KR100798968B1

KR100798968B1 - 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송수신 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100798968B1
Application number: KR1020040017186A
Authority: KR
Inventors: 송성욱; 구영모; 김민구
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2004-03-13
Filing date: 2004-03-13
Publication date: 2008-01-28
Anticipated expiration: 2024-03-13
Also published as: US20050201270A1; KR20050092063A

Abstract

본 발명은 직교 분할 다중 접속(OFDMA) 시스템에서 파일럿 신호 생성 방법 및 장치에 관한 것으로서, 본 발명에 따른 직교 분할 다중 접속시스템의 기지국에서 링크 이득 및 채널을 추정하기 위한 파일럿 신호들을 송신하기 위한 장치는, 주파수 영역에서 의사 랜덤 코드를 이용하여 주파수 영역의 파일럿 신호를 생성하는 의사 랜덤 코드 발생부와, 상기 주파수 영역의 파일럿 신호를 시간 영역의 파일럿 신호로 변환하는 역고속 퓨리에 변환부와, 상기 시간 영역의 파일럿 신호를 기지국들에 해당되는 미리 결정된 파일럿 신호간의 시간 간격의 배수만큼 사이클릭 시프트(Cyclic Shift)하여 소정 시간만큼 지연시켜, 송신되기 위한 지연된 시간 영역의 파일럿 신호를 출력하는키는 지연부를 포함한다.

채널 추정, 링크 이득, Centralized Power control, PN code, IFFT, FFT, 시간 지연(D) 배수값.

Description

직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송수신 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING AND RECEIVING SIGNAL OF PILOT IN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLE ACCESS SYSTEM}

도 1은 직교 분할 다중 접속 시스템에서의 심볼 구조를 도시한 도면,

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 직교 분할 다중 접속 시스템에서 각 셀에 서로 다른 시간지연을 갖는 파일럿 신호를 배치한 셀 배치도,

도 3은 본 발명의 제1실시예에 따른 시간 영역의 파일럿 신호를 발생하는 기지국의 구조를 도시한 블록도,

도 4은 본 발명의 제1실시예에 따라 단말기에서 수신된 파일럿 신호로부터 채널 및 링크 이득 추정치를 구하는 과정을 도시한 블록도,

도 5는 본 발명의 제2실시예에 따른 시간 영역의 파일롯 신호를 발생하는 기지국의 다른 구조를 도시한 블록도,

도 6은 본 발명의 제2실시예에 따라 단말이 채널 및 링크 이득 추정치를 구하는 과정을 도시한 블록도,

도 7은 본 발명의 실시예에 따라 각 셀에 할당된 시간 지연 신호들을 도시한 그래프,

도 8은 본 발명의 실시예에 따라 Pseudo Random Code와 시간지연을 고려한 기지국1에서부터의 시간영역 파일럿 신호 x₁[n] 의 크기를 도시한 그래프,

도 9는 본 발명의 실시예에 따라 단말기의 채널 추정을 위한 IFFT 후단에서 나타난 시간영역 신호를 나타낸 그래프,

도 10은 본 발명의 실시예에 따라 채널 추정 오차를 비교하여 도시한 그래프.

본 발명은 직교 분할 다중 접속(OFDMA) 시스템에서 파일럿 신호 생성 방법 및 장치에 관한 것으로서, 특히 채널 및 전력 제어를 위한 링크 이득을 추정하여 간섭을 제거하기 위한 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송수신 장치에 대한 것이다.

현재 이동통신 시스템은 아날로그 방식의 1세대, 디지털 방식의 2세대, IMT-2000의 고속 멀티미디어 서비스를 제공하는 3세대에 이어 초고속 멀티미디어 서비스를 제공하는 4세대 이동통신 시스템으로 발전하고 있는 추세이다. 이러한 4세대 이동통신 시스템은 하나의 단말기로 위성망, 무선랜(LAN), 인터넷망 등을 모두 사용할 수 있다. 즉, 음성, 화상, 멀티미디어, 인터넷데이터, 음성메일, 인스턴트메시지(IM) 등의 모든 서비스를 이동 단말 하나로 해결할 수 있다. 이러한 4세대 이동 통신 시스템은 초속 멀티미디어 서비스를 위해 20Mbps의 전송 속도를 목표로 하 고 있으며, 주로 직교 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing 이하, OFDM) 방식과 같이 직교 주파수를 사용하고 있다.

상기 OFDM 방식은 다수의 직교하는 반송파 신호를 다중화하는 디지털 변조방식으로서, 단일 데이터 스트림(datastream)을 여러 개의 저속의 스트림으로 분할하여 낮은 전송률의 여러 반송파(subcarrier)를 이용하여 동시에 전송한다. 이에 따라 심볼 구간이 증가되어 멀티 경로 지연 확삭에 의한 시간 영역에서 상대적인 분산(dispersion)이 감소하게 된다.

또한, 직교 분할 다중 접속(OFDMA : Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access) 시스템의 데이터 전송은 심볼 단위로 전송한다. 상기 심볼간에는 간섭이 발생하는데, 이러한 심볼간 간섭(intersymbol interference)을 보상하기 위해 상기 직교 분할 다중 접속 시스템은 통신 채널 길이보다 긴 싸이클릭 프리픽스(cyclic prefix 이하, CP라 함)를 심볼에 삽입한다. 이러한 심볼의 구조를 나타내면 도 1과 같다. 상기 도 1에서 CP는 빗금친 부분이다. 상기 심볼의 하단에 일부분을 복사하여 가이드 시간(Tg)을 두어 심볼 앞단에 붙인다. 여기서 상기 CP를 제외한 심볼의 부분의 시간은 Tb로 표시하며, 심볼 전체의 시간을 Ts로 표시한다.

