KR100803115B1 - 적응 안테나 어레이가 구비된 wｃｄｍａ 시스템에서의 신호 처리 방법 이를 위한 시스템 - Google Patents

Abstract

본 발명은 적응 안테나 어레이가 설치된 CDMA용 기지국 시스템에서의 신호 처리 방법 이를 위한 시스템에 관한 것이다. 본 발명의 신호 처리 방법은 하나 이상의 안테나를 사용하는 비동기 통신 시스템에 있어서, 상기 안테나를 통해 수신된 신호들 중에서 제어 채널을 통해 수신된 신호를 이용하여, 각 안테나를 통해 수신된 신호 별로 자기 상관 함수를 결정하고, 상기 결정된 자기 상관 함수를 이용하여 상기 제어 채널 신호 및 다른 신호들의 공간 처리를 위한 가중치 벡터(weight vector)를 결정하며, 상기 결정된 각각의 가중치 벡터를 이용하여 상기 제어 채널 신호 및 다른 신호들을 처리하는 것을 포함한다.

시공간 처리

Description

적응 안테나 어레이가 구비된 WＣＤＭＡ 시스템에서의 신호 처리 방법 이를 위한 시스템{Method for processing signal in WCDMA with adaptive antenna array, System for the same}

도 1은 종래 기술에 따라 시간적 처리를 위한 레이크 수신기를 나타낸 도면.

도 2는 종래 기술에 따라 시공간적 처리를 위한 레이크 수신기를 나타낸 도면.

도 3은 본 발명에 이용되는 DPDCH와 DPCCH의 구성을 나타낸 도면.

도 4는 본 발명에 이용되는 DPDCH와 DPCCH의 신호 처리 과정을 나타낸 도면.

도 5는 본 발명의 제1, 제2 실시예에 따라 신호 처리를 수행하기 위한 구성을 나타낸 도면.

도 6은 본 발명의 제3 실시예에 따라 신호 처리를 수행하기 위한 구성을 나타낸 도면.

도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

301 : 저역통과 필터 312 : 버퍼

302 : DLL(Delay Lock Loop) 313 : 채널 추정기

303 : DPCH 디스크램블러 314 : 곱셈기

304 : 버퍼 및 DPCCH 역확산기 315,316,318 : 결합기

305 : 웨이트 벡터 계산부 319 : 측정 보고 블락

306 : 빔형성부 320 : DPCH 다중경로 탐색기

307,310 : 내적부 321 : 다중경로 제어기

308,311 : 누산기 322 : 핑거

309 : DPDCH 역확산기

본 발명은 적응 안테나 어레이가 설치된 WCDMA용 기지국 시스템에서의 신호 처리 방법 이를 위한 시스템에 관한 것이다.

일반적으로, 코드 분할 다중 접속(Code Division Multiple Acccess ;이하 CDMA라 약칭함) 시스템을 위한, 시간 처리 적응 어레이 안테나를 구현하는데 있어, 초고주파 신호를 기저대역 신호로 전환하는 주파수 하향 변환기(frequency down converter), 아날로그 신호를 디지털 신호로 전환하는 아날로그 디지털 변환기(A/D converter), 공간처리를 위한 빔형성기(beamformer)와, CDMA 시스템의 역확산(despreading) 및 시간처리를 위한 레이크수신기(Rake receiver), 디지털로 변조된 신호를 복조하는 디지털 복조기 등으로 구성된다.

종래의 시간 처리만 실시하는 CDMA 시스템의 레이크 수신기는 도 1과 같은 원리로 동작한다.

주파수 선택 페이딩(frequency selective fading) 환경에서는, 다중 경로의 지연 정도가 심볼 주기보다 크게 된다.

CDMA 시스템에서는, 한 칩 단위로 신호 처리를 할 수 있으므로, 한 심볼을 한 칩으로 생각한다고 하면 시간적으로, 한 칩 주기보다 큰 심볼간 간섭(intersymbol interference(ISI))은 레이크 수신기(Rake receiver)를 통해 구별할 수 있다.

