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KR100867973B1 - 다중 안테나 수신기에서 신호 대 간섭 더하기 잡음 비(ｓｉｎｒ)를 추정하는 방법, 장치 및 컴퓨터 판독 가능 기록매체 - Google Patents

다중 안테나 수신기에서 신호 대 간섭 더하기 잡음 비(ｓｉｎｒ)를 추정하는 방법, 장치 및 컴퓨터 판독 가능 기록매체 Download PDF

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KR100867973B1
KR100867973B1 KR1020077004761A KR20077004761A KR100867973B1 KR 100867973 B1 KR100867973 B1 KR 100867973B1 KR 1020077004761 A KR1020077004761 A KR 1020077004761A KR 20077004761 A KR20077004761 A KR 20077004761A KR 100867973 B1 KR100867973 B1 KR 100867973B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
interference
estimator
symbols
finger
pilot symbols
Prior art date
Application number
KR1020077004761A
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English (en)
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KR20070031476A (ko
Inventor
로베르토 리미니
주카 타파니넨
Original Assignee
노키아 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
Application filed by 노키아 코포레이션 filed Critical 노키아 코포레이션
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    • H04B1/712—Weighting of fingers for combining, e.g. amplitude control or phase rotation using an inner loop

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Abstract

한 양태에서 본 발명은 수신기를 동작시키는 방법으로서, 적어도 제1 및 제2 안테나들로부터 수신된 신호들을 상응하는 제1 및 제2 핑거 쌍들에 인가하는 단계로서, 각 핑거 쌍은 제1 핑거맴버 및 제2 핑거맴버를 포함하는 단계; 각 핑거맴버로부터 트래픽 심벌들과 파일럿 심벌들을 출력하는 단계; 각 쌍을 위한 가중된 파일럿 심벌들을 공간 결합하여 고려 중인 쌍을 위한 잡음 더하기 간섭 추정치를 생성하는 단계; 각 쌍의 잡음 더하기 간섭 추정치를 결합하여 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하는 단계; 채널 디코더에 입력된 총 신호 에너지의 추정량으로부터 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 감산하여 비편향성 총 신호 추정량을 생성하는 단계; 및 비편향성 총 신호 추정량을 누산 잡음 더하기 간섭 추정량에 의해 나누는 것에 의해 공간 상관된 및 비상관된 간섭 항들 둘 다를 포착한 정확한 신호 대 간섭 더하기 잡음비 추정량을 얻는 단계를 포함한다.

Description

다중 안테나 수신기에서 신호 대 간섭 더하기 잡음 비(ＳＩＮＲ)를 추정하는 방법, 장치 및 컴퓨터 판독 가능 기록매체 {Method, apparatus and computer readable medium to estimate signal to interference plus noise ratio (SINR) in a multiple antenna receiver}
본 발명은 일반적으로 무선 주파수(RF) 수신기에 관한 것으로, 더 상세하게는, 셀룰러 전화기들과 비셀룰러 통신 기기들을 포함하는 무선통신설비 등에서의 RF수신기들, 특히 다중의 안테나들을 이용하는 수신기들에서 사용되는 신호 대 간섭 더하기 잡음 비(signal to interference plus noise ratio; SINR) 추정 방법들 및 회로들에 관한 것이다.
보통 이동국들(MS들)이라고 하는 무선 통신 기기에서, SINR측정은 수신된 데이터를 처리할 때 변조기/복조기 또는 모뎀에서 통상 사용된다. 코드분할 다중접속(CDMA) 시스템에서, Eb/Nt(bit energy to noise power ratio)라고 정의되기도 하는 SINR는 빠른 순방향 전력 제어(FPC) 알고리즘을 지원하는 이동국(MS)을 위해 필요한 측정이다. 빠른 FPC는 3세대 CDMA 시스템의 순방향 링크 상에서 기지국(BS)의 전송되는 전력에 더 엄격한 제어를 제공하는 것에 의해 순방향 링크 용량을 증가시키는 수단으로서 전개되도록 의도되고 있다. FPC 알고리즘의 기본 아이디어는 서빙 BS가 현재의 무선 채널 페이딩 상태들에 의해 결정되는 바와 같은 그것의 수신된 " 순시" SINR에 따라 전송되는 전력을 증가시킬지 아니면 감소시킬지를 결정한다는 것이다. 구체적으로는, MS는 그것이 깊은 페이딩 상태(낮은 SINR)를 경험할 때 전송기 전력의 증가를 요청하고, 그것이 좋은 채널 상태(높은 SINR)를 경험할 때 전송기 전력의 감소를 요청한다.
단일 안테나 수신기의 경우, SINR 추정을 위한 MS 알고리즘은 전형적으로 다음과 같이 실행된다. 먼저, 신호 전력(Eb)은 전력제어비트들(FCH)의 또는 트래픽 심벌(SCH)의 가간섭성 결합 크기들을 제곱하는 것에 의해 계산된다. 이 가간섭성 합계는 활동중인 핑거들(소프트 핸드오프에서 다경로(multipath)에 또는 다른 BS경로에 할당되는지)에 관계하고, 여기서 각 핑거는 본래 의사-잡음(PN) 및 왈시(Walsh) 분산 코드 복조기 또는 상관기이다. 그러나, 총 잡음 전력은 각 핑거에 대해 독립적으로 추정된 잡음 전력 레벨들을 가산하는 것에 의해 그리고 이 잡음 항들을 상관되지 않는(uncorrelated) 것이라고 가정하여 계산된다. 하지만, 다중 수신기 안테나들의 경우에, 발명자들은 우세한 이웃 BS으로부터의 간섭(셀간 간섭) 및/또는 다경로 간섭(셀 내 간섭)은 전형적으로 안테나들을 가로질러 어느 정도의 상관을 나타내고(공간 상관), 그러므로, 독립적인 잡음 항들의 기초가 되는 가정은 부적절한 SINR 추정이 되게 한다는 것을 깨달았다. 더욱이, 최소평균제곱오차(MMSE) 규준들에 기초한 최적 조합(Optimal Combining; O.C) 체계가 수신기에서 사용될 때, O.C가 상관된 간섭을 억제하는 경향이 있으므로, O.C출력에서 관측되는 잔여 간섭 레벨이 각 안테나 가지에서 측정되는 간섭 전력 레벨들의 합과는 다를 것이라고 가 정하는 것이 합리적이다.
이 가르침들의 현재 바람직한 실시예들에 따라서, 전술한 및 다른 문제들이 극복되고, 다른 이점들이 실현된다.
