KR100738166B1

KR100738166B1 - 어레이 안테나 제어 장치 및 어레이 안테나 장치

Info

Publication number: KR100738166B1
Application number: KR1020057012674A
Authority: KR
Inventors: 다쿠마 사와야; 교이치 이이구사; 마코토 다로마루; 다카시 오히라; 고지 아라키
Original assignee: 가부시키가이샤 고쿠사이 덴키 츠신 기소 기주츠 겐큐쇼
Priority date: 2003-01-08
Filing date: 2004-01-08
Publication date: 2007-07-10
Anticipated expiration: 2024-01-08
Also published as: WO2004064194A1; JPWO2004064194A1; KR20050091767A; US7391386B2; US20060232492A1; EP1589610A1; EP1589610A4

Abstract

어레이 안테나 장치(100)는, 송신된 무선 신호를 수신하기 위한 여진 소자(A0)와, 2개의 비여진 소자(A1, A2)와, 각각의 비여진 소자(A1, A2)에 각각 접속된 2개의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)로써 구성되고, 그것들에 설정하는 리액턴스 값을 변화시켜서 그 지향 특성을 변화시킨다. 안테나 컨트롤러(10)는 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록, 2개의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)에 대하여 제1의 리액턴스 값 세트를 설정하는 제1의 경우와, 그것들에 대하여 제2의 리액턴스 값 세트를 설정하는 제2의 경우 중에서, 각각의 무선 신호의, 각각의 무선 신호의 신호 품질에 따라서 하나의 리액턴스 값 세트를 선택하여 설정한다.

Description

어레이 안테나 제어 장치 및 어레이 안테나 장치{ARRAY ANTENNA CONTROL DEVICE AND ARRAY ANTENNA DEVICE}

본 발명은, 어레이 안테나 제어 장치 및 어레이 안테나 장치에 관한 것이고, 특히, 공간 다이버시티(space diversity)를 실현하는 3개의 소자 이상의 복수 소자를 구비한 어레이 안테나 제어 장치 및 어레이 안테나 장치에 관한 것이다.

무선 통신의 광대역화에 따라서, 노트북 퍼스널 컴퓨터나 PCMCIA(Personal Computer Memory Card International Association; 국제 퍼스널 컴퓨터 메모리 카드 협회) 카드 등의 사용자 단말 장치에 탑재하는 안테나 장치도 고기능 및 고성능이 요구되게 되었다. 필요하게 되는 기능으로서, 예로서, 도래하는 무선 신호로부터 멀티패스 페이딩(multipath fading)을 제거하는 것을 들 수 있다. 멀티패스 페이딩은, 하나의 신호원으로부터 송신된 파동이 복수의 경로를 전파(傳播)하여, 수신 지점에서 신호가 동일 진폭이면서 또한 역위상으로 상쇄될 때에, 심한 레벨 저하가 발생하는 현상이다. 옥외 무선 기지국에서 수신하는 경우에는, 멀티패스의 경로에 의한 도래파(到來波)의 각도의 폭은 비교적 좁다. 그러나, 사용자 단말 장치가 있는 실내 환경에서는, 360도 전방향에 미치는 멀티패스파가 도래한다.

본 명세서에서 인용하는, 선행 기술인 특허문헌 및 비특허문헌은 이하와 같 다.

(1) 일본국 특허 출원 공개2002-118414호 공보(이하, 특허문헌 1이라고 한다).

(2) T. 0hira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming", 2000 IEEE International Conference on Phased Array system & Technology pp.101-104, Dana Point, California, May 21-25, 2000(이하, 비특허문헌 1이라고 한다).

(3) 오히라 타카시 이외, "에스파(ESPAR; Electronically Steerable Passive Array Radiator) 안테나의 등가 웨이트 벡터(weight vector)와 그 구배(勾配)에 관한 기본적 정식화", 전자정보통신학회 기술 연구 보고, 전자정보통신학회 발행, AP2001-16, SAT2001-3, p. 15-20, 2002년 5월(이하, 비특허문헌 2라고 한다).

(4) 아오야마 나오키 이외, "안테나 소자간의 상호 결합을 이용한 COFDM의 간이 다이버시티 수신 방식", 전자정보통신학회 종합 대회 강연 논문집, 전자정보통신학회 발행, B-5-224, p. 695, 2002년 3월 27일-30일(이하, 비특허문헌 3이라고 한다).