도 1에 도시된 바와 같이, 여러 개의 다중 경로가 존재할 때 L개의 핑거(figner)(101,102,103)를 사용하면 시간차가 있는 L개의 다중 경로를 구별해 낼 수 있다. 각 핑거는 각각의 시간 지연기(101)와, 상관기(102)와, 적분기(103)를 포함한다.

즉, 각 경로를 구별하기 위해 레이크 수신기는 각각의 다중 경로 시간 지연에 맞추어져 있는, 몇 개의 상관기(correlator)로 이루어져 있어, 이것의 출력은 신호 대 잡음비(SNR)를 최대화하도록 레이크 수신기(104)에 의해 합하여진다.

일반적으로, 다중 경로 성분들은 시간 지연이 다를 뿐 아니라 그 입사각도 각각 다르다.

기존의 단일 안테나를 사용하는 수신기에서는 단지 시간 축에서만 신호를 분석할 수 있기 때문에, 레이크 수신기를 이용하여 시간 처리만 실시하였으나 여러 안테나가 설치된 스마트 기지국에서는 신호의 공간 축에서의 신호도 분석할 수 있다.

이것을 2차원 레이크 수신기라고 하며, 이를 도 2에 도시하였다.

도 2를 참조하면, 안테나를 통하여 수신된 각 경로의 신호는 주파수 하향 변 환기(201)에 의해 하향 주파수로 변환되고(201), 상관기(202)에 의해 상관이 취해진다.

2차원 레이크 수신기는 각 다중 경로의 입사각이 다른 것을 이용하기 위하여, 각 경로에 하나의 빔형성기(204)를 할당하고, 빔형성 웨이트 계산부(203)에 의해 계산되어진 웨이트 벡터를 이용하여 공간 처리를 실시하고, 레이크 결합기(206)에 의해 결합한다. 즉, 2차원 레이크 수신기는 이 결합된 신호를 기존 레이크 수신기를 이용하여 신호 처리를 한 다음 나중에 각 경로의 시공간 처리된 신호를 결합하는 구조이다.

다시 말하면, 기존의 CDMA 시스템에서는 하나의 핑거에서 단일 안테나로 수신된 신호를 이용하여 각 시간 지연이 다른 경로를 할당받아 시간 처리만 담당했지만, 시공간 처리를 담당하는 2차원 레이크 수신기에서는 하나의 핑거가 복수 안테나로 수신된 신호를 바탕으로 웨이트 벡터를 생성하여 각 안테나 신호를 결합하는 공간 처리 뿐 아니라 그 공간 처리 후 시간 처리도 동시에 담당한다.

물론, 2차원 레이크 수신기에서도 각 시간 지연이 다른 신호를 각 핑거에서 할당받아 나중에 모든 신호 처리가 끝난 후 결합하는 것은 기존의 시스템과 같다고 할 수 있다.

하지만, 그 중간에서 일어나는 신호 처리가 시간 처리 뿐인지, 시간 처리와 공간 처리가 동시에 일어나는 지에는 큰 차이가 있다고 할 수 있다.

상기 2차원 레이크 수신기에서의 빔형성 알고리즘(빔형성 웨이트 벡터 계산부; 203)은 신호 벡터로부터 구성된 자기 상관 행렬을 이용하여 그 자기 상관 행렬 의 최대 고유치(eigenvalue)에 해당하는 고유벡터(eigenvector)를 구하는 것으로 귀착된다.

이때, 종래의 기술은 IS-95 CDMA 시스템을 위해 빔형성기(Beamformer)에 적용할 웨이트 벡터를 구하기 위해, 미리 알고 있는 코드로 역확산하기 전의 고속의 신호와 미리 알고 있는 코드로 역확산한 후의 저속의 신호를 모두 이용하여 빔형성 알고리즘을 수행한다.

아울러 적응 알고리즘을 적용하기 위해 역확산 전의 신호를 샘플링한 신호의 자기상관 행렬과 역확산 후의 신호를 샘플링한 신호의 자기상관 행렬을 계산하고, 그 각각의 행렬을 이용하여 공간처리를 위한 웨이트 벡터를 계산한다.

이와 같이, CDMA 시스템에서 이용되는 2차원 레이크 수신기의 이용이 비동기 시스템인 광대역 코드 분할 다중 접속(Wideband Code Division Access;이하 WCDMA) 시스템에서의 적용이 고려중이다.

