검파를 위해 새로운 가중치 행렬을 구하고 404단계부터 반복 수행하여 최적 및 준 최적 MSE 값을 만족하는 셔플링 조합을 결정하여 이를 송신단으로 피드백한다.

다음으로, 도 5를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 모의 실험 결과를 종래방식의 결과와 비교하여 설명하기로 한다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 L-STBC 방식과 종래 방식의 L-STBC와 비교 실험한 결과를 도시한 그래프이다.

상기 도 5의 모의 실험 환경은 다음과 같다.

(1) 송수신 안테나 수: 4×2

(2) 변조방식: QPSK

(3) 채널 코드: 없음

(4) 채널: 상관/비상관 레일리 페이딩 채널(correlated/uncorrelated Rayleigh fading channel)

(5) 송신단: 2×2 STBC 사용

(6) 수신단: V-BLAST 검파(MMSE 방식)

상기 도 5의 점선 및 실선으로 표시된 상관 또는 비상관 채널 환경의 결과를 살펴보면, 본 발명에서 제안한 방식이 도1 및 도 2의 방식과 비교하여 계산량은 줄어들면서도 매우 향상된 성능 또는 비슷한 성능 향상을 나타내고 있음을 알 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 수신단에서 송신단으로 안테나 셔플링 조합 정보를 전송하고, 송신단을 이를 반영해 송신 신호를 셔플링하여 송신한다. 따라서, 채널간의 상관도가 낮아짐에 따라 성능의 향상 효과를 가져온다. 또한, 수신단은 송신단으로 피드백하는 정보량을 감소시켜 시스템에 작용하는 로드를 감소시킬 수 있다. 특히, 4×2 L-STBC 시스템에 적용할 수 있는 최적의 셔플링 정보를 효율적으로 획득할 수 있는 이점을 가진다.

Claims

다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 송신된 신호의 안테나 셔프링(shuffling) 정보를 피드백하는 방법에 있어서,

4개의 송신 안테나들로부터 송신된 신호들을 2개의 수신 안테나들을 통해 수신하는 과정과,

상기 송신된 신호의 안테나 셔플링 정보 인덱스들 각각에 대해 평균 제곱 오류값을 연산하는 과정과,

상기 연산된 결과값들 중 가장 작은 평균 제곱 오류값을 가지는 안테나 셔플링의 인덱스를 피드백하는 과정을 포함하며,

상기 안테나 셔플링의 인덱스는 하기 채널 매트릭스 S를 사용하여 결정되며,

상기 h_i,j는 j번째 송신 안테나와 i번째 수신 안테나 간의 채널 이득 값을 나타내는 안테나 셔플링 정보 피드백 방법.
제1항에 있어서, 상기 평균 제곱 오류값은

상기 안테나 셔플링 정보 인덱스들 중에서 미리 설정된 안테나 셔플링 정보 인덱스들에 따라 연산되는 안테나 셔플링 정보 피드백 방법.
제1항에 있어서, 상기 안테나 셔플링 정보 인덱스들의 개수는

송신 안테나 개수에 상응하게 결정되는 안테나 셔플링 정보 피드백 방법.
제1항에 있어서, 상기 송신된 신호의 안테나 셔플링 정보 인덱스들 중 가장 작은 평균 제곱 오류값 결정은 하기 <수학식 18>을 이용하여 결정되며,

<수학식 18>

여기서, diag는 대각(diagonal) 행렬을, S는 채널 행렬을, L=T/B를, L은 레이어 수를, T는 송신 안테나 수를, B는 시공간 블록 부호화 블럭 사이즈를, Q는 송신 신호 조합 수를 의미하며, H는 허미시안(hermitian) 치환을, ZF는 제로 포싱(zero focing)을, MMSE는 최소 평균 제곱 오차(Minimum Mean Squares Error)를 의미하는 안테나 셔플링 정보 피드백 방법.
제1항에 있어서, 상기 연산된 결과값들 중 가장 작은 평균 제곱 오류값을 가지는 안테나 셔플링의 인덱스는 하기 <수학식 19>를 이용하여 결정되며,

<수학식 19>

여기서, 상기 S는 채널 행렬을, diag는 대각(diagonal) 행렬을, ZF는 제로 포싱(zero focing)을, MMSE는 최소 평균 제곱 오차(Minimum Mean Squares Error)를 의미하는 안테나 셔플링 정보 피드백 방법.
제1항에 있어서, 상기 연산된 결과값들 중 가장 작은 평균 제곱 오류값을 가지는 안테나 셔플링의 인덱스는 하기 <수학식 20>을 이용하여 결정되며,

<수학식 20>

여기서, 상기 S는 채널 행렬을, diag는 대각(diagonal) 행렬을, ZF는 제로 포싱(zero focing)을, MMSE는 최소 평균 제곱 오차(Minimum Mean Squares Error)를 의미하는 안테나 셔플링 정보 피드백 방법.
제6항에 있어서,