사용되는 부반송파의 수가 N인 경우 수신신호가 CP제거 및 고속 프리에 변환(FFT :Fast Fourier Transform)를 통과하면 다음과 같은 송신신호와의 관계를 가지게 된다. 여기서 k는 부반송파의 인덱스를 나타낸다.

z(k)=H(k)s(k)+w(k)

상기 <수학식 1>에서 z(k)는 FFT를 통과한 후의 신호이며, s(k)는 부반송파의 신호, w(k)는 심볼간 간섭 즉, 잡음에 대한 값을 나타낸다. H(k)는 시간영역 채널 응답 h[n]의 N-pt DFT(Discrete Fourier Transform)된 값을 나타낸다. 단말기는 기지국으로부터 수신한 신호를 복조하기 위해서 채널 H(k)을 추정해야한다. 이를 위하여 기지국은 다운 링크(Down link) 데이터 패킷에 파일럿들을 삽입하여 보낸다. 이러한 파일럿들을 이용하여 단말기는 채널추정을 할 뿐만 아니라, 다중 접속 방식인 경우 전력 제어(Power Control)에 유용하게 사용될 수 있는 신호대 간섭비(SINR) 정보 또한 추정하여 기지국에 송신하게 된다. 다중 접속시 단말기의 FFT후단의 수신 신호를 나타내면 하기 <수학식 2>와 같다. 전체 기지국의 수를 k개라 가정하고, 여기서 단말기 1에 상호 간섭을 일으키는 기지국의 수를 K-1, 총 반송파의 수를 N이라 한다.

상기 <수학식 2>에서 z₁(k)는 단말기 1의 FFT후단의 수신신호를, H_ij(k)는 기지국 i에서 단말기 j간의 k번째 부반송파에서의 채널 응답을 나타내며, s_l(k)는 l번째 기지국에서 k번째 부반송파를 통해 전송하는 신호이며, w(k)는 k번째 부반송파에서의 잡음을 나타낸다.

상기 단말기 i에서의 SINR(

_i)을 나타내면 하기 <수학식 3>과 같다.

상기 <수학식 3>에서 G_ii는 기지국 i에서 단말기 i간의 링크 이득을, P_i 는 기지국 i의 송신기 파워를 나타내고, I_i는 단말기 i에서 가산잡음의 파워를 나타낸다.

상기 <수학식 3>에서 I_i는 하기 <수학식 4>와 같이 같다.

상기 <수학식 4>에서 N₀는 가산잡음 파워를 나타낸다. P_k는 k 부반송파의 송신기 파워를 나타낸다.

단말기가 기지국 1과 통신하고 있다면, 기지국 1로부터의 수신신호를 복조하기 위하여 채널 H_1,1(k)의 추정이 필요하다. 이를 위하여, 단말기는, Training Period에 단말기와 약속된 특정 파일럿 s₁(k)를 이용하여 채널을 추정한다. 그런데, 상기 <수학식 2>에서 보듯이, 다른 기지국들로부터의 간섭

이 잡음의 역할을 하게 되므로, 간섭이 증가함에 따라 채널 추정 오차가 증가하게 된다.

또한, 최근 광대역 무선 통신을 위한 IEEE802.16d 및 IEEE802.16e에서 가입자의 수를 최대화시키기 위하여 주파수 재사용 팩터(Frequency reuse factor)를 감소시킴으로 인해 기존의 셀룰러시스템에 비하여 증가하는 간섭현상을 극복하여야 하는 문제에 봉착하게 되었다. 이로 인해 OFDMA에서는 상호간섭을 최소화하면서 주어진 통화품질을 만족시키기 위한 더욱 향상된 전력 제어(Power Control)가 요구되고 있다.

상기 전력 제어 방법은 중앙 집중 전력 제어 알고리즘(Centralized Power control)과, 분산 전력 제어(Decentralized Power Control) 알고리즘 등이 있다. 여기서 상기 중앙 집중 제어 알고리즘은 SINR에 관련된 모든 기지국 i와 단말기 j간의 링크이득 G_ij를 추정하여 기지국 i의 기지국 송신 파워 P_i를 단말기가 요구하는 SINR (

_i)을 만족하도록 제어하는 알고리즘이다. 상기 분산 전력 제어 알고리즘은 모든 링크이득 정보 Gi,j를 사용하는 대신, 현재 통신 중인 단말기와 기지국간의 링크 이득 G_ii(기지국 i와 단말기 i가 통신중이라고 가정)와 I_i의 추정치만을 가지고 모든 단말기가 요구하는 SINR(

_i)을 만족하도록 제어하는 알고리즘이다. 그런데, 이러한 전력 제어 방법에서 상기 중앙 집중 전력 제어 방법은 성능이 우수하지만 실제 구현에 있어 전력 제어를 위해 필요한 G_ij의 추정이 불가능하기 때문에 일반적으로 성능이 열화된 분산 전력 제어방법이 사용되고 있다.

한편, 기지국에서 기존의 파일럿 배치 방법으로는 파일럿 부반송파를 각 심볼의 반송파들중에서 등간격 동일 파워로 인가하거나, 고정된 파일럿 부반송파에 가변 파일럿 부반송파를 사용하는 방법과 한 심볼 전체의 부반송파를 파일럿으로 사용하는 방법이 있다.