그러나, WCDMA 시스템에서는 상기 레이크 수신기의 원리가 그대로 적용될 수 없으며, 이용할 수 있더라도 신호 처리 방법이 WCDMA 시스템에 맞게 달라져야 한다.

따라서, 본 발명의 목적은 이상에서 언급한 종래 기술의 문제점을 감안하여 안출한 것으로서, 시공간 처리가 가능하기에 적당하도록 하는 적응 안테나 어레이가 설치된 WCDMA 시스템에서의 신호 처리 방법 이를 위한 시스템을 제공하기 위한 것이다.

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이상과 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 신호 처리 방법에 따르면, 하나 이상의 안테나를 사용하는 비동기 통신 시스템에 있어서, 상기 안테나를 통해 수신된 신호들 중에서 제어 채널을 통해 수신된 신호를 이용하여, 각 안테나를 통해 수신된 신호 별로 자기 상관 함수를 결정하고, 상기 결정된 자기 상관 함수를 이용하여 상기 제어 채널 신호 및 다른 신호들의 공간 처리를 위한 가중치 벡터(weight vector)를 결정하며, 상기 결정된 각각의 가중치 벡터를 이용하여 상기 제어 채널 신호 및 다른 신호들을 처리하는 것을 포함한다.
이상과 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 신호 처리 시스템에 따르면, 하나 이상의 안테나를 사용하는 비동기 통신 시스템에 있어서, 상기 안테나를 통해 수신된 신호 중에서 제어 채널을 통해 수신된 신호를 이용하여 결정된 자기 상관 함수를 통해, 각 안테나를 통해 수신된 신호 별로 신호의 공간 처리를 위한 가중치 벡터(weight vector)를 결정하는 가중치 벡터 결정부와 상기 결정된 각각의 가중치 벡터를 이용하여 상기 제어 채널 신호 및 다른 신호들의 공간 처리를 하는 신호 처리부를 포함하여 이루어진다.
이상과 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 신호 처리 시스템에 따르면, 하나 이상의 안테나를 사용하는 비동기 통신 시스템에 있어서, 상기 안테나를 통해 수신된 신호 중에서 제어 채널을 통해 수신된 신호를 이용하여 결정된 자기 상관 함수를 통해, 각 안테나를 통해 수신된 신호 별로 각 신호의 공간 처리를 위한 가중치 벡터(weight vector)를 결정하는 가중치 벡터 결정부와 상기 결정된 각각의 가중치 벡터를 이용하여 상기 제어 채널 신호의 공간 처리를 하는 제 1 신호 처리부와 상기 가중치 벡터가 결정되는 동안 다른 채널을 통해 수신된 신호를 저장하는 신호 저장부와 상기 제어 채널 신호를 이용하여 결정된 각각의 가중치 벡터를 이용하여 상기 저장된 다른 채널 신호들의 공간 처리를 하는 제 2 신호 처리부를 포함하여 이루어진다.
이하 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 구성 및 작용을 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.

본 발명을 적용하기 위한 WCDMA 시스템의 채널 구조부터 설명한다.

도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명을 적용하기 위한 WCDMA 시스템의 채널 구조를 살펴보면, 1 무선 프레임(T_f=10ms)의 슬롯(slot)에 대하여 단말기로부터 기지국으로의 역방향 채널은 DPCH는 DPCCH(Dedicated Physical Control CHannel)와 DPDCH(Dedicated Physical Data CHannel)로 구성된다.

DPCCH는 채널 정보를 추정하기 위한 파일럿(pilot) 심볼들과, 역방향 채널의 확산 인자(Spreading Factor;SF) 정보 등을 포함하고 있는 TFCI(Transport Format Combination Indicator) 필드와, 단말기에서의 전송 다이버시티 등을 위한 피드백 신호인 FBI(FeedBack Information) 필드와, 전력 제어 정보를 포함하고 있는 TPC(Transmit Power Control) 필드로 구성된다.

DPDCH는 실질적인 사용자의 데이터가 실리는 채널이다.

도 4는 본 발명에 이용되는 DPDCH와 DPCCH의 신호 처리 과정을 나타낸 도면이다.