(5) 오히라 타카시 이외, "에스파 안테나의 등가 웨이트 벡터와 배열 계수(array factor) 표현식", 전자정보통신학회 기술 연구 보고, AP2000-44, p. 7-14, 2002년 7월(이하, 비특허문헌 4라고 한다).

(6) M. Murase et al., "Propagation and antenna measurements using antenna switching and random field measurements", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 43, No. 3, pp. 537-541, August 1994(이하, 비특허문헌 5라고 한다).

(7) 아라이 히로유키, "새로운 안테나 공학", pp. 151-155, 종합전자출판사, 1996년 4월 9일 제1판 발행(이하, 비특허문헌 6이라고 한다.).

(8) A. J. Rustako et al., "Performance of feedback and swich space diversity 900MHz FM mobile radio systems with Rayleigh fading", IEEE Transactions on Communication, Vol. COM-21, pp.1257-1268, November 1973(이하, 비특허문헌 7이라고 한다).

(9) A. Afrashteh et al., "Performance of a novel selection diversity technique in experimental TDMA system for digital portable radio communications", Conference Record Globecom '88 Hollywood, pp. 810-814, November 1988(이하, 비특허문헌 8이라고 한다.).

(10) Y. Akaiwa, "Antenna selection diversity for framed digital signal transmission in mobile radio channel", Proceeding of 39th IEEE Vehicle Technology Conference, pp. 470-473, 1989(이하, 비특허문헌 9라고 한다).

(11) J. G. Proakis, "Digital communications", 3rd Edition, McGraw-Hill, New York, 1995(이하, 비특허문헌 10이라고 한다.).

(12) 타로마루 신 이외, "에스파 안테나의 리액턴스 공간으로부터 등가 웨이트 벡터 공간에의 사상(寫像)에 관한 고찰", 전자정보통신학회 기술 연구 보고, 전자정보통신학회 발행, RCS2002-179, pp, 43-48, 2002년 10월(이하, 비특허문헌 11 이라고 한다).

(13) 오히라 타카시 이외，"리액턴스 다이버시티를 위한 2소자 에스파 안테나의 기본 이론", 전자정보통신학회 기술 연구 보고, 전자정보통신학회 발행, AP2002-93, pp. 13-18, 2002년 10월(이하, 비특허문헌 12라고 한다).

그런데, 휴대형 단말 장치나 PC 카드 등에 탑재되기 위하여는, 이 안테나 장치는, 소형 경량일 것, 민생용품으로서 받아들여지는 코스트일 것, 또한, 배터리 구동에 견딜 수 있는 저소비 전력 동작일 것 등의 제약이 부과된다. 이상의 제약을 만족시키는 안테나 장치로서, 예로서, 특허문헌 1이나 비특허문헌 1, 2, 4에 있어서, 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치(Electronically Steerable Passive Array Radiator Antenna)가 제안되어 있다.

이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치는, 무선 신호가 급전(給電)되는 여진(勵振) 소자와, 이 여진 소자로부터 소정의 간격 만큼 벗어나서 설치되고, 무선 신호가 급전되지 않는 6개의 비여진 소자와, 이 비여진 소자에 각각 접속된 가변 리액턴스 소자로 구성되는 어레이 안테나를 구비하고, 상기 가변 리액턴스 소자의 리액턴스 값을 각각 변화시킴으로써, 이 어레이 안테나의 지향 특성을 변화시킬 수 있다. 또한, 예로서, 안테나 소자 간격이 파장의 1/10이라고 하는 좁은 간격인 2소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치라도 공간 다이버시티 효과를 얻을 수 있는 수치 시뮬레이션 예가 보고되어 있다(비특허문헌 3 참조).

특허문헌 1 및 비특허문헌 3에 나타낸 안테나 장치는, 설정되는 리액턴스 값을 결정하기 위하여, 리액턴스 값을 미세하게(거의 연속적으로) 변화시키는 적응 제어 처리를 실행하고 있다. 이 적응 제어 처리에서는, 복잡한 처리 알고리즘과, 그것을 실행하기 위한 컨트롤러를 필요로 하고, 또한, 상기 컨트롤러는, 가변 용량 다이오드에 설정하는 리액턴스 값 신호를 발생하기 위한 제어 전압 발생용 DA 컨버터를 필요로 하므로, 안테나 장치의 구성이 복잡하게 되어서, 장치의 크기와 코스트가 증대된다.