기존의 기지국에서 파일럿 신호를 생성하는 방법으로는 IEEE 802.16d에서처럼 의사 랜덤 코드(Pseudo Random Code)를 사용하는 방법과, IEEE 802.16e에서처럼 의사 랜덤 코드와 왈시 코드(Walsh Code)를 같이 이용하는 방법이 있다.

그런데, 상술한 방법들 중에서 어떤 파일럿 신호 배치의 조합도 전력 제어(Power Control)를 위한 링크 이득을 고려하지 않았고, 동일한 Pseudo Random Code를 파일럿으로 사용하므로 각 간섭의 파워가 전 시간대역에 골고루 분포하게 되며, 이웃한 기지국들의 파일럿 간에 간섭이 발생하게 된다.

따라서, 본 발명의 목적은 단말기와 기지국들간의 간섭 및 링크 이득을 추정하여 개별적으로 분리하기 위해 시간 영역의 송신 파일럿 신호를 송수신하기 위한 방법 및 장치를 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 채널 추정 알고리듬에서 간섭 신호들의 파워를 특정한 시간영역에 한정시켜 추정 오차와 상관된 간섭을 제거함으로써 향상된 채널 추정치를 얻기 위한 파일럿 신호를 송수신하는 방법 및 장치를 제공함에 있다.
본 발명에 따른 직교 분할 다중 접속시스템의 기지국에서 링크 이득 및 채널을 추정하기 위한 파일럿 신호들을 송신하기 위한 장치는, 주파수 영역에서 의사 랜덤 코드를 이용하여 주파수 영역의 파일럿 신호를 생성하는 의사 랜덤 코드 발생부와, 상기 주파수 영역의 파일럿 신호를 시간 영역의 파일럿 신호로 변환하는 역고속 퓨리에 변환부와, 상기 시간 영역의 파일럿 신호를 기지국들에 해당되는 미리 결정된 파일럿 신호간의 시간 간격의 배수만큼 사이클릭 시프트(Cyclic Shift)하여 소정 시간만큼 지연시켜, 송신되기 위한 지연된 시간 영역의 파일럿 신호를 출력하는키는 지연부를 포함한다.
본 발명에 따른 직교 분할 다중 접속시스템의 기지국에서 파일럿 신호들을 송신하기 위한 방법은, 주파수 영역의 의사 랜덤 코드를 이용하여 주파수 영역의 파일럿 신호를 생성하는 과정과, 상기 주파수 영역의 파일럿 신호를 시간 영역의 파일럿 신호로 변환하는 과정과, 상기 시간 영역의 파일럿 신호를 기지국들에 해당되는 미리 결정된 파일럿 신호간의 시간 간격의 배수만큼 사이클릭 시프트(Cyclic Shift)하여 지연시켜, 송신되기 위한 지연된 시간 영역의 파일럿 신호를 출력하는 과정을 포함한다.
본 발명에 따른 직교 분할 다중 접속시스템의 기지국에서 파일럿 신호들을 송신하기 위한 장치는, 주파수 영역에서 의사 랜덤 코드를 이용하여 주파수 영역의 파일럿 신호를 생성하는 의사 랜덤 코드 발생부와, 상기 주파수 영역의 파일럿 신호에 기지국들에 해당되는 파일럿 신호들 간의 시간 간격의 배수만큼 지연된 주파수 영역의 파일럿 신호에 대응되는 위상 지연신호를 곱하여 위상 지연된 주파수 영역의 파일럿 신호를 출력하는 지연부와, 상기 위상 지연된 주파수 영역의 파일럿 신호를 송신되기 위한 시간 영역의 파일럿 신호로 변환하는 역고속 퓨리에 변환부를 포함한다.
본 발명에 따른 직교 분할 다중 접속시스템에서 파일럿 신호들을 생성하기 위한 방법은, 주파수 영역에서 의사 랜덤 코드를 이용하여 파일럿 신호를 생성하는 과정과, 상기 파일럿 신호에 소정의 위상 지연신호를 곱하는 과정과, 상기 파일럿 신호를 시간영역으로 변환하는 과정과, 상기 파일럿 신호에 사이클릭 프리픽스를 삽입하고, 병렬 스트림을 직렬 스트림으로 변환하는 과정을 포함한다.
본 발명에 따른 이동 단말에서 파일럿 신호를 수신하는 장치는, 이동 단말에서 파일럿 신호를 수신하는 장치는, 기지국으로부터 파일럿 신호간의 시간 간격의 배수만큼 사이클릭 시프트(Cyclic Shift)된 시간 영역의 파일럿 신호를 수신하여, 주파수 영역의 파일럿 신호로 변환하는 고속 퓨리에 변환부와, 상기 주파수 영역의 파일럿 신호에 위상 지연된 주파수 영역의 파일럿 신호와 위상이 반대인 신호를 곱해주는 지연부와, 상기 지연부에서 출력된 주파수 영역의 파일럿 신호에 상기 기지국과 동일한 의사 랜덤 코드를 곱하는 의사 랜덤 코드 제거부와, 상기 의사 랜덤 코드를 곱하여 상기 의사 랜덤 코드가 제거된 신호를 다시 시간 영역의 파일럿 신호로 변환시키는 역 고속 퓨리에 변환부를 포함한다.
본 발명에 따른 파일럿 신호를 수신하는 방법은, 기지국으로부터 파일럿 신호간의 시간 간격의 배수만큼 사이클릭 시프트(Cyclic Shift)된 시간 영역의 파일럿 신호를 수신하여, 주파수 영역의 파일럿 신호로 변환하는 과정과, 상기 주파수 영역의 파일럿 신호에 위상 지연된 파일럿 신호와 위상이 반대인 신호가 곱해진 주파수 영역의 파일럿 신호에 상기 기지국과 동일한 의사 랜덤(PN) 코드를 곱하여 의사 랜덤 코드를 제거하는 과정을 포함한다.
본 발명에 따른 파일럿 신호를 수신하기 위한 장치는, 전송된 무선 신호를 수신하기 위한 RF 부와, 기지국에서 지연시킨 방향의 역방향으로 시간 영역의 파일럿 신호를 사이클릭 시프트 시키는 지연부와, 상기 역방향으로 사이클릭 시프트된 신호를 주파수 영역의 신호로 변환해주는 고속 푸리에 변환부와, 상기 지연부에서 출력된 신호에 상기 기지국과 동일한 의사 랜덤 코드를 곱하는 의사 랜덤 코드 제거기를 포함한다.