한 양태에서 본 발명은 수신기를 동작시키는 방법으로서, 적어도 제1 및 제2 안테나들로부터 수신된 신호들을 적어도 하나의 핑거 쌍에 인가하는 단계를 포함하는 방법을 제공한다. 적어도 하나의 핑거 쌍은 제1 안테나에 할당된 제1 핑거맴버와 제2 안테나에 할당된 제2 핑거맴버를 포함한다. 이 방법은 각 핑거맴버로부터 트래픽 심벌들과 파일럿 심벌들을 출력하는 단계; 제1 핑거맴버들로부터 그리고 제2 핑거맴버들로부터 출력되며 그것들의 개별 채널 추정계수(MRC 결합)에 의해 또는 MMSE 가중치들에 의해 가중된 파일럿 심벌들을 안테나를 가로질러 결합(공간 결합)하여 이 특정 경로를 위한 잡음 더하기 간섭 추정치를 생성하는 단계를 더 구비한다. 하나를 넘는 다중 경로의 존재 하에 핑거 쌍은 활동성(active)이고, 각 핑거 쌍은 핑거 관리 기능에 의해 결정된 바와 같은 분해되는 경로(resolved path)에 할당된다. 이 방법은 각 핑거 쌍의 잡음 더하기 간섭 추정치들을 결합하여 디코더 입력에서 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하는 단계; 채널 디코더 입력에 있는 총 신호 에너지의 추정량에서 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 감산하여 비편향성 총 신호 추정량을 생성하는 단계; 및 비편향성 총 신호 추정량을 누산 잡음 더하기 간섭 추정량에 의해 나누어 (공간) 상관 및 비상관 간섭 기여분들 둘 다를 점(capture)하는 비편향성 신호 대 간섭 더하기 잡음비 추정량을 얻는 단계를 더 구비한다.
그것의 다른 양태에서 본 발명은 상응하는 PN 및 왈시 코드 상관기 쌍에 각각 결합된 적어도 2개의 안테나들에 결합된 무선 주파수 수신기로서, 각 PN 및 왈시 코드 상관기 쌍은 상응하는 안테나에 결합된 입력을 각각 가지는 제1 상관기맴버 및 제2 상관기맴버를 포함하는 무선 주파수 수신기를 제공한다. 각 상관기맴버는 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을 출력한다. 수신기는 상기 제1 및 제2 상관기맴버들에 결합된 입력들을 가져 가중된 파일럿 심벌들을 수신하고 가중된 파일럿 심벌들을 안테나들을 가로질러 공간 결합하여 제1 잡음 더하기 간섭 추정치를 생성하는, 각 핑거 쌍을 위한 결합기를 더 구비한다. 다경로의 경우에, 다수의 핑거 쌍들이 활동성이 되고, 각각에는 핑거 관리 모듈에 의해 결정된 바와 같은 단일 경로가 할당된다. 제2의 결합기는 각 핑거 쌍에 의해 발생된 잡음 더하기 간섭 추정량들을 합산하여 디코더 입력에서 총 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성한다. 감산기는 신호 에너지의 추정량에서 단일 잡음 추정량을 감산하는 것에 의해 비편향성 총 신호 추정량을 생성하고 그래서 채널 디코더에의 입력에서 정확한 SINR 추정량을 제공하고, 제3 결합기의 출력에 그리고 감산기의 출력에 결합된 입력들을 가지는 제산기는 비편향성 총 신호 추정량을 단일 잡음 추정량에 의해 나누는 것에 의해 비편향성 신호 대 간섭 더하기 잡음비 추정량을 출력한다. SINR은 그것이 공간 상관된 및 공간 비상관된 간섭 항들을 포착하므로 정확하다.
M개의 안테나들이 수신기에서 사용될 때, 핑거 쌍 모듈은 M-핑거들의 집합에 의해 대체되고 전술한 기법은 계속 유효하다.
또 다른 비제한적인 본 발명의 실시예에서 단일 안테나에 결합하는 입력을 가지는 무선 주파수 수신기가 제공되고 있다. 이 수신기는 단일 안테나에 결합하는 입력을 가지며 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을 출력하는 적어도 하나의 분산 코드 상관기; 이 상관기에 결합된 입력을 가지며 가중된 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을 출력하는 가중 블록; 및 가중된 파일럿 신호들을 수신하도록 결합되어 가중된 파일럿 심벌들로부터 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하는 잡음 더하기 간섭 추정기를 구비한다. 잡음 더하기 간섭 추정기는 2개의 연속하는 가중된 파일럿 심벌들을 감산하는 감산기, 2개의 연속하는 가중된 파일럿 심벌들 사이의 차이를 제곱하는 제곱기, 및 제곱된 차이를 복수 개의 심벌들에 걸쳐 평균하는 평균기를 가진다. 수신기는 가중된 트래픽 심벌들을 나타내는 채널 디코더에 입력되는 신호 에너지의 추정량에서 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 감산하여, 비편향성 총 신호 추정량을 생성하는 감산기 및 비편향성 총 신호 추정량을 누산 잡음 더하기 간섭 추정량에 의해 나누는 것에 의해 비편향성 신호 대 간섭 더하기 잡음비 추정량을 출력하는 제산기를 가지는 비편향성 신호 대 간섭 더하기 잡음비 추정기를 더 구비한다.
수신기의 각종 비제한적 실시예들은 예들로는 이동국, 기지국, 또는 둘 다에 구현될 수 있다.
이 가르침의 전술한 및 다른 양태들은 다음의 첨부된 도면들에 연계하여 읽혀질 때 바람직한 실시예들의 다음의 상세한 설명으로 명백하게 될 것이며:
도 1은 본 발명의 실시예들을 실용화하는 하나의 적당한 실시예를 나타내는 이동국 및 무선 통신망의 간략화된 블록도이며;
도 2는 M개 수신기 안테나들(간략화를 위해 M=2) 및 L개 핑거 쌍들(간략화를 위해 L=2)을 가지는 무선 송수신기의 블록도이며;
도 3a, 3b 및 3c는 전체로는 도 3이라고 하며, 본 발명의 바람직한 실시예들에 따라 도 2의 Nt_Pair1 및 Nt_Pair2 블록들(각각 도 3a 및 도 3b), 및 비편향성 SINR(Eb/Nt) 추정 블록(도 3c)를 보이며; 그리고
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예들의 일부를 형성하는 방법을 따르는 흐름도이다.
간결함을 위해, 본 설명은 안테나 2개의 수신기의 경우에 관해 제시된다. 그러나, 본 발명의 각종 실시예들은 아래에서 설명될 것처럼 M > 2인 다수의 안테나들(M개 안테나들)에 적용 가능하고 또한 단일 수신 안테나의 경우에도 적용 가능하다.