도 4를 참조하면, 역방향 신호 중 DPCCH 및 DPDCH의 확산 과정을 도시한 것으로, C_d,C_c는 DPDCH 및 DPCCH의 채널화 코드를 나타내고, S_dpch는 DPCH를 위한 확산 코드를 나타낸다.

DPDCH와 DPCCH는 채널별로 전송하고자 하는 데이터를 해당 채널코드(c_d,c_c), 채널 이득(β_d,β_c)와 곱하고, 모두 합산하여 I, Q 각각의 결과를 구하고, 이 I,Q 각각의 결과는 하나의 신호 S로 생성된다.

이때, DPCH를 통해 전송되는 역방향 신호를 기지국에서 수신한 신호를 s(t)라고 하고, 이는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

이때,

,

는 특정 사용자의 DPDCH의 I(Inphase)와 Q(Quadrature) 데이터 성분을,

(t)는 DPCCH의 Q 성분을,

와,

는 DPDCH와 DPCCH의 채널 이 득을 각각 나타낸다.

는 DPCH 전체의 스크램블링 코드를 나타낸다.

여기서, DPCCH는 DPCH의 Q 성분에만 전송된다.

도 5는 본 발명의 제1, 제2 실시예에 따라 신호 처리를 수행하기 위한 구성을 나타낸 도면이다.

제1 실시예

도 5를 참조하면, 본 발명의 제1 실시예에 따라 본 발명은 WCDMA 시스템을 위한 시공간 처리 적응 어레이 안테나 시스템을 구현하는데 있어, 수신된 초고주파 신호를 기저대역 신호로 전환하는 주파수 하향 변환기(frequency down converter)(미도시), 이 기저대역의 아날로그 신호를 디지털 신호로 전환하는 아날로그 디지털 변환기(A/D converter)(미도시), 수신된 신호의 잡음을 제거하는 저역통과 필터(301-1~301-N), 공간처리 및 시간처리를 위한 핑거(322-1~322-L), DPCH 다중 경로 탐색기(320)와, 다중경로 제어기(321)를 포함하여 구성된다.

또한, 상기 다중경로 제어기(321) 및 핑거(322-1~322-L)의 출력을 이용하여 해당 기능들을 수행하는 기타의 버퍼들(312a,312b)과, 채널 추정기들(313a,313b)과, 결합기들(315,316,318)과, SIR 추정기(317)와, 측정 보고 블락(319)을 더 포함하여 구성된다.

상기 핑거(322-1~322-L)는 L(L은 2이상의 정수)개의 경로에 대해 각각 공간처리를 위한 빔형성기(beamformer)(306), WCDMA 시스템의 역확산(despreading)을 포함한 시간처리를 위한 신호 처리부(302,303-1~303-N,304-1~304-N)와, 빔형성을 위한 웨이트 벡터 계산부(305)로 구성된다.

상기 N 개의 안테나 어레이는 각각의 저역통과 필터(301-1 ~ 301-N)를 포함한다. 여기서, N은 2이상의 정수이다.

본 발명의 적응 안테나 어레이를 이용한 WCDMA 시스템에서의 시공간 처리 방법을 그 처리 순서대로 설명하면 다음과 같다.

우선, N개의 안테나 어레이를 통하여 수신된 신호는, 각 안테나에서 저역통과 필터(301-1~301-N)에 의해 잡음이 제거된다.

DPCH 다중경로 탐색기(Multipath Searcher)(320)는 다중경로 신호들의 수신 시간차에 따른 코드 특성을 이용하여 분산된 다중경로 신호들을 분리한다. 그리고, 각 경로의 신호의 세기를 측정한다. 각 핑거(332-1~322-L)에 특정 레벨 이상의 신호 세기를 가지는 경로를 할당한다.

DPCH 다중경로 탐색기(320)는 각 핑거(322-1~322-L)에 각 경로의 신호의 타이밍 정보, 그리고 코드의 상태를 전달하여, 각 경로의 신호 세기 순서대로 각 핑거에 경로를 할당하여 각 핑거에서 지정된 코드의 동기가 맞추어진 상태로 계속 신호 처리를 할 수 있도록 한다.