비특허문헌 3에 나타낸 안테나 장치는, 도 51에 나타내는 바와 같이, 소정의 간격(d)로 병렬로 설치되어 있는 2개의 안테나 소자(A0, A1)로써 구성되고, 비여진 소자인 안테나 소자(A1)에 예로서 가변 용량 다이오드인 가변 리액턴스 소자(12)가 접속되어 있다. 이 때, 가변 리액턴스 소자(12)에의 제어 전압을 변화시킴으로써, 도 52에 나타내는 바와 같이, 가변 리액턴스 소자(12)의 리액턴스 값(X1)을 변화시킬 수 있지만, 여진 소자인 안테나 소자(A0)의 급전 포트(port)에서의 입력 임피던스 Zin도 변화된다고 하는 문제점이 있었다. 즉, 이 2소자 안테나 장치에서는, 장하(裝荷)하는 리액턴스 값의 변화에 대하여 안테나 장치의 입력 임피던스의 변화가 크고, 급전계까지 포함한 정합(整合) 설계가 극히 어렵다고 하는 문제점이 있었다.

또한, 2소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 있어서, 리액턴스를 2개의 상태로 제어하고, 이것들 중 수신 전력이 높은 쪽을 선택하는 제어 방법에 대해서는, 예로서 비특허문헌 12에 개시되어 있지만, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 대해서는 그 제어 방법이 복잡하고, 확립되어 있지 않다.

또한, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 있어서, 소형ㆍ경량이며, 박형인 어레이 안테나 장치가 바람직하다.

본 발명의 제1의 목적은 이상의 문제점을 해결하고, 3개의 소자 이상의 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 있어서, 종래기술에 비교하여 하드웨어 구성이나 제어가 극히 간단하고, 멀티패스 페이딩이 존재할 때의 안테나 이득을 크게 개선할 수 있고, 또한 가변 리액턴스 소자의 소자 값의 변화에 따라서 안테나의 입력 임피던스를 실질적으로 변화시킬 필요가 없는 어레이 안테나 제어 장치를 제공하는 것에 있다.

또한, 본 발명의 제2의 목적은, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 있어서, 소형ㆍ경량이며, 박형의 어레이 안테나 장치를 제공하는 것에 있다.

제1발명에 의한 어레이 안테나 제어 장치는, 송신된 무선 신호를 수신하기 위한 여진 소자와, 상기 여진 소자로부터 소정의 간격 만큼 벗어나서 설치된 복수개의 비여진 소자와, 상기 각각의 비여진 소자에 각각 접속된 복수개의 가변 리액턴스 소자를 구비하고, 상기 각각의 가변 리액턴스 소자에 설정하는 리액턴스 값을 변화시킴으로써, 상기 각각의 비여진 소자를 도파기 또는 반사기로서 동작시켜서, 어레이 안테나의 지향 특성을 변화시키는 어레이 안테나의 제어 장치이다. 여기서, 상기 어레이 안테나 제어 장치는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록, 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 복수의 경우 중, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질을 기본으로 하여, 소정의 선택 기준에 따라서, 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트 중 1개의 세트를 선택하여 상기 복수개의 가변 리액턴스 소자에 설정하는 제어 수단을 구비한 것을 특징으로 한다.

상기 어레이 안테나 제어 장치에 있어서, 상기 복수의 경우는, 바람직하게는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 상기 어레이 안테나의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 경우이다.

또한, 상기 어레이 안테나 제어 장치에 있어서, 상기 각각의 무선 신호의 신호 품질은, 바람직하게는, 신호 강도와, 신호 전력과, 신호 대 잡음비와, 신호에 대한 간섭 잡음을 포함하는 잡음의 비와, 반송파 신호 대 잡음비와, 비트 오류율과, 프레임 오류율과, 패킷 오류율 중 어느 하나를 이용하여 평가된다.

또한, 상기 어레이 안테나 제어 장치에 있어서, 상기 선택 기준은, 바람직하게는, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이 소정의 임계치 이상인 것이다. 또는, 상기 선택 기준은, 바람직하게는, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이, 신호 전력과, 신호 대 잡음비와, 신호에 대한 간섭 잡음을 포함하는 잡음의 비와, 반송파 신호 대 잡음비 중 어느 하나의 경우에 있어서, 이 신호 품질이 최대치가 되는 리액턴스 값 세트를 선택하는 것이다. 또 다른 방법으로는, 상기 선택 기준은, 바람직하게는, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이, 비트 오류율과, 프레임 오류율과, 패킷 오류율 중 어느 하나의 경우에 있어서, 이 신호 품질이 최소치가 되는 리액턴스 값 세트를 선택하는 것이다.