상기 q값은 송신단과 수신단에서 미리 저장해 놓은 값이며, 송신 신호의 안테나 셔플링 정보의 인덱스 값인 안테나 셔플링 정보 피드백 방법.
제1항에 있어서, 상기 송신 신호의 조합 정보 인덱스는

하기 <수학식 21>을 이용하여 결정되며,

<수학식 21>

여기서, 상기 abs는 절대값(absolute)을, det는 행렬식(determinant)을, ZF는 제로 포싱(zero forcing)을 의미하는 안테나 셔플링 정보 피드백 방법.
다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 송신단의 신호 송신 방법에 있어서,

수신단으로부터 송신된 신호의 안테나 셔플링(shuffling) 인덱스를 수신하는 과정과,

상기 안테나 셔플링 인덱스에 상응하게 신호를 조합하여 안테나에 할당하는 과정과,

상기 할당된 신호를 수신단으로 송신하는 과정을 포함하며,

상기 안테나 셔플링의 인덱스는 하기 채널 매트릭스 S를 사용하여 결정되며,

상기 h_i,j는 j번째 송신 안테나와 i번째 수신 안테나 간의 채널 이득 값을 나타내는 신호 송신 방법.
제9항에 있어서,

상기 송신단은 송신 신호 조합 인덱스 정보에 상응한 송신 신호 조합 정보를 미리 저장하는 신호 송신 방법.
다중 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서, 신호 수신 장치에 있어서,

수신단으로부터 송신된 신호의 안테나 셔플링(shuffling) 인덱스를 수신하고, 상기 수신된 안테나 셔플링 인덱스에 따라 전송된 신호를 조합하고, 상기 조합된 신호를 안테나에 할당하는 셔플링기와,

상기 송신된 신호의 안테나 셔플링 정보 인덱스들 각각에 대해 평균 제곱 오류값을 연산하고, 상기 연산된 결과값들 중 가장 작은 평균 제곱 오류값을 가지는 안테나 셔플링의 인덱스를 피드백하며,

상기 안테나 셔플링의 인덱스는 하기 채널 매트릭스 S를 사용하여 결정되며,

상기 h_i,j는 j번째 송신 안테나와 i번째 수신 안테나 간의 채널 이득 값을 나타내는 다중 입력 다중 출력 검출기를 포함하는 신호 수신 장치.
제11항에 있어서, 상기 수신 장치는

상기 송신된 신호 안테나 셔플링 인덱스에 상응한 송신 신호 조합 정보를 미리 저장하는 신호 수신 장치.
삭제
제11항에 있어서, 상기 송신된 신호의 안테나 셔플링 정보 인덱스들 중 가장 작은 평균 제곱 오류값 결정은 하기 <수학식 22>를 이용하여 결정되며,

<수학식 22>

여기서, diag는 대각(diagonal) 행렬을, S는 채널 행렬을, L=T/B를, L은 레이어 수를, T는 송신 안테나 수를, B는 시공간 블록 부호화 블럭 사이즈를, Q는 송신 신호 조합 수를 의미하며, H는 허미시안(hermitian) 치환을, ZF는 제로 포싱(zero focing)을, MMSE는 최소 평균 제곱 오차(Minimum Mean Squares Error)를 의미하는 신호 수신 장치.
제11항에 있어서, 상기 연산된 결과값들 중 가장 작은 평균 제곱 오류값을 가지는 상기 안테나 셔플링의 인덱스는 하기 <수학식 23>을 이용하여 결정되며,

<수학식 23>

여기서, 상기 S는 채널 행렬을, diag는 대각(diagonal) 행렬을, ZF는 제로 포싱(zero focing)을, MMSE는 최소 평균 제곱 오차(Minimum Mean Squares Error)를, 상기 q는 송신 신호 조합 인덱스를 의미하는 신호 수신 장치.
제11항에 있어서, 상기 연산된 결과값들 중 가장 작은 평균 제곱 오류값을 가지는 안테나 셔플링의 인덱스는 하기 <수학식 24>를 이용하여 결정되며,

<수학식 24>

여기서, 상기 S는 채널 행렬을, diag는 대각(diagonal) 행렬을, ZF는 제로 포싱(zero focing)을, MMSE는 최소 평균 제곱 오차(Minimum Mean Squares Error)를, 상기 q는 송신 신호 조합 인덱스를, l은 송신 안테나 수와 수신 안테나 수에 의해 결정되는 레이어(layer) 수를 의미하는 신호 수신 장치.
제11항에 있어서, 상기 수신된 신호의 안테나 셔플링 정보의 인덱스는

하기 <수학식 25>를 이용하여 결정되며,

<수학식 25>

여기서, 상기 abs는 절대값(absolute)을, det는 행렬식(determinant)을, ZF는 제로 포싱(zero forcing)을, q는 송신 신호 조합 정보 인덱스를 의미하는 신호 수신 장치.