도 5에 도시된 바와 같이, 지연 잠금 루프(Delay Lock Loop;DLL)(302)는 각 핑거(322-1~322-L)의 기준 안테나에서 연결된 부분에만 위치하도록 하여 기준안테나의 타이밍이 전체 안테나 어레이의 타이밍을 지배하도록 한다.

빔형성 모듈(306)은 DPCH 다중경로 탐색기(320)의 타이밍 정보 및 다중경로 중 어떤 경로를 수신하고 있는지에 대한 정보를 공유함으로써, 빔형성 실시 시간 등에 대한 정보를 미리 알고 있도록 한다.

상기 저역 통과된 신호는, 상기 타이밍에 따라 디스크램블링되고(303-1,303-N), 이후 DPCCH 채널의 각 채널화 코드와 곱해져 역확산된다.(304-1~304-N)

DPDCH의 SF 및 DPDCH 역확산에 필요한 정보를 포함하고 있는 DPCCH의 TFCI 부분은 DPCCH 1 프레임을 모두 수신하여 암호화된 것을 풀어낸 후에야 알 수 있다.

따라서, DPDCH는 DPCCH의 한 프레임을 역확산하여 TFCI 정보를 얻어내기 전까지는 버퍼등의 메모리에 저장하고 있어야 한다.

이와 달리, DPCCH는 항상 그 SF가 256으로 고정되어 있고, 채널화 코드도 미리 알려져 있기 때문에 DPCCH는 DPDCH와 달리 1 프레임을 저장할 필요없이 역확산할 수 있다.

따라서, 상기 DPCCH의 신호를 이용하여 빔형성을 위한 웨이트 벡터(또는 가중치 벡터)를 구하도록 한다.

즉, DPCCH의 SF는 256으로 고정되어 있어서 별도의 버퍼없이 바로 역확산한 신호를 구할 수 있다. 따라서, DPCCH를 이용해서 빔형성을 위한 웨이트 벡터를 계산하고, 이 웨이트 벡터를 DPCCH 및 DPDCH에 공히 적용하도록 한다.

웨이트 벡터 계산부(305)에는 각 안테나에서 역확산된 DPCCH 신호와 DPCCH를디스크램블링만 된 신호가 동시에 안테나 수만큼의 벡터 신호로 입력되어, 웨이트 벡터가 계산된다.

웨이트 벡터를 계산하기 위한, 빔형성 알고리즘은 DPCCH를 역확산하기 전의 신호 벡터,

와 DPCCH를 역확산 후의 신호 벡터,

를 이용하여 각 신호 벡터의 자 기 상관 행렬(

,

)을 추정한다.

이 두 개의 행렬로 구성된 행렬식의 최대 고유치에 해당하는 최대 고유벡터를 구하여, 그 고유벡터의 각 성분을 DPCCH, DPDCH에 곱해줄 웨이터 벡터로 삼는다.

이를 다음 수학식 2에 나타내었다.

물론, 각 핑거(322-1~322-L)에서 계산되는 웨이트 벡터는 각 핑거에 입력되는 신호가 다르기 때문에 다른 웨이트 벡터가 구해진다.

따라서, 각 핑거의 빔형성 알고리즘은 같은 알고리즘을 사용하지만, 입력되는 신호가 다르기 때문에 각 핑거에서 독립적으로 실시한다.

이와 같이 본 발명에 따라 빔형성 알고리즘을 이용하는 경우, 수식은 동일하지만, 각 행렬을 구성하기 위한 입력 신호가 사용하는 시스템에 따라 달라지기 때문에, 스마트 안테나를 위한 모뎀 구조도 달라져야 한다.

상기 DPCCH에서 구한 웨이트 벡터를 이용하여 DPDCH의 심볼 레벨에서 빔형성을 실시하려면 다음과 같이 DPDCH 빔형성을 실시하여야 한다.

먼저, DPCCH 신호를 이용하여 웨이트 벡터를 구하는 동안, DPDCH의 데이터는 버퍼에 저장되며, 이것은 DPCCH 한 프레임이 다 역확산될 때까지 계속된다.