그리고 또한, 상기 어레이 안테나 제어 장치에 있어서, 상기 제어 수단은, 바람직하게는, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이 소정의 임계치 미만이 되었을 때, 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트 중에서 임의로 하나의 리액턴스 값 세트를 선택하고, 이 선택한 리액턴스 값 세트에 있어서 상기 신호 품질이 소정의 선택 기준에 달할 때까지 상기 선택 처리를 반복한다. 또는, 상기 제어 수단은, 바람직하게는, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이 소정의 임계치 미만이 되었을 때, 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트 중 소정의 순서로 하나의 리액턴스 값 세트를 선택하고, 이 선택한 리액턴스 값 세트에 있어서 상기 신호 품질이 소정의 선택 기준에 달할 때까지 상기 선택 처리를 반복한다. 또 다른 방법으로는, 상기 제어 수단은, 바람직하게는, 상기 임계치를 소정의 범위에서 변화시키면서 상기 복수의 경우를 절환하여, 상기 각각의 무선 신호의 신호 품질이 소정의 선택 기준을 만족할 때의 임계치를 상기 임계치로서 설정한다.

또한, 상기 어레이 안테나 제어 장치에 있어서, 상기 어레이 안테나는, 바람직하게는, 우수개(偶數個)의 비여진 소자와 우수개의 가변 리액턴스 소자를 구비하고, 상기 우수개의 비여진 소자는, 최소한 1개의 제1그룹의 비여진 소자와, 최소한 1개의 제2그룹의 비여진 소자로 구성되고, 상기 우수개의 가변 리액턴스 소자는, 상기 제1그룹의 각각의 비여진 소자에 각각 접속된 제1그룹의 가변 리액턴스 소자와, 상기 제2그룹의 각각의 비여진 소자에 각각 접속된 제2그룹의 가변 리액턴스 소자로 구성되어 있다. 여기서, 상기 복수의 경우는, 상기 제1 및 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 대하여 제1의 리액턴스 값 세트를 설정하는 제1의 경우와, 상기 제1 및 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 대하여 제2의 리액턴스 값 세트를 설정하는 제2의 경우를 포함한다. 또한, 상기 제어 수단은, 상기 제1 및 제2의 경우에 있어서 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질에 따라서, 리액턴스 값 세트를 선택하여 상기 제1 및 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 설정한다.

여기서, 상기 어레이 안테나는, 바람직하게는, 제1 및 제2비여진 소자를 구비하고, 상기 제1의 리액턴스 값 세트는 상기 제1 및 제2비여진 소자가 대하여 설정되는 리액턴스 값 Xa, Xb로 이루어지고, 상기 제2의 리액턴스 값 세트는 상기 제1 및 제2비여진 소자가 대하여 설정되는 리액턴스 값 Xb, Xa로 이루어진다.

또한, 상기 어레이 안테나 제어 장치에 있어서, 상기 어레이 안테나는, 바람직하게는, 상기 여진 소자로부터 소정의 간격 만큼 거리를 두고 또한 서로 실질적으로 동일한 각도 간격으로 설치된 복수개의 비여진 소자를 구비하고, 상기 복수의 경우는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록, 각각의 리액턴스 값을 순환시켜서 취득한 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 경우를 포함한다.

또한, 상기 어레이 안테나 제어 장치에 있어서, 상기 어레이 안테나는, 바람직하게는, 상기 여진 소자로부터 소정의 간격 만큼 거리를 두고 또한 서로 실질적으로 동일한 각도 간격으로 설치된 복수개의 비여진 소자를 구비하고, 상기 복수의 경우는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 상기 어레이 안테나의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 각각의 리액턴스 값을 순환시켜서 취득한 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 경우를 포함한다.

또한, 상기 어레이 안테나 제어 장치에 있어서, 상기 어레이 안테나는, 바람직하게는, 상기 여진 소자의 위치를 통과하는 대칭선을 대칭축으로 하여 선대칭으로 설치된 최소한 1쌍의 비여진 소자를 포함하고, 상기 대칭선상에 위치하거나 또는 대칭선을 대칭축으로 하여 선대칭으로 설치된 복수개의 비여진 소자를 구비하고, 상기 복수의 경우는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록, 상기 선대칭으로 설치된 최소한 1쌍의 비여진 소자의 리액턴스 값을 변경하여 취득된 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 최소한 2가지의 경우를 포함한다.