삭제

본 발명에 따른 파일럿 신호를 수신하기 위한 방법은, 전송된 무선 신호를 수신하는 과정과, 기지국에서 지연된 방향의 역방향으로 시간 영역의 파일럿 신호를 사이클릭 시프트 시키는 과정과, 상기 역방향으로 사이클릭 시프트된 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 과정과, 상기 주파수 영역의 신호에 상기 기지국과 동일한 의사 랜덤 코드를 변환시키는 과정을 포함한다.

삭제

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
먼저, 본 발명의 상세한 설명에 앞서 본 발명의 요지를 간략하게 설명하면, 본 발명은 기지국별로 구별된 파일럿 신호를 송신하고, 이동 단말에서 상기 파일럿 신호를 수신하여 각 채널과 링크 이득을 추정하기 위한 것이다. 이러한 본 발명은 크게 두 가지의 실시 예를 통해 본 발명의 목적을 달성하며, 그에 따른 제 1실시 예는 시간 영역에서 기지국간의 파일럿 신호 지연의 배수만큼 사이클릭 시프트를 시켜 기지국에서 송신하는 것이고, 2실시 예는 주파수 영역에서 기지국간의 파일럿 신호 지연의 배수만큼 위상을 지연시켜 파일럿 신호를 송신하는 것이다.

아울러 하기 도면에서 도 3, 도 5는 본 발명의 제 1 및 제 2실시 예에 따른 기지국들을 도시한 블록 구성도이고, 아울러, 이동 단말의 구성은 상기 도 3, 도 5의 그 역과정으로 수행됨으로 상기 이동 단말의 블록 구성들은 도 3, 도 5의 구성들을 역으로 하여 구성될 수 있음으로 그 구성을 편의상 생략하도록 한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 직교 분할 다중 접속 시스템에서 각 셀에 서로 다른 시간지연을 갖는 파일럿 신호를 배치한 셀 배치도이고, 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 직교 분할 다중 접속 시스템에서 기지국에 구비되는 파일럿 신호 발생 장치의 구성을 도시한 블록 구성도이다.

상기 도 2를 참조하면, 직교 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access 이하, OFDMA) 시스템의 각 셀내의 기지국(1 내지 7)에는 서로 다른 시간 지연을 갖는 파일럿 신호가 배치된다. 이러한 셀에서 만일, 채널길이 L이 L〈 D = N / K (여기서 L은 채널 길이, K는 기지국 수, N은 N-point FFT에서의 N, D는 파일럿의 시간 간격임) 조건을 만족할 경우 각 기지국(21 내지 27)의 시간영역에서의 파일럿 신호 배치를 제안한다. 각 기지국(21 내지 27)은 시간영역에서 각 파일럿 간의 시간 간격인 D의 배수값을 시간 지연으로 가지는 파일럿 신호들을 중첩되지 않게 할당한다. 이러한 경우 파일럿 신호가 통신 채널을 통과하더라도, 파일럿 간의 시간 간격 D가 채널 길이 L 보다 크기 때문에 단말(10)은 각 기지국(21내지 27)으로부터 오는 신호를 시간영역에서 구별한다.

단말(10)이 간섭하는 각 기지국(21 내지 27)의 파일럿 시간 지연을 알고 있다면, 다른 구간의 값들은 시간영역에서 이동된 타 기지국(22 내지 27)과 단말기(20)간의 채널들을 나타내기 때문에 이 구간들을 제곱하여 더함으로써 중앙 집중 전력 제어(Centralized Power Control)에 필요한 각 기지국(21 내지 27)으로부터의 기지국 i로부터 단말기 j까지의 통신 링크 이득 G_ij을 얻을 수 있다. 하지만 이러한 임펄스형 신호를 사용할 경우 시간영역에서 발생할 수 있는 임펄스형 잡음에 파일럿이 왜곡될 수 있으며, 큰 채널 추정 오차를 일으키게 된다. 이를 피하기 위하여 의사 랜덤 코드(Pseudo-Random code : PN 코드)를 이용하여 임펄스형 파일럿을 시간영역에 확산시켜 임펄스형 잡음에 강인한 파일럿을 생성한다. 그리고 실제 구현에 있어서 OFDM의 파일럿은 주파수 영역에서 생성되는 것이므로, 의사 랜덤 코드는 주파수 영역에서 인가하게 되고, 이에 따른 파일럿은 하기 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.