전술한 문제를 극복하기 위해, 그리고 더 정확한 SINR 추정을 제공하기 위해, 본 발명의 현재 바람직한 실시예들은 가간섭성 결합 심벌들로부터 전체 잡음 더하기 간섭 항을 단일 전력 소비에 일치하는 방식으로 계산한다. 더 구체적으로는, 본 발명의 현재 바람직한 실시예들은 잡음 더하기 간섭을 다음과 같이 추정한다:
a) 파일럿 심벌들은 그것들의 개별 가중치들에 의해 곱해지고 쌍으로 합산되 어 각 핑거 쌍을 위해 결합된 파일럿 심벌들의 스트림을 생성한다.
b) 각 쌍을 위해, 잡음 더하기 간섭은 2개의 연속하는 (공간) 결합된 파일럿 심벌들을 감산한 다음 제곱하고 평균하는 것에 의해 추정된다.
c) 채널 디코더 입력에서 보이는 전체 잡음 더하기 간섭 전력은 각 핑거 쌍의 모든 잡음 전력 레벨들을 시간 차원을 따라 합산하는 것에 의해 계산된다. 각 쌍 기여분은 핑거 잠금상태 플래그(1=인에이블됨, 0=디스에이블됨)에 의해 가중될 수 있다. 이런 식으로 공간 상관된 성분에 의해 생성되는 전체 잡음에 대한 기여분이 포착되고, 신호 디코더의 입력에서 보이는 SINR의 일관된 추정치가 제공된다.
다중 안테나들 및/또는 다중 핑거들이 수신기에서 이용 가능할 때, 다경로 신호 성분들을 시간 및 공간을 가로질러 가간섭성 결합하는데 이용되는 복소 가중치들은 다수의 예시적인 결합체계들의 중의 임의의 것을 이용하여 도출될 수 있다.
예를 들면, 하나의 적당한 결합체계는 CDMA 모뎀에서 RAKE 수신기라고 통상 불리는 최대 비 결합기(Maximal Ratio Combiner; MRC)를 사용한다. 이 경우 각 핑거를 위한 트래픽 신호들은 결합되기 전에 그것들의 개별 채널이득(복소 켤레)에 의해 가중된다. 예를 들면, IS-95 및 IS-2000 CDMA 시스템들에서 채널 진폭 및 위상은 필터링된 파일럿 심벌들로부터 추정된다. 이 유형의 결합은 만일 잡음 성분들이 상관되지 않는다면(비상관된다면) SNR을 최대화한다는 점에 주의한다. 이 가정하에서, 결합기 출력에서의 SNR은 각 상관기의 출력에서 관측되는 SNR의 합이다.
다른 적당한 결합체계는 MMSE 규준(criteria)에 기초하는 최적 결합기(OC)를 사용한다. OC는 다중 수신기 안테나들을 이용하여 소규모 페이딩(fading)과 싸울 뿐만 아니라 색상 간섭(colored interference)을 억제하고, 그래서 SINR을 최대화한다. 결합기 출력에서의 SINR은 그것의 간섭 억제 능력으로 인해 각 상관기의 출력에서 관측되는 SINR의 합보다 크다.
본 발명의 현재 바람직한 실시예들은 MRC, 또는 MMSE, 결합체계가 수신기에 채용될 때 동작하여, 디코더 출력에서 존재하는 잔여(유효) 잡음 전력 레벨을 측정한다. 부가하여, O.C 접근법을 위한 가중치들은 MMSE 규준에 기초하여 도출된다. MSE의 최소화를 위해 이용되는 알고리즘은 DMI(direct matrix inversion)인데 그것은 비엔나 해법(Wiener solution)인
Figure 112007016997788-pct00001
를 이행하며, 여기서
Figure 112007016997788-pct00002
는 잡음 공분산(covariance) 행렬이고
Figure 112007016997788-pct00003
는 소망된 및 수신된 신호들의 상호 상관, 즉 채널 추정치를 나타낸다.
Figure 112007016997788-pct00004
행렬의 크기는 MxM이다.
Figure 112007016997788-pct00005
벡터의 크기는 Mx1이다. 다른 유형들의 알고리즘들, 이를테면 최소 평균제곱(LMS) 및 회귀형 최소 제곱(RLS) 알고리즘들이 본 발명의 일반성을 잃지 않고 가중치들을 생성하기 위해 사용될 수도 있지만 그것들에 한정되지는 않는다.
본 발명을 적당한 기술적 맥락에 두기 위해, 그리고 도입으로서, 도 1은 본 발명을 실용화하는데 적당한 무선 통신 시스템(10)의 비제한적이고 예시적인 실시예를 간략화된 블록도로서 보이고 있다. 무선 통신 시스템(10)은 적어도 하나의 이동국(MS; 100)을 구비한다. 도 1은 또한 예시적인 네트워크 오퍼레이터(20)를 보이는데, 그것은, 예를 들면, 공중 패킷 데이터 통신망 또는 PDN과 같은 원거리통신망에 연결하기 위한 노드(30), 적어도 하나의 기지국 제어기(BSC; 40) 또는 동등한 장치, 및 복수 개의 송수신 기지국들(BTS; 50)을 가지며, 이 송수신 기지국들은 기지국들(BS들)이라고도 하며, 기설정된 무선 인터페이스 표준에 따라 물리적 및 논리적 채널들 둘 다를 이동국(100)에 순방향 또는 다운링크 방향으로 전송하는 송수신기들을 가진다. 역방향 또는 업링크 통신 경로 역시 이동국(100)부터 통신망 오퍼레이터까지에 존재하는데, 그것은 모바일 발신의 액세스 요구들 및 트래픽을 운반한다. 셀(3)은 각 BTS(50)와 연관되는데, 하나의 셀은 어떤 주어진 시간에 서빙(serving) 셀인 것으로 간주될 수 있는 반면, 인접 셀(들)은 이웃 셀인 것으로 간주될 수 있다.
무선 인터페이스 표준은 어떤 적당한 표준 또는 프로토콜에 순응할 수 있고, 음성 및 데이터 트래픽 둘 다를, 이를테면 데이터 트래픽 가능 인터넷 70 액세스 및 웹 페이지 다운로드들을 가능하게 할 수 있다. 본 발명의 현재 바람직한 실시예에서 무선 인터페이스 표준은 코드분할 다중접속(CDMA) 무선 인터페이스 표준, 이를테면 cdma2000으로서 알려져 있는 것과 호환성이 있지만, 이것은 본 발명의 실용화 하에서의 제한은 아니다.
이동국(100)은 전형적으로 메모리(130)에 연결된 마이크로제어부(MCU; 120)와 같은 제어부 또는 제어로직을 구비하며, 디스플레이(140)의 입력에 연결된 출력과 키보드 또는 키패드(160)의 출력에 연결된 입력을 가질 수 있다. 이동국(100)은 핸드헬드 무선전화기, 이를 테면 셀룰러 전화기 또는 개인용 커뮤니케이터일 수 있다. 이동국(100)은 사용 중에 다른 기기에 연결되는 카드 또는 모듈 내에 포함될 수도 있다. 예를 들면, 이동국(100)은 사용하는 동안에 휴대형 데이터 처리기, 이 를테면 랩톱 또는 노트북 컴퓨터 내에, 또는 사용자가 입을 수 있는 컴퓨터 내에도 설치되는 PCMCIA 또는 유사한 유형의 카드 또는 모듈 내에 들어 있을 수 있다.