그리고, 웨이트 벡터가 구해지면, 이 웨이터 벡터를 (물론 한 프레임용 웨이트 벡터 갱신값들) DPCCH 이외에도, 버퍼에 저장된 한 프레임의 DPDCH 데이터에도 동일하게 적용하여 공간 처리를 실시한다.

상기 공간처리는, 한 프레임 동안 DPCCH의 신호를 이용하여 웨이트 벡터를 다 구한 후에 실시되는 것으로, 웨이트 벡터 갱신을 심볼 단위로 하거나, 슬롯 단위로 하거나, 또 다른 단위(예를 들어, 프레임 단위)로 하느냐에 따라 웨이트 벡터 값도 저장되어야 한다.

물론, DPCCH 신호를 1 프레임 길이동안 다 수신하면, DPDCH 역확산을 위해 TFCI를 해독하여 그 해독된 TFCI 정보를 이용하여 DPDCH를 실제로 역확산하도록 한다.

즉, DPCCH 신호는 계속 역확산되면서, 빔형성을 위한 웨이트 벡터를 갱신하는데 이용된다. 기본적으로 한 프레임을 처리 단위로 하여, 한 프레임동안의 DPCCH에서 구한 웨이트 벡터 저장값과, 한 프레임동안의 DPDCH 데이터 저장값을 한 프레임 동안 구한 웨이트 벡터들의 갱신값 중에 웨이트 벡터 갱신 주기에 맞게 DPDCH 데이터 저장값들과의 내적을 통해 DPDCH 빔형성을 실시하게 되는 것이다.

이와 같이, DPDCH 역확산 정보를 포함하고 있는 DPCCH를 먼저 빔형성을 통해 보다 좋은 품질로 수신한 후, DPDCH를 빔형성 및 역확산 할 수 있어서 DPCCH와 DPDCH의 웨이트 벡터를 DPCCH 및 DPDCH 신호를 각각 사용하여 별도로 구하는 것 보다 나은 성능을 기대할 수 있다.

앞에서 언급한 바와 같이, 각 경로의 입사각이 다른 점을 반영하여 각 핑거의 웨이트 벡터 값이 다른 것을 감안할 때 빔형성은 각 핑거에서 동시에 각각 따로 일어나는 것으로 한다.

이후, DPCCH 및 DPDCH는 각각 채널 추정기(313a,313b)에 의해 각 핑거의 각 경로가 이동채널을 거쳐오면서 상쇄된 신호의 크기 및 위상이 보상된다.

각 경로의 신호가 위상과 그 크기가 보상된 각 핑거의 신호가 결합기(316,318)에 의해 합산된 후에, DPCCH는 전력 제어, SIR 추정 등을 위해 측정 보고 블락(319)으로 입력된다.

DPDCH 신호는 각 핑거의 출력을 결합기(315)에서 합하여 최종적으로 구해진다.

제 2 실시예

또한, 본 발명은 상기 빔형성 알고리즘을 이용하는 경우에, DPCCH 신호의 원하는 신호 성분과 간섭 신호 성분을 분해하여 원하는 신호 성분만 존재하는 신호 벡터,

와 간섭 신호 성분만 존재하는 신호 벡터,

의 각각의 자기 상관 행렬을 구한다.

역확산된 DPCCH 신호에는 원하는 신호 성분은 이미 원하는 신호의 코드로 역확산되었기 때문에, 해당 코드로 역확산된 신호를 처리 이득 구간에서 합산하면 원하는 신호 성분을 획득한다.

그리고, 역확산하기 전의 신호에서 상기 추정된 원하는 신호 성분의 값을 차감하면 간섭 신호원의 성분을 얻어낼 수 있다.

원하는 신호 성분 벡터와 간섭 신호 성분 벡터를, 이와 같이 각각 추정하여 이것으로 각각 자기 상관 행렬을 구하면, 원하는 신호원의 자기 상관 행렬과 간섭 신호의 성분의 자기 상관 행렬을 구할 수 있게 되고, 이것을 이용하여 스마트 안테나 시스템을 위한 웨이트 벡터를 구할 수 있다.