여기서 c[n]은 의사 랜덤 코드를 나타내며, ()_N은 모듈러 N 연산, K는 기지국수, D는 기지국간의 순환시간지연 기본 단위, n은 시간 index를 나타낸다.

이와 같이 배치되는 상기 파일럿 신호를 시간 영역의 신호로 발생하는 기지국의 구조를 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.

도 3은 본 발명의 제1실시예에 따른 시간 영역의 파일럿 신호를 발생시키는 기지국의 구조를 도시한 블록도이다.

도 3을 참조하면, 상기 각 기지국은 의사 랜덤 코드(PN 코드)를 발생하는 의사 랜덤 코드 발생부(121a, 121b, 121c)와, 상기 발생된 의사 랜덤 코드 신호를 N-pt 역 고속 퓨리에 변환(IFFT)하는 역 고속 퓨리에 변환부(122a, 122b, 122c)와, 상기 역 고속 퓨리에 변환된 신호를 미리 결정된 시간만큼 지연하는 지연부(200)로 구성된다. 또한, 상기 각 기지국은 상기 지연부(200)에서 출력된 신호에 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)를 삽입하는 CP 삽입부와, 병렬 스트림을 직렬 스트림으로 변환해주는 병렬/직렬 변환부를 설명의 편의를 위해 같은 참조부호(124a, 124b, 124c)를 사용한 하나의 블록으로 도시하였다.

상기 지연부(200)는 역 고속 퓨리에 변환된 신호를 파일럿 간의 시간 지연 간격의 배수(D)로 싸이클릭 시프트하는 싸이클릭 시프터(cyclic shifter)(210a, 210b, 210c)를 구비하여 이에 따라 이웃한 기지국들의 채널들이 시간축을 기준으로 0 ~ D-1에 걸쳐 나타내게 된다.

상기 CP 삽입부(124a, 124b,124c)는 통신 채널 길이보다 긴 싸이클릭 프리픽스(cyclic prefix 이하, CP라 함)를 심볼에 삽입하고, 병렬/직렬변환부(124a 124b, 124c)에서는 상기 CP가 삽입된 심볼들을 직렬 스트림들로 변환하고, 그 뒷 단(도시되지 않음)에서는 각 기지국별 시간영역 송신 파일럿을 출력한다. 즉, CP가 삽입된 ｘ_c,K[n](K=1, ..., K)(C는 CP가 첨부되었다는 것을 나타내고, K는 기지국 index, n은 시간 index)값을 출력한다. 즉, 상기 CP는 상기 도 1에 도시된 바와 같이, 상기 심볼의 하단에 일부분을 복사하여 심볼의 상단에 마련된 가이드 시간(T_g)에 삽입한다.

이와 같은 파일럿의 실제 생성 방법 및 링크 이득 추정 방법에 대해 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다. 우선, 파일럿 생성 방법을 설명하기로 한다.

기지국 송신기는 주파수 영역에서 의사 랜덤 코드(Pseudo Random Code : PN코드)를 로딩하여 로딩된 신호를 시간영역으로 역 고속 퓨리에 변환(IFFT)한다. 이후, 기지국 송신기는 시간 영역으로 변환된 신호를 파일럿 간의 시간 지연인 D의 배수로 각각 싸이클릭 시프트하여 송신 파일럿을 생성한다. 여기서 D 시간 지연 신호 δ[n-lD]은 주파수 영역 신호

에 대응된다. (N은 FFT 포인트 수, K는 부반송파 index, L(l)은 채널 길이, D는 파일럿 간의 시간 지연 기본 단위, n은 시간 index)

다음으로 채널 추정 과정을 첨부된 도 4을 참조하여 설명하기로 한다.

도 4는 본 발명의 제1실시예에 따라 단말기에서 수신된 신호로부터 채널 및 링크 이득 추정치를 구하는 과정을 도시한 블록도이다.

채널 추정 과정은 파일럿 생성의 역으로 이루어지는데, 먼저 도시되지 않은 RF부를 통해 무선 신호를 수신받는 과정이 선행된 후 501단계에서 단말은 도시되지 않은 CP 제거부에서 CP가 제거된 시간영역 수신 신호를 통신하길 원하는 기지국의 파일럿의 지연에 맞추어 역방향으로 싸이클릭 시프트(cyclic shift)한다. 그리고 502단계에서 단말의 도시되지 않은 고속 퓨리에 변환부에서 고속 퓨리에 변환(FFT)을 하여 주파수 영역의 신호를 출력한다. 그런 다음 503단계에서 단말은 Pseudo Random Code(PN Code)의 영향을 제거하기 위하여 동일한 Pseudo Random(PN) Code를 곱한다. 상기 503단계는 도시되지 않은 PN 코드 제거부에서 수행된다. 504단계에서 단말의 도시되지 않은 IFFT부가 상기 PN 코드를 제거한 후 출력된 주파수영역 신호를 역 고속 퓨리에 변환(IFFT)하면, 원하는 채널이 시간축 0에서부터 D-1에 걸쳐 나타나고, 각 간섭 채널들이 그 뒤를 따라 D 시간 간격을 두고 나타난다. 505단계에서 단말은 상기 역 고속 퓨리에 변환된 시간영역 신호를 다시 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform : FFT)하여 각 기지국별로 채널 추정치(H_i,j(0),H_i,j(1), ..., H_i,j(N-1))을 얻고, 506단계에서 전력을 계산하여 각 기지국들의 링크 이득 추정치(G_1,1, G_2,1, ..., G_K,1)를 얻는다. (여기서, H_i,j에서 i와 j는 i기지국에서 j단말간의 채널 추정치를 의미하고, 링크 이득 추정치 G_2,1은 기지국 2와 단말기 1간의 링크 이득임.)