일반적으로, 이동국들(100)의 실시예들의 예들은 셀룰러 전화기들, 무선 송수신기를 가지는 개인휴대 정보단말들(PDA들), 무선 송수신기를 가지는 휴대형 컴퓨터들, 무선 송수신기를 가지는 디지털 카메라와 같은 촬영 기기들, 무선 송수신기를 가지는 게이밍 기기들, 무선 송수신기를 가지는 음악 저장 및 재생 전기기구들 그리고 그러한 기능들의 조합들을 통합하는 핸드헬드 유닛들 또는 단말들을 포함할 수 있지만 그것들에 한정되지는 않는다.
이동국(100)은 또한 디지털 신호 처리기(DSP; 180) 또는 등가의 고속 처리기 또는 로직을 가지는 무선부와, 송신기(200) 및 수신기(220)로 구성된 송수신기를 구비한 무선 송수신기를 담고 있다. 적어도 수신기(220)는 네트워크 오퍼레이터와의 통신을 위해 복수 개의 수신 안테나들(240A, 240B)에 결합된다고 가정된다. 적어도 하나의 국부 발진기, 이를테면 주파수 신디사이저(SYNTH; 260)가 송수신기를 튜닝하기 위해 제공된다.
본 발명의 현재 바람직한 실시예들에 대하 가장 흥미로운 것은 수신기(220)인데, 그것의 요소들은 도 2 및 3에서 보이고 아래에서 상세히 논의된다.
도 2는 M=2의 수신기 안테나들(240A, 240B)과 L=2의 핑거 쌍들(221A, 221B 및 222A, 222B)에 공급하는 2개의 아날로그-디지털(A/D) 변환기들(223A, 223B)을 가지는 도 1의 수신기(220)의 일부를 도시한다. 핑거 쌍들(221, 222)은 시간 및 공간을 가로지르는 분해 가능 다경로 성분들의 신호 에너지를 수집한다. 이 예에서 2 개의 분해 가능 다경로들이 있고 결과적으로 2개의 핑거 쌍들(221, 222)이 사용되게 한다고 가정된다. 다른 실시예들에서는, 2개 정도의 분해 가능 신호 다경로들이 있을 수 있고, 그래서 2개 정도의 핑거 쌍들(221, 222)이 있을 수 있다. 핑거 쌍(221, 222)의 각 핑거맴버(상관기)는 파일럿 및 트래픽 심벌들(Pm ,l 및 Tm ,l)을 각각 출력한다. 트래픽 심벌들은 가중 블록들(224A, 224B 및 225 A, 225B)에서 심벌 결합기(226)에의 인가 전에 wm ,l에 의해 가중된다. 그 다음 결합된 트래픽 심벌은 비트 복조를 위해 채널 디코더(228)에 공급된다. 파일럿 심벌들 또한 wm ,l에 의해 가중되고 합산부둘(230A, 230B)에서 쌍으로 결합된다(즉, 상응하는 핑거 쌍 맴버 핑거들(221A, 221B 및 222A, 222B)의 순서로 결합된다). 결과적인 가중되고 공간 결합된 파일럿 심벌들은 도 3a 및 3b에서 Nt_Pair1 및 Nt_Pair2로 각각 보인 개별 Nt 추정 블록들(232A, 232B)에 입력된다. 도 2에 묘사된 가중치들(wm ,l)의 값들은 현재 바람직하나 비제한적인 예들로서의 MRC 또는 O.C. MMSE 기반 결합기 체계들을 사용하여 도출될 수 있다.
도 3은 현재 바람직한 SINR 추정 기법의 각종 요소들을 더 상세히 보이고 있다. 도 3a 및 3b에서 동일하게 만들어진 Nt 추정 블록들(232A, 232B)은 공간 결합된 파일럿 심벌들로부터 2개의 연속하는 심벌들의 감산(하나의 심벌 지연선(300)과 감산 노드(301)), 그 다음의 차이값의 제곱(블록 302) 및 k개 심벌들에 걸친 평균(블록 303)을 통해 잡음 더하기 간섭을 추정한다. 각 핑거 쌍으로부터의 추정된 잡음 더하기 간섭은 다음에 L개의 활동중인(active) 핑거 쌍에 걸쳐 합산되어 비편향 성 Eb/Nt 추정기(310)의 일부를 형성하는 블록 304에서 총 잡음 추정량(Nt)을 생성한다. 디코더 입력에서의 신호 에너지(Eb)는 블록들(305 및 306)에서 트래픽 심벌 결합기 출력(y)을 제곱하고 평균하는 것에 의해 계산된다. 그 다음에 Nt 추정량은 감산기(307)에서 Eb로부터 감산되어 편향(bias) 항을 제거한다. 비편향성 Eb 추정치는 그 다음에 블록 308에서 Nt에 의해 나누어져 MS(100)에서(또는 BS(50)에서) 전력 제어 및 다른 처리 태스크들을 위해 이용되는 SINR 추정량(Eb/Nt)을 제공한다. 비제한적 예로서 IS-95 및 IS- 2000 시스템들에서 k는 24개 심벌들(하나의 전력 제어 그룹에 상응함)과 동일하다.
도 2와 3의 기능은 하드웨어로, 또는 소프트웨어로, 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 조합(DSP 또는 MCU)으로 실현될 수 있다는 점에 주의해야 한다. 예를 들면, 그리고 아래에서 더 명백하게 될 것처럼, 다수의 전술한 동작들은 도 1에 보인 DSP(180)에 의해 실행되는 소프트웨어 명령어들에 의해 이행되는 것이 되게 수정 가능하다.
이제 전술한 동작들이 더 상세히 논의될 것이다. 본 발명의 현재 바람직한 실시예들은 단일 또는 다중 안테나들이 무선 CDMA 모뎀의 수신기에서 사용될 때 SINR을 결정하기 위해 제공되고 간략화를 위해 2개의 안테나들(240A, 240B) 및 2개의 핑거 쌍들(221, 222)의 경우에 관해 분석이 제시되지만, 본 발명의 현재 바람직한 실시예들의 사용은 M개 수신기 안테나들 및 L개 핑거들의 일반적인 경우로 쉽사리 확장될 수 있다는 것이 지적된다. 다음에서 SINR의 계산의 상세한 분석은 M=2, L=2에 대해 제공되는데, 그것은 본 발명의 현재 바람직한 실시예들의 이용 또는 범 위에 대한 제한으로서 만들어지지는 않는다.