이 행렬식의

와,

는 각각 상기 수학식 2의

와,

에 해당한다고 할 수 있다. 이 방법은 다만

와,

를 구하는 방법 만이 다른 것이므로, 두 행렬을 추정하는 부분만을 제외하면 전체 시스템을 도 5에 나타낸 시스템을 그대로 사용 가능하다고 할 수 있다.

따라서, 원하는 신호원의 자기 상관 행렬을 구하는 방법과, 간섭 신호 성분의 자기 상관 행렬을 구하는 방법이 달라진 것 외에 기본적인 시공간 처리를 위한 신호 처리 방법은 도 5와 동일하다고 할 수 있다.

제 3 실시예

도 6은 본 발명의 제3 실시예에 따라 신호 처리를 수행하기 위한 구성을 나타낸 도면이다.

도 6을 참조하면, 본 발명에 따른 빔형성을 하는 경우, 역확산된 DPCCH 신호 벡터,

만을 이용하여 원하는 신호 성분만 존재하는 자기 상관 행렬을 구한다.

그리고, 다음 수학식 4와 같은 행렬식을 이용하여 웨이트 벡터를 계산한다.

이와 같이, DPCCH의 역확산 전의 신호 또는 간섭 성분을 구하지 않고, 단순히 원하는 신호로만 구성된 신호 벡터만을 이용하는 것이 가능한 것은, DPCCH의 경우 SF가 256으로 높은 값으로 고정되어 있어서, 간섭 신호 성분을 추정하지 않고도 충분히 웨이트 벡터를 구해서 빔형성을 실시하는 문제가 없을 것이라는 추측 때문이다.

DPCCH 역확산 전의 신호를 이용하지 않는 것 외에 기본적인 시공간 처리를 위한 신호 처리 방법은 도 6에 도시된 바와 같이, 도 5를 기본으로 하여 웨이트 벡터 계산부(405)에 입력되는 신호 이외에는 동일하다고 할 수 있다.

따라서, 도 5의 구조는 그대로 이용 가능하다.

이상의 설명에서와 같이 본 발명은 WCDMA 시스템에서 코드의 특성을 이용한 시간처리 뿐 아니라 안테나 어레이를 이용하여 공간처리도 수행하도록 WCDMA 시스템의 성격을 충분히 활용하여 시공간처리를 구성함으로써 기존 WCDMA 시스템의 성능의 이득 뿐 아니라 안테나 어레이를 이용한 성능의 이득까지도 같이 얻음으로써 통신 품질 향상에 기여할 수 있다.

이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.

따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정하는 것이 아니라 특허청구범위에 의해서 정해져야 한다.

Claims (12)

1. 하나 이상의 안테나를 사용하는 비동기 통신 시스템에 있어서,

   상기 하나 이상의 안테나 각각에 대해 수신되는 데이터 채널 신호 및 제어 채널 신호 중에서 상기 제어 채널 신호를 이용하여 자기 상관 함수를 결정하는 단계;

   상기 결정된 자기 상관 함수를 이용하여 상기 제어 채널 신호 및 상기 데이터 채널 신호의 공간 처리를 위한 가중치 벡터(weight vector)를 결정하는 단계; 및

   상기 결정된 각각의 가중치 벡터를 이용하여 상기 제어 채널 신호 및 상기 데이터 채널 신호를 처리하는 단계

   를 포함하여 이루어지는 적응 안테나 어레이가 구비된 WCDMA 시스템에서의 신호 처리 방법.
2. 제 1 항의 자기 상관 함수를 결정하는 단계에 있어서,

   상기 제어 채널 신호를 역확산하기 전의 신호와 상기 제어 채널 신호를 역확산한 후의 신호를 이용하여 자기 상관 함수를 결정하는 것을 특징으로 하는 적응 안테나 어레이가 구비된 WCDMA 시스템에서의 신호 처리 방법.
3. 제 1 항의 자기 상관 함수를 결정하는 단계에 있어서,

   상기 제어 채널 신호의 역확산된 신호로부터 역확산하기 전의 상기 제어 채널 신호를 차감하여 추출한 간섭 신호 성분 및 상기 역확산된 신호 성분을 이용하여 자기 상관 함수를 결정하는 것을 특징으로 하는 적응 안테나 어레이가 구비된 WCDMA 시스템에서의 신호 처리 방법.
4. 제 1 항의 자기 상관 함수를 결정하는 단계에 있어서,