도 5는 본 발명의 제2실시예에 따른 시간 영역의 파일롯 신호를 발생하는 기지국의 다른 구조를 도시한 블록도이다.

상기 도 5를 참조하면, 상기 도 3에 도시된 기지국의 구조에서 새로 추가된 지연부(220)가 의사 랜덤 코드 발생부(121)와 역 고속 퓨리에 변환부(122) 사이에 위치한다.

상기 지연부(220)는 각 기지국별로 발생된 PN 코드 신호에 시간 지연 신호 δ[n-lD]의 주파수 영역의 대응 신호인

를 곱하는 곱셈기(220a, 220b, 220c)로 구성된다.

상기 역 고속 퓨리에 변환부(122a, 122b, 122c)는 상기 지연된 PN 코드 신호를 수신하여 역 고속 퓨리에 변환하여 ｘ_K[n](K=1, ..., K) 값을 출력한다.

상기 CP 삽입부(124a, 124b, 124c)는 가이드 시간(Tg) 구간에 CP를 상기 역 고속 푸리에 변환부(122a, 122b, 122c)에서 출력된 신호에 삽입하고, 병렬/직렬변환부(124a, 124b, 124c)는 상기 CP가 삽입된 신호를 직렬 스트림들로 변환하고, 그 뒷 단(도시되지 않음)에서 각 기지국별 시간 영역의 파일럿을 출력한다. 즉, CP가 삽입된 ｘ_c,K[n](K=1, ..., K)값을 출력한다.

이와 같은 기지국에서 생성된 파일럿 신호를 단말에서 수신하여 채널 및 링크 이득 추정치를 얻는 동작을 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.

도 6은 본 발명의 제2실시예에 따라 단말이 채널 및 링크 이득 추정치를 구하는 과정을 도시한 블록도이다.

601단계에서 이동 단말은 CP를 제거한 시간영역 신호를 고속 퓨리에 변환(N-pt FFT)한 후 602단계에서 파일럿 생성시와 마찬가지로 순환 시간지연신호 δ[n+lD]의 주파수 영역의 대응신호인

를 곱한다. 그런 다음 603단계에서 이동 단말은 Pseudo Random Code의 영향을 제거하기 위하여 동일한 Pseudo Random Code를 곱한다. 604단계에서 이동 단말은 상기 PN 코드를 제거한 후 출력된 주파수영역 신호를 역 고속 퓨리에 변환(IFFT)하면, 원하는 채널이 시간축 0에서부터 D-1에 걸쳐 나타나고, 각 간섭 채널들이 그 뒤를 따라 D 시간 간격을 두고 나타난다. 이러한 605단계에서 단말은 상기 역 고속 퓨리에 변환된 시간영역 신호를 다시 고속 퓨리에 변환하여 각 기지국별로 채널 추정치(H_i,j(0),H_i,j(1), ..., H_i,j(N-1))을 얻고, 606단계에서 전력을 계산하여 각 기지국들의 링크 이득 추정치(G_1,1,G_2,1, ..., G_K,1)를 얻는다. (여기서, H_i,j에서 i와 j는 i기지국에서 j단말기간의 채널 추정치를 의미하고, 링크 이득 추정치 G_2,1은 기지국 2와 단말기 1간의 링크 이득임)

도 7은 본 발명의 실시예에 따라 각 셀에 할당된 시간 지연 신호들을 도시한 그래프로서, Pseudo Random Code를 인가하지 않았을 경우 시간영역의 파일럿 신호들을 나타낸다. 각각의 참조부호 1 내지 7은 기지국 1내지 7(21~27)을 의미한다. 상기 파일럿 신호의 셀 배치는 N-ppt 길이인 N=512, 채널 길이 L=8, 기지국 개수 K=7 그리고 N-ppt 길이는 512이고, 파일럿 간의 간격 D=64의 배수 시간지연을 가지는 파일럿 신호를 셀1 즉, 각 기지국(21)을 시작으로 순서대로 배치한다. 반면, 동일한 Pseudo Random Code를 주파수 축에 인가 한 경우, 기지국 1에서부터 보내지는 시간영역에서의 파일럿 신호는 도 8에 도시된 바와 같다.