주파수 페이딩 선택가능 채널(2개의 경로 페이딩)로 전송되며 부가 백색잡음에 의해 손상되고 2개의 안테나들(240A, 240B)에 의해 수신된 신호를 고려한다. 수신된 신호는 블록들(223)에서 A/D변환되고 각각의 할당된 핑거(221, 222)(상관기)의 입력에서 칩 당 하나의 샘플로 샘플링된다. 일반성의 손실 없이 다음의 유도가 CDMA 시스템에 대해 직각 위상 시프트 키잉(QPSK) 변조를 이용하여 행해진다. 각 핑거 쌍(221, 222)은, 동일한 PN 위상을 이용하여, 할당된 다경로 성분을 역확산한다고 가정되고, 이상적인 타이밍 복구가 편리함을 위해 가정된다. 이러한 조건들이 주어지면 각 상관기(221, 222)의 출력에서 심벌 표현은 다음 수학식들에 의해 주어진다:
Figure 112007016997788-pct00006
Figure 112007016997788-pct00007
Figure 112007016997788-pct00008
Figure 112007016997788-pct00009
--/H
여기서
Figure 112007016997788-pct00010
는 단위 에너지를 가지는 QPSK 변조된 부호화된 심벌들이며, m∈{l,2..M}, l∈{l,2..Z}의 αm,l 는 레일리(Rayleigh) 분산 진폭 및 균일 위상을 가지는 채널 복소 계수이며, Et 는
Figure 112007016997788-pct00011
에 의해 주어진 상관기 출력에서의 트래픽 심벌 에너지이며, Nt 는 트래픽 심벌 상관 길이이고, Ect 는 트래픽 칩 에너지이다. 이 경우에
Figure 112007016997788-pct00012
는 각 상관기(221, 222)의 출력에서의 트래픽 잡음 항이다. 트래픽 잡음 항은 우세한 동일채널(cochannel) 간섭에 의해 생성되는 공간 색상 성분(nI)과 백색성분(nw)의 2개의 성분들을 가진다. 트래픽 심벌들의 잡음 항을 전개하면 다음 수학식들과 같이 된다:
Figure 112007016997788-pct00013
Figure 112007016997788-pct00014
Figure 112007016997788-pct00015
Figure 112007016997788-pct00016
여기서
Figure 112007016997788-pct00017
는 상관기(222) 출력에서의 경로 2에 대한 경로 1의 다경로 간섭(진폭에서)을 나타낸다. 유사한 방식으로,
Figure 112007016997788-pct00018
는 상관기(221)의 출력에서의 경로 1에 대한 경로 2의 다경로 간섭(진폭에서)이다.
각 핑거 쌍(221, 222)의 간섭 성분들은 수학식 (5)를 (6)과 (7)을 (8)과 비교하여 알 수 있는 바와 같이 페이딩 계수에 의해서만 다르다. 사실, 각 핑거 쌍(221, 222)은 각 안테나 가지에서 수신된 페이딩 신호, 더하기 간섭을 동일한 PN 위상 및 왈시 코드를 이용하여 역확산한다. 페이딩 계수는, 각 경로에 대해 독립적임에도 불구하고, 관심 있는 속도에서는 시간적으로 천천히 변하고 그러므로 전력 제어 그룹(PCG) 간격(예컨대, IS-2000에서는 1.25 msec) 동안 복소 상수로서 간주 될 수 있다. 전술한 이유로, 간섭 항들은 PCG 간격 동안 안테나들을 가로질러 고도로 상관된다. 백색잡음 항들의 통계는 다음과 같다:
Figure 112007016997788-pct00019
Figure 112007016997788-pct00020
페이딩 계수들에 걸쳐 평균된 간섭 항들의 통계는 다음과 같다:
Figure 112007016997788-pct00021
Figure 112007016997788-pct00022
--/H
여기서 N(0, σ2)는 영의 평균 및 분산(σ2)을 가지는 가우스 분포를 나타내고,
Figure 112007016997788-pct00023
인 것으로 가정된다.
상관기(221, 222)에서의 파일럿 심벌들의 표현은 다음으로 주어진다:
Figure 112007016997788-pct00024
여기서
Figure 112007016997788-pct00025
이고, Np 는 파일럿 심벌 상관 길이이고, Ecp 는 파일럿 칩 에너지이다.
파일럿 잡음 성분들의 표현은 다음으로 주어진다:
Figure 112007016997788-pct00026
Figure 112007016997788-pct00027
Figure 112007016997788-pct00028
Figure 112007016997788-pct00029
각 트래픽 심벌은 가간섭성 결합을 위해 블록들(224, 225)에서 그것의 개별 가중치(복소 켤레)에 의해 곱해진다.
그래서 결합기(226) 출력 심벌은 다음으로 주어진다:
Figure 112007016997788-pct00030
채널 디코더(228)에 대한 입력에서 트래픽 심벌의 실제 에너지는 다음으로 주어진다:
Figure 112007016997788-pct00031
여기서 수학식들(1)..(4)은 수학식 (18)의 "T"를 대체하고 있다. 그러나, 실용화 목적을 위해, 모뎀에서의 비트 에너지는 잡음 항들을 포함하는 수학식 (18)의 제곱의 기대값을 취하는 것에 의해 계산된다. 계산을 단일 핑거 쌍(221 또는 222)로 제한하면, 공간 결합된 트래픽 심벌의 에너지는 다음 수학식으로 주어진다:
Figure 112007016997788-pct00032
수학식 (20)으로부터 알 수 있듯이, 가간섭성 결합된 트래픽 심벌들의 에너 지는 신호 에너지에 비례하는 항과 백색잡음 성분(Ioc)에 그리고 공간 색상 다경로 간섭((Ior)에 각각 비례하는 2개의 항들을 담고 있다.
편향(bias) 항의 추정량을 제공하기 위해, 그리고 공간 상관된 잡음 기여분 항들을 포착하기 위해, 다음 절차가 사용을 위해 현재 바람직하다:
a) 공간 차원을 가로질러 가간섭성 파일럿 심벌들로부터의 잡음 레벨 추정; 및
b) a)에서 계산된 L개 전력값들을 합산하여 시간 차원에서 핑거 쌍들의 모두에 대해 포착.
두 번째 단계 (b)는 다른 PN 위상들 때문에 시간적으로 비상관된 다경로 잡음 항들에 의해 그리고 PN 주기가 왈시 코드 길이(Nt)보다 훨씬 길다는 점을 상기하는 것에 의해 정당화된다.
잡음 더하기 간섭 추정량은 PCG에 대해 잡음 심벌들의 분산을 계산하는 것에 의해 계산될 수 있다. 바람직한 방법은 다음과 같이 2개의 연속하는 파일럿 심벌들을 감산하는 것에 의해 잡음 더하기 간섭을 계산하는 것이다(도 3a 및 3b의 블록들인 300 및 301 참조).