   상기 제어 채널 신호를 역확산한 후의 신호만을 이용하여 자기 상관 함수를 결정하는 것을 특징으로 하는 적응 안테나 어레이가 구비된 WCDMA 시스템에서의 신호 처리 방법.
5. 제 1 항에 있어서,

   상기 가중치 벡터는 기 설정된 소정의 시간 단위를 처리 단위로 하여 결정하는 것을 특징으로 하는 적응 안테나 어레이가 구비된 WCDMA 시스템에서의 신호 처리 방법.
6. 제 1 항에 있어서,

   상기 제어 채널 신호로부터 가중치가 결정되는 동안 상기 데이터 채널 신호는 소정의 저장장치에 저장되는 것을 특징으로 하는 적응 안테나 어레이가 구비된 WCDMA 시스템에서의 신호 처리 방법.
7. 하나 이상의 안테나를 사용하는 비동기 통신 시스템에 있어서,

   상기 하나 이상의 안테나 각각을 통해 수신된 신호 중에서 제어 채널 신호를 이용하여 결정된 자기 상관 함수를 통해, 각 안테나를 통해 수신된 신호 별로 신호의 공간 처리를 위한 가중치 벡터(weight vector)를 결정하는 가중치 벡터 결정부; 및

   상기 결정된 각각의 가중치 벡터를 이용하여 상기 제어 채널 신호 및 데이터 채널 신호의 공간 처리를 하는 신호 처리부

   를 포함하여 이루어지는 적응 안테나 어레이가 구비된 WCDMA 시스템에서의 신호 처리 시스템.
8. 제 7 항에 있어서,

   상기 가중치 벡터를 생성하는 동안 상기 데이터 채널 신호를 저장하는 신호 저장부를 더 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 적응 안테나 어레이가 구비된 WCDMA 시스템에서의 신호 처리 시스템.
9. 제 7 항에 있어서,

   상기 가중치 벡터 결정부는, 상기 제어 채널 신호의 역확산된 신호 및 역확산하기 전의 신호를 이용하여 자기 상관 함수를 결정하는 것을 특징으로 하는 적응 안테나 어레이가 구비된 WCDMA 시스템에서의 신호 처리 시스템.
10. 제 7 항에 있어서,

    상기 가중치 벡터 결정부는, 상기 제어 채널 신호의 역확산된 신호로부터 역확산하기 전의 신호를 차감하여 간섭 신호를 추출하고, 상기 역확산된 신호 및 간섭 신호를 이용하여 자기 상관 함수를 결정하는 것을 특징으로 하는 적응 안테나 어레이가 구비된 WCDMA 시스템에서의 신호 처리 시스템.
11. 제 7 항에 있어서,

    상기 가중치 벡터 결정부는, 상기 제어 채널 신호를 역확산한 후의 신호만을 이용하여 자기 상관 함수를 결정하는 것을 특징으로 하는 적응 안테나 어레이가 구비된 WCDMA 시스템에서의 신호 처리 시스템.
12. 하나 이상의 안테나를 사용하는 비동기 통신 시스템에 있어서,

    상기 안테나를 통해 수신된 신호 중에서 제어 채널을 통해 수신된 신호를 이용하여 결정된 자기 상관 함수를 통해, 각 안테나를 통해 수신된 신호 별로 각 신호의 공간 처리를 위한 가중치 벡터(weight vector)를 결정하는 가중치 벡터 결정부;

    상기 결정된 각각의 가중치 벡터를 이용하여 상기 제어 채널 신호의 공간 처리를 하는 제 1 신호 처리부;

    상기 가중치 벡터가 결정되는 동안 다른 채널을 통해 수신된 신호를 저장하는 신호 저장부; 및

    상기 제어 채널 신호를 이용하여 결정된 각각의 가중치 벡터를 이용하여 상기 저장된 다른 채널 신호들의 공간 처리를 하는 제 2 신호 처리부

    를 포함하여 이루어지는 적응 안테나 어레이가 구비된 WCDMA 시스템에서의 신호 처리 시스템.

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