한편, 시험 채널로 8 샘플링타임 길이에 동일한 경로 이득(Path Gain)을 가진 채널을 발생시켰다. 이때 단말기 1의 IFFT 후단에서 나타난 시간 영역의 신호는 도 9에 도시된 그래프와 같이 나타낼 수 있다. 신호대 잡음비가 3dB이고, 정확한 채널 길이를 수신단이 알고 있는 경우, 제안한 파일럿 신호를 이용하여 채널 추정한 결과는 도 10에 도시된 바와 같은 그래프로 나타낼 수 있다. 상기 도 10에서는 본 발명의 효과와 종래 기술과의 비교를 위하여 본 발명과 기지국간에 서로 다른 Pseudo Random Code를 파일럿신호로 사용하는 경우와 비교한다. 본 발명에서 제안한 파일럿 신호를 사용한 경우 IFFT후단에서 기지국들로부터의 간섭을 완전히 제거하기 때문에 참조부호 1002와 같이 간섭을 일으키는 기지국의 수의 증가에 무관하게 적은 채널추정 오차를 보일 수 있다. 반면, 종래 기술에 따라 기지국간 서로 다른 PN 코드를 파일럿 신호로 사용하는 경우는 참조부호 1000과 같이 간섭을 일으키는 기지국 수에 따라 채널 추정 오차가 증가함을 알 수 있다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관하여 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 발명청구의 범위뿐 만 아니라 이 발명청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

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상술한 바와 같이 본 발명은 파일럿을 적절히 설계하여 단말기와 기지국들간의 간섭 및 링크 이득을 개별적으로 분리하여 파일럿 추정을 통해 Centralized Power Control 알고리듬에 필요한 정보를 제공하고, 간섭 신호들의 파워를 특정한 시간영역에 한정시켜 추정 오차와 상관된 간섭을 제거함할 수 있으며, 이로 인해 채널 추정시의 신호대 잡음비를 증가시켜 향상된 채널 추정치를 얻을 수 있다.

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직교 분할 다중 접속시스템의 기지국에서 파일럿 신호들을 송신하기 위한 장치에 있어서,

주파수 영역에서 의사 랜덤 코드를 이용하여 주파수 영역의 파일럿 신호를 생성하는 의사 랜덤 코드 발생부와,

상기 주파수 영역의 파일럿 신호를 시간 영역의 파일럿 신호로 변환하는 역고속 퓨리에 변환부와,

상기 시간 영역의 파일럿 신호를 기지국들에 해당되는 미리 결정된 파일럿 신호간의 시간 간격의 배수만큼 사이클릭 시프트(Cyclic Shift)하여 지연시켜, 송신되기 위한 지연된 시간 영역의 파일럿 신호를 출력하는 지연부를 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 장치.
제16 항에 있어서,

상기 시간 지연된 시간 영역의 파일럿 신호에 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)를 삽입하는 CP 삽입부를 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 장치.
제17 항에 있어서,

상기 CP 삽입부에서 출력된 병렬스트림을 직렬스트림으로 변환하는 병렬/직렬 변환부를 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 장치.
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제16 항에 있어서,

상기 지연부는,

상기 시간 영역의 파일럿 신호를 상기 사이클릭 시프트하여 δ[n-lD]만큼 지연시키며, 상기 n은 시간 인덱스(index), 상기 D는 파일럿 간의 기본 시간 지연 단위, l은 채널 길이를 의미함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 장치,
직교 분할 다중 접속시스템의 기지국에서 파일럿 신호들을 송신하기 위한 방법에 있어서,

주파수 영역의 의사 랜덤 코드를 이용하여 주파수 영역의 파일럿 신호를 생성하는 과정과,

상기 주파수 영역의 파일럿 신호를 시간 영역의 파일럿 신호로 변환하는 과정과,

상기 시간 영역의 파일럿 신호를 기지국들에 해당되는 미리 결정된 파일럿 신호간의 시간 간격의 배수만큼 사이클릭 시프트(Cyclic Shift)하여 지연시켜, 송신되기 위한 지연된 시간 영역의 파일럿 신호를 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 방법.
제21 항에 있어서,

상기 시간 지연된 시간 영역의 파일럿 신호에 사이클릭 프리픽스를 삽입하여 사이클릭 프리픽스가 삽입된 지연된 시간 영역의 파일럿 신호를 병렬 스트림으로 출력하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 방법.
제22 항에 있어서,

병렬 스트림을 직렬 스트림으로 변환하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 방법.
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제21 항에 있어서,

상기 지연시키는 과정은,

상기 시간 영역의 파일럿 신호를 상기 사이클릭 시프트하여 δ[n-lD]만큼 지연시키며, 상기 n은 시간 인덱스(index), 상기 D는 파일럿 간의 기본 시간 지연 단위, l은 채널 길이를 의미함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 방법,
직교 분할 다중 접속시스템의 기지국에서 파일럿 신호들을 송신하기 위한 장치에 있어서,

주파수 영역에서 의사 랜덤 코드를 이용하여 주파수 영역의 파일럿 신호를 생성하는 의사 랜덤 코드 발생부와,

상기 주파수 영역의 파일럿 신호에 기지국들에 해당되는 파일럿 신호들 간의 시간 간격의 배수만큼 지연된 주파수 영역의 파일럿 신호에 대응되는 위상 지연신호를 곱하여 위상 지연된 주파수 영역의 파일럿 신호를 출력하는 지연부와,

상기 위상 지연된 주파수 영역의 파일럿 신호를 송신되기 위한 시간 영역의 파일럿 신호로 변환하는 역고속 퓨리에 변환부를 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 장치.
제26 항에 있어서,

상기 시간 영역의 파일럿 신호에 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)를 삽입하는 CP 삽입부를 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 장치.
제27 항에 있어서,

상기 CP 삽입부에서 출력된 병렬스트림들을 직렬 스트림들로 변환하는 병렬/직렬 변환부를 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 장치.
삭제
제26 항에 있어서,

상기 위상 지연 신호는,

이며, 상기 N은 FFT 포인트 수이며, D는 파일럿간의 기본 시간지연 단위, k는 부반송파 index, l은 채널길이 임을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 장치.
직교 분할 다중 접속시스템에서 파일럿 신호들을 생성하기 위한 방법에 있어서,