잡음 추정치는 다음 수학식으로 주어진다:
Figure 112007016997788-pct00033
수학식 (14) 내지 (17)을 수학식 (21)에 대입하고, 2개의 연속하는 파일럿 심벌들을 가로지르는 각 페이딩 계수 상수를 가정하면, 다음 수학식과 같이 된다:
Figure 112007016997788-pct00034
알 수 있듯이, 수학식 (22)는 수학식 (20)에서 보인 바와 같은 가간섭성 결합된 트래픽 심벌들의 잡음 더하기 간섭 전력의 추정량을 제공한다. 디코더(228) 입력에서의 전체 잡음 항은 다음 수학식으로 주어진다:
Figure 112007016997788-pct00035
Eb/Nt 는 수학식 (20)과 수학식 (23)의 비, 즉
Figure 112007016997788-pct00036
로서 얻어진다. 바람직한 방법은 다음과 같이 수학식 (20)으로부터 편향 항을 제거하는 것이다:
Figure 112007016997788-pct00037
본 발명의 현재 바람직한 하지만 비제한적인 실시예들에서 이중 안테나 수신기(220)가 사용되며 각 핑거맴버 쌍(221A, 222B 및 222A, 222B)에 관련한 잡음 항은 독립적으로 계산되고 그 다음에 합산된다. 위에서 언급된 바와 같이, Eb 및 Nt의 계산은 하등웨어로 또는 소프트웨어로(또는 그것들 둘 다의 결합에 의해) 수행될 수 있다. 현재 바람직한 잡음 추정 절차는 수학식 (21(에 보인 바와 같은 차이를 이용하는 반면, 현재 바람직한 Eb 추정 절차는 수학식 (24)에 보인 바와 같은 편향을 제거한다.
올바로 인식될 바와 같이, 본 발명의 현재 바람직한 실시예들은 다수의 안테 나들(240A, 240B) 및 다수의 할당된 핑거들(221, 222)로부터의 신호들을, 다경로에 의해 생성되든지 또는 우세한 이웃 BS(들)에 의해 생성되든지 간에, 공간 상관된 간섭을 고려하는 개선된 SINR 추정량을 실현하는 방식으로 이용하는 회로들 및 방법들을 제공한다. 결정된 SINR 추정량은 디코더 입력에서 보이는 유효한 Eb/Nt를 나타낸다. 이 정보는 MS(100)에 의해 순방향 전력 제어 처리를 위해 및/또는 정확한 SINR 추정량이 있는 것이 유익할 것인 다른 목적을 위해 이용될 수 있다. 추가로, 제안된 SINR 추정 방법은 유연하고, 비제한적인 예들인, MRC 또는 O.C.( MMSE 규준에 기반함) 수신기 다이버시티 체계들과 함께 사용하기에 적합하다.
주지된 바와 같이, 본 발명의 바람직한 실시예들에 따라 얻어진 개선된 SINR 추정은 MS(100)/BS(50) 모뎀에서 몇 개의 알고리즘들에 의해 채용될 수 있다. 본 발명의 현재 바람직한 실시예들은, 비록 MS(100)의 견지에서 제시되었지만, BS(50), 이를테면 역 전력 제어 절차를 이행하는 것에 쉽사리 확장될 수 있다. 그래서, 위의 설명은 SINR 추정의 사용을 FPC 알고리즘의 견지에서 제시하였지만, 개선된 SINR 추정의 이용은 이 하나의 중요한 응용과만 함께 사용되는 것에 한정되지는 않는다.
전술한 설명에 기초하여, 그리고 도 4를 참조하면, 본 발명의 양태가 수신기(220)를 동작시키는 방법으로서 (단계 A) 적어도 제1 및 제2 안테나들(240A, 240B)로부터 수신된 신호들을 L개 핑거 쌍들에 인가하는, L은 주어진 순간에 다수의 분해 가능 다경로들을 나타내는 단계를 포함하는 방법이라는 것이 인식될 수 있을 것이다. 각 핑거 쌍은 제1 핑거맴버(221A, 222 A) 및 제2 핑거맴버(221B, 222B) 를 포함한다. 이 방법은 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을 각 핑거맴버로부터 출력한다. 단계 B는 파일럿 심벌들을 예를 들면 MRC 또는 O.C 체계들로부터 얻어진 그것들의 개별 가중치들에 의해 곱한다. 단계 C는 제1 핑거맴버들 및 제2 핑거맴버들로부터 출력되는 가중된 파일럿 심벌들을 공간 결합하고, 단계 D는 2개의 연속하는 공간 결합된 파일럿 심벌들을 감산하고, 그 다음 제곱하고 평균하여 고려 중인 경로를 위한 잡음 더하기 간섭 추정치를 생성한다. 단계 E는 각 핑거 쌍에 의해 생성된 잡음 더하기 간섭 추정량들을 결합하여 누산 (전역) 잡음 추정량을 생성한다. 단계 F는 채널 디코더에 입력된 총 신호 에너지로부터 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 감산하여 비편향성 총 신호 추정량을 생성한다. 단계 G는 비편향성 총 신호 추정량을 누산 잡음 더하기 간섭 추정량에 의해 나누어, (공간) 상관 및 비상관 간섭 기여분들 둘 다를 포착한 비편향성 신호 대 간섭 더하기 잡음비 추정량을 얻는다.
전술한 설명은 본 발명을 행하기 위해 발명자들에 의해 현재 꾀해진 최상의 방법들 및 장치의 완전하고 정보 제공적인 설명을 예시적이고 비제한적인 예들로서 제공하고 있다. 그러나, 각종 변형들 및 개조들은 첨부 도면들과 첨부의 청구항들에 연계하여 읽혀질 때 전술한 설명의 견지에서 관련 기술들의 당업자에게는 명백하게 될 것이다. 일부 예들이긴 하지만, 다른 유사한 또는 동등한 회로 구조들의 사용은 이 기술의 당업자들에 의해 시도될 수 있고, 2개보다 많거나 적은 안테나들이 채용될 수도 있다.
예를 들면, 설계상 선택으로서 또는 제2 안테나의 고장의 결과로서 하나의 안테나만이 사용되는 상황의 경우, Nt 추정 블록(232A)(그리고 만일 하나를 넘는 분해 가능 신호가 처리되고 있다면 232B도)에의 입력은 하나의 핑거(221A)만으로부터의 가중된 출력일 수 있고, 핑거(221B)는 (만일 존재한다면) 끄진 채로 있을 수 있다.
그러나, 본 발명의 가르침의 모든 그러한 및 유사한 변형들은 여전히 본 발명의 범위 내에 있을 것이다.
게다가, 본 발명의 현재 바람직한 실시예들의 특징들의 일부는 다른 특징들의 상응하는 이용 없이 유익하게 이용될 수 있다. 이처럼, 전술한 설명은 본 발명의 원리들을 단지 예시하는 것으로만 고려되어야 하고 그것을 제한하는 것으로 생각되지는 않아야 한다.

Claims (36)

  1. 방법에 있어서,
    적어도 제1 및 제2 안테나들로부터 수신된 신호들을 분해 가능 신호 경로들에 따라서 L개 핑거 쌍들에 인가하는 단계로서, L은 1 보다 크며, 각 핑거 쌍은 제1 핑거맴버 및 제2 핑거맴버를 포함하는, 단계;
    각 핑거맴버로부터 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을 출력하는 단계;
    고려 중인 특정 핑거 쌍을 위한 잡음 더하기 간섭 추정치를 생성하도록 각 핑거 쌍의 핑거맴버들로부터 출력된 가중된 파일럿 심벌들을 공간 결합하는 단계;
    채널 디코더 입력에서 보이는 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하도록 각 핑거 쌍의 잡음 더하기 간섭 추정치들을 결합하는 단계;
    채널 디코더 입력에 입력된 총 신호 에너지의 추정량에서 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 감산하여 비편향성 총 신호 추정량을 생성하는 단계; 및
    비편향성 총 신호 추정량을 누산 잡음 더하기 간섭 추정량에 의해 나누어, 공간 상관된 그리고 비상관된 간섭 기여분들이 포착된 비편향성 신호 대 간섭 더하기 잡음비 추정량을 얻는 단계를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 공간 결합하는 단계는, 2개의 연속하는 파일럿 심벌들을 감산하며, 그 차이를 제곱하고 제곱된 차이를 복수 개의 심벌들에 걸쳐 평균하는 것에 의해 공간 결합된 파일럿 심벌들로부터 잡음 더하기 간섭을 추정하는 단계를 포함하는 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 결합하는 단계는 각 핑거로부터의 추정된 잡음 더하기 간섭을 모든 활동중인 핑거 쌍들에 걸쳐 합산하여 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하는 단계를 포함하며, 상기 디코더 입력에서의 신호 에너지는 트래픽 심벌 결합기로부터 출력된 잡음을 제곱하고 평균하는 것에 의해 결정되는 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 공간 상관된 간섭은 셀간 간섭 및 셀 내 간섭 중의 적어도 하나로부터 일어나는 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들은 결합되기 전에 복소 가중치들에 의해 곱해지는 방법.
  6. 제5항에 있어서, 각 핑거맴버로부터 출력된 트래픽 신호들은, 그것들의 개별 채널 이득에 의해, 최소 평균 제곱 오차 규준들에 기초하여 최대 비 결합기 또는 최적 결합기 중의 하나로부터 출력된 가중치들을 이용하여 가중되는 방법.
  7. 장치에 있어서,
    각 의사-잡음 (pseudo-noise, PN) 및 왈시 코드 상관기 쌍은 제1 상관기맴버 및 제2 상관기맴버를 포함하며, 각 상관기맴버는 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을 출력하도록 구성된, 적어도 하나의 의사-잡음 및 왈시 코드 상관기 쌍;
    상기 상관기맴버들로부터 가중된 파일럿 심벌들을 수신하고 가중된 파일럿 심벌들을 공간 결합하여 고려 중인 특정 상관기 쌍을 위한 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하는 제1 결합기;
    모든 활동 중인 핑거 쌍들로부터 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하는 제2 결합기;
    상기 의사-잡음 및 왈시 코드 상관기 쌍들의 모두로부터의 가중되고 결합된 트래픽 심벌들을 나타내는 채널 디코더에 입력되는 신호 에너지의 추정량에서 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 감산하는 것에 의해 비편향성 총 신호 추정량을 생성하는 감산기; 및
    비편향성 총 신호 추정량을 공간 상관된 그리고 비상관된 간섭 항들 둘 다를 포착한 누산 잡음 더하기 간섭 추정량에 의해 나누는 것에 의해 비편향성 신호 대 간섭 더하기 잡음비 추정량을 출력하는 제산기를 포함하는 장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 제1 및 제2 결합기들의 각각은 공간 결합된 파일럿 심벌들로부터 잡음 더하기 간섭을 추정하도록 동작 가능하고, 2개의 연속하는 파일럿 심벌들을 감산하는 감산기, 2개의 연속하는 파일럿 심벌들 간의 차이를 제곱하는 제곱기, 및 제곱된 차이를 복수 개의 심벌들에 걸쳐 평균하는 평균기를 포함하는 장치.
  9. 제8항에 있어서, 각 핑거 쌍으로부터의 추정된 잡음을 모든 활동중인 핑거 쌍들에 걸쳐 합산하여 총 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하는 기능부를 구비하는 제3 결합기를 더 포함하며, 상기 디코더 입력은 트래픽 심벌 결합기의 출력을 제곱하고 평균하는 기능부에 의해 신호 에너지를 결정하도록 구성된 장치.
  10. 제7항에 있어서, 상기 공간 상관된 간섭은 셀간 간섭 및 셀 내 다경로 중의 적어도 하나로부터 일어나는 장치.
  11. 제7항에 있어서, 상기 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을, 결합되기 전에, 복소 가중치들과 곱하도록 구성된 가중 블록들을 더 포함하는 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 복소 가중치들을 제공하도록 구성된 최대 비 결합기를 더 포함하는 장치.
  13. 제11항에 있어서, 상기 복소 가중치들을 출력하도록 구성된 최적 결합기를 더 포함하는 장치.
  14. 제11항에 있어서, 상기 복소 가중치들은 최소 평균 제곱 오차 규준들에 기초하는 장치.
  15. 제7항에 따른 상기 장치는 이동국의 일부로서 구현되는 장치.
  16. 제7항에 따른 상기 장치는 기지국의 일부로서 구현되는 장치.
  17. 제7항에 따른 상기 장치는, 하나 이상의 핑거 쌍이 다경로 전파로부터 에너지를 수집하도록 구성된 장치.
  18. 무선 주파수 송수신기를 포함하는 장치에 있어서, 상기 송수신기는,
    제1 상관기맴버 및 제2 상관기맴버를 포함하며, 각 상관기맴버는 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을 출력하도록 구성된 적어도 하나의 분산 코드 상관기 쌍;
    가중된 파일럿 심벌들을 수신하고 가중된 파일럿 심벌들을 공간 결합하여 고려 중인 특정 상관기 쌍을 위한 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하도록 구성된 제1 결합기;
    모든 활동중인 핑거 쌍들로의 입력들을 가져, 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하도록 구성된 제2 결합기;
    상기 상관기 쌍들의 모두로부터의 가중되고 결합된 트래픽 심벌들을 나타내는 채널 디코더에 입력된 신호 에너지의 추정량으로부터 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 감산하는 것에 의해 비편향성 총 신호 추정량을 생성하도록 구성된 감산기; 및
    공간 상관된 그리고 비상관된 간섭 항들 둘 다를 포착한 누산 잡음 더하기 간섭 추정량에 의해 비편향성 총 신호 추정량을 나누는 것에 의해 비편향성 신호 대 간섭 더하기 잡음비 추정량을 출력하는 제산기를 포함하는 장치.
  19. 제18항에 있어서, 상기 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을, 결합되기 전에, 복소 가중치들과 곱하도록 구성된 가중 블록들 및 이 복소 가중치들을 생성하도록 구성된 최대 비 결합기를 더 포함하는 장치.
  20. 제18항에 있어서, 상기 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을, 결합되기 전에, 복소 가중치들과 곱하도록 구성된 가중 블록들 및 이 복소 가중치들을 생성하도록 구성된 최적 결합기를 더 포함하는 장치.