주파수 영역에서 의사 랜덤 코드를 이용하여 파일럿 신호를 생성하는 과정과,

상기 파일럿 신호에 소정의 위상 지연신호를 곱하는 과정과,

상기 파일럿 신호를 시간영역으로 변환하는 과정과,

상기 파일럿 신호에 사이클릭 프리픽스를 삽입하고, 병렬 스트림을 직렬 스트림으로 변환하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 방법.
제31 항에 있어서,

상기 파일럿 신호에 사이클릭 프리픽스를 삽입하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 방법.
제31 항에 있어서,

병렬 스트림을 직렬 스트림으로 변환하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 방법.
제31 항에 있어서,

상기 위상 지연 신호는,

각 기지국간에 해당되는 파일럿 간의 시간 간격의 지연 신호에 주파수 영역에 대응되는 위상지연 신호임을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 방법.
제34 항에 있어서,

상기 위상 지연 신호는,

시간 지연 신호 δ[n-lD]의 주파수 영역의 대응 신호인
임을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송신 방법,

n 은 시간 index, D는 파일럿간의 기본 시간지연 단위, k는 부반송파 index, l은 채널길이를 의미한다.
이동 단말에서 파일럿 신호를 수신하는 장치에 있어서,

기지국으로부터 파일럿 신호간의 시간 간격의 배수만큼 사이클릭 시프트(Cyclic Shift)된 시간 영역의 파일럿 신호를 수신하여, 주파수 영역의 파일럿 신호로 변환하는 고속 퓨리에 변환부와,

상기 주파수 영역의 파일럿 신호에 위상 지연된 주파수 영역의 파일럿 신호와 위상이 반대인 신호를 곱해주는 지연부와,

상기 지연부에서 출력된 주파수 영역의 파일럿 신호에 상기 기지국과 동일한 의사 랜덤 코드를 곱하는 의사 랜덤 코드 제거부와,

상기 의사 랜덤 코드를 곱하여 상기 의사 랜덤 코드가 제거된 신호를 다시 시간 영역의 파일럿 신호로 변환시키는 역 고속 퓨리에 변환부를 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 장치.
제36 항에 있어서,

상기 시간 영역의 파일럿 신호에서 사이클릭 프리픽스를 제거하기 위한 사이클릭 프리픽스 제거부를 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 장치.
삭제
제36 항에 있어서,

상기 역 고속 퓨리에 변환부의 출력을 사용하여 채널 추정을 수행하는 측정부를 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 장치.
파일럿 신호를 수신하는 방법에 있어서,

기지국으로부터 파일럿 신호간의 시간 간격의 배수만큼 사이클릭 시프트(Cyclic Shift)된 시간 영역의 파일럿 신호를 수신하여, 주파수 영역의 파일럿 신호로 변환하는 과정과,

상기 주파수 영역의 파일럿 신호에 위상 지연된 파일럿 신호와 위상이 반대인 신호가 곱해진 주파수 영역의 파일럿 신호에 상기 기지국과 동일한 의사 랜덤(PN) 코드를 곱하여 의사 랜덤 코드를 제거하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 방법.
제40 항에 있어서,

상기 시간 영역의 파일럿 신호로부터 사이클릭 프리픽스를 제거하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 방법.
제40 항에 있어서,

상기 의사 랜덤 코드가 제거된 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변환하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 방법.
제42 항에 있어서,

상기 시간 영역의 신호를 사용하여 채널 추정을 수행하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 방법.
파일럿 신호를 수신하기 위한 장치에 있어서,

전송된 무선 신호를 수신하기 위한 RF 부와,

기지국에서 지연시킨 방향의 역방향으로 시간 영역의 파일럿 신호를 사이클릭 시프트 시키는 지연부와,

상기 역방향으로 사이클릭 시프트된 신호를 주파수 영역의 신호로 변환해주는 고속 푸리에 변환부와,

상기 지연부에서 출력된 신호에 상기 기지국과 동일한 의사 랜덤 코드를 곱하는 의사 랜덤 코드 제거기를 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 장치.
제44 항에 있어서,

상기 시간 영역의 파일럿 신호로부터 사이클릭 프리픽스를 제거하기 위한 사이클릭 프리픽스 제거기를 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 장치.
제44 항에 있어서,

상기 의사 랜덤 코드가 제거된 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변환하는 역 고속 퓨리에 변환부를 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 장치.
제46 항에 있어서,

상기 시간 영역의 신호를 사용하여 채널 추정을 수행하는 측정부를 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 장치.
파일럿 신호를 수신하기 위한 방법에 있어서,

전송된 무선 신호를 수신하는 과정과,

기지국에서 지연된 방향의 역방향으로 시간 영역의 파일럿 신호를 사이클릭 시프트 시키는 과정과,

상기 역방향으로 사이클릭 시프트된 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 과정과,

상기 주파수 영역의 신호에 상기 기지국과 동일한 의사 랜덤 코드를 변환시키는 과정을 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 방법.
제48 항에 있어서,

시간 영역의 파일럿 신호로부터 사이클릭 프리픽스를 제거하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 방법.
제48 항에 있어서,

상기 의사 랜덤 코드가 제거된 신호를 시간 영역의 신호로 변환하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 방법.
제50 항에 있어서,

상기 시간 영역의 신호를 사용하여 채널 추정을 수행하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 수신 방법.