  21. 제18항에 있어서, 상기 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을, 결합되기 전에, 복소 가중치들과 곱하도록 구성된 가중 블록들을 더 포함하고, 이 복소 가중치들은 최소 평균 제곱 오차 규준들을 이용하여 생성되는 장치.
  22. 무선 주파수 송수신기를 포함하는 장치에 있어서, 상기 송수신기는,
    제1 상관기맴버 및 제2 상관기맴버를 포함하며, 각 상관기맴버는 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을 출력하도록 구성된 적어도 하나의 분산 코드 상관기 쌍;
    상기 상관기맴버들로부터 가중된 파일럿 심벌들을 수신하고 가중된 파일럿 심벌들을 공간 결합하여 고려 중인 특정 상관기 쌍을 위한 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하도록 구성된 제1 결합기;
    모든 활동중인 핑거 쌍들로부터의 입력들을 결합하여 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하도록 구성된 제2 결합기;
    상기 상관기 쌍들의 모두로부터의 가중되고 결합된 트래픽 심벌들을 나타내는 채널 디코더에 입력된 신호 에너지의 추정량으로부터 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 감산하는 것에 의해 비편향성 총 신호 추정량을 생성하도록 구성된 감산기; 및
    공간 상관된 그리고 비상관된 간섭 항들 둘 다를 포착한 누산 잡음 더하기 간섭 추정량에 의해 비편향성 총 신호 추정량을 나누는 것에 의해 비편향성 신호 대 간섭 더하기 잡음비 추정량을 출력하도록 구성된 장치.
  23. 제22항에 있어서, 상기 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을, 결합되기 전에, 복소 가중치들과 곱하도록 구성된 가중 블록들 및 이 복소 가중치들을 생성하도록 구성된 최대 비 결합기를 더 포함하는 장치.
  24. 제22항에 있어서, 상기 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을, 결합되기 전에, 복소 가중치들과 곱하도록 구성된 가중 블록들 및 이 복소 가중치들을 생성하도록 구성된 최적 결합기를 더 포함하는 장치.
  25. 제22항에 있어서, 상기 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을, 결합되기 전에, 복소 가중치들과 곱하도록 구성된 가중 블록들을 더 포함하고, 이 복소 가중치들은 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 규준들을 이용하여 생성되는 장치.
  26. 장치로서,
    트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을 출력하도록 구성된 적어도 하나의 분산 코드 상관기;
    상기 상관기로부터의 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을 수신하도록 구성되고 가중된 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을 출력하도록 구성된 가중 블록;
    가중된 파일럿 신호들을 수신하여 가중된 파일럿 심벌들로부터 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하도록 구성되며, 2개의 연속하는 가중된 파일럿 심벌들을 감산하도록 구성된 감산기, 2개의 연속하는 가중된 파일럿 심벌들 사이의 차이를 제곱하도록 구성된 곱셈기, 및 제곱된 차이를 복수 개의 심벌들에 걸쳐 평균하도록 구성된 평균기를 포함하는 잡음 더하기 간섭 추정기; 및
    가중된 트래픽 심벌들을 나타내는 채널 디코더에 입력되는 신호 에너지의 추정량으로부터 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 감산하도록 구성되어, 비편향성 총 신호 추정량을 생성하는 감산기, 및 비편향성 총 신호 추정량을 누산 잡음 더하기 간섭 추정량에 의해 나누는 것에 의해 비편향성 신호 대 간섭 더하기 잡음비 추정량을 출력하도록 구성된 제산기를 포함하는 비편향성 신호 대 간섭 더하기 잡음비 추정기를 포함하는 장치.
  27. 컴퓨터 상에서 실행될 때 컴퓨터가 수신기를 동작시키게 하는 컴퓨터 판독 가능 프로그램을 포함하는 컴퓨터 판독 가능 기록매체에 있어서, 상기 컴퓨터 판독 가능 기록매체는,
    적어도 제1 및 제2 안테나들로부터 수신되고, 분해 가능 신호 경로들에 따라서, L은 1보다 큰 L개 핑거 쌍들에 인가된 신호들에 응답하는 동작으로서, 각 핑거 쌍이 제1 핑거맴버 및 제2 핑거맴버를 포함하는, 동작;
    각 핑거맴버로부터 트래픽 심벌들 및 파일럿 심벌들을 출력하는 동작;
    고려 중인 특정 핑거 쌍을 위한 잡음 더하기 간섭 추정치를 생성하도록 각 핑거 쌍의 핑거맴버들로부터 출력되는 가중된 파일럿 심벌들을 공간 결합하는 동작;
    채널 디코더 입력에서 보이는 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하도록 각 핑거 쌍의 잡음 더하기 간섭 추정치들을 결합하는 동작;
    채널 디코더 입력에 입력된 총 신호 에너지의 추정량으로부터 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 감산하여, 비편향성 총 신호 추정량을 생성하는 동작; 및
    비편향성 총 신호 추정량을 누산 잡음 더하기 간섭 추정량에 의해 나누는 것에 의해 공간 상관된 그리고 비상관된 간섭 기여분들을 포착한 비편향성 신호 대 간섭 더하기 잡음비 추정량을 얻는 동작을 포함하는 컴퓨터 판독 가능 기록매체.
  28. 제27항에 있어서, 상기 공간 결합하는 동작은 2개의 연속하는 파일럿 심벌들을 감산하며, 그 차이를 제곱하고 제곱된 차이를 복수 개의 심벌들에 걸쳐 평균하는 것에 의해 잡음 더하기 간섭을 추정하는 동작을 포함하는 컴퓨터 판독 가능 기록매체.
  29. 제27항에 있어서, 상기 공간 결합하는 동작은 각 핑거 쌍으로부터의 추정된 잡음 더하기 간섭을 모든 활동중인 핑거 쌍들에 걸쳐 합산하여 누산 잡음 더하기 간섭 추정량을 생성하는 동작을 포함하며, 디코더 입력에서의 신호 에너지는 트래픽 심벌 결합기로부터 출력된 잡음을 제곱하고 평균하는 것에 의해 결정되는 컴퓨터 판독 가능 기록매체.
  30. 제27항에 있어서, 상기 공간 상관된 간섭은 셀 내 간섭 및 셀간 간섭 중의 적어도 하나로부터 일어나는 컴퓨터 판독 가능 기록매체.
  31. 제27항에 있어서, 상기 트래픽 심벌 및 파일럿 심벌들은 결합되기 전에 복소 가중치에 의해 곱해지는 컴퓨터 판독 가능 기록매체.
  32. 제31항에 있어서, 각 핑거맴버로부터 출력되는 트래픽 신호들은 최소 평균 제곱 오차 규준들에 기초하여 최대 비 결합기 또는 최적 결합기 중의 하나로부터 출력된 가중치들을 이용하여 그것들의 개별 채널 이득에 의해 가중되는 컴퓨터 판독 가능 기록매체.
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