그리고 또한, 상기 어레이 안테나 제어 장치에 있어서, 상기 어레이 안테나는, 바람직하게는, 상기 여진 소자의 위치를 통과하는 대칭선을 대칭축으로 하여 선대칭으로 설치된 최소한 1쌍의 비여진 소자를 포함하고, 상기 대칭선상에 위치하거나 또는 대칭선을 대칭축으로 하여 선대칭으로 설치된 복수개의 비여진 소자를 구비하고, 상기 복수의 경우는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 상기 어레이 안테나의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 상기 선대칭으로 설치된 최소한 1쌍의 비여진 소자의 리액턴스 값을 변경하여 취득된 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 최소한 2가지의 경우를 포함한다.

또한, 상기 어레이 안테나 제어 장치에 있어서, 바람직하게는, 수신되는 무선 신호의 신호 전력이 소정의 신호 전력을 초과하는 사상(事象)의 누적 확률인 CDF 값이 소정치일 때에, 다이버시티 이득이 실질적으로 최대로 되도록 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트가 설정된다. 또 다른 방법으로는, 바람직하게는, 수신되는 무선 신호의 신호 전력이 소정의 신호 전력을 초과하는 사상의 누적 확률인 CDF 값이 소정치일 때에, 다이버시티 이득이 소정치 이상으로 되도록 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트가 설정된다.

또한, 상기 어레이 안테나 제어 장치에 있어서, 상기 어레이 안테나는, 바람직하게는, 1개의 여진 소자와, 상기 여진 소자를 사이에 두고 또한 상기 여진 소자와 함께 일직선상에 설치된 2개의 비여진 소자를 구비하고 있다. 여기서, 바람직하게는, 상기 여진 소자와 상기 각각의 비여진 소자와의 사이의 거리를, 수신되는 무선 신호의 파장의 0.1배로부터 0.35배까지의 사이의 길이 중 하나의 길이에 설정한다. 또한, 상기 어레이 안테나는, 바람직하게는, 서로 평행한 제1면과 제2면을 갖는 유전체 기판과, 상기 유전체 기판의 제2면 중 소정의 제1영역상에 형성된 접지 도체와, 상기 유전체 기판의 제1면상으로서, 상기 제1영역에 대향하는 영역으로부터 돌출하도록 소정의 길이를 갖고 또한 서로 소정의 간격을 갖도록 형성되어서, 각각 상기 여진 소자와 상기 2개의 비여진 소자로서 동작하는 3개의 스트립(strip) 도체를 구비하고 있다.

제2발명에 의한 어레이 안테나 장치는, 1개의 여진 소자와, 상기 여진 소자를 사이에 두고 또한 상기 여진 소자와 함께 일직선상에 설치된 2개의 비여진 소자와, 상기 각각의 비여진 소자에 각각 접속된 2개의 가변 리액턴스 소자를 구비하고, 상기 각각의 가변 리액턴스 소자에 설정하는 리액턴스 값을 변화시킴으로써, 상기 각각의 비여진 소자를 도파기 또는 반사기로서 동작시켜서, 어레이 안테나의 지향 특성을 변화시키는 어레이 안테나 장치이다. 여기서, 상기 어레이 안테나 장치는, 서로 평행한 제1면과 제2면을 갖는 유전체 기판과, 상기 유전체 기판의 제2면 중 소정의 제1영역상에 형성된 접지 도체와, 상기 유전체 기판의 제1면상으로서, 상기 제1영역에 대향하는 영역으로부터 돌출하도록 소정의 길이를 갖고 또한 서로 소정의 간격을 갖도록 형성되어서, 각각 상기 여진 소자와 상기 2개의 비여진 소자로서 동작하는 3개의 스트립 도체를 구비하고 있다. 또한, 바람직하게는, 상기 여진 소자와 상기 각각의 비여진 소자와의 사이의 거리를, 수신되는 무선 신호의 파장의 0.1배로부터 0.35배까지의 사이의 길이 중 하나의 길이에 설정한다.

도 1은 본 발명의 바람직한 제1실시형태에 의한 어레이 안테나 제어 장치의 구성을 나타내는 블록도.

도 2는 도 1의 어레이 안테나 장치(100)의 상세 구성을 나타내는 사시도.

도 3은 도 2의 A-A'선에서의 종단면도.

도 4는 바람직한 실시형태에 의한 어레이 안테나 장치에 있어서의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)에의 제어 전압에 대한 리액턴스 값과 입력 임피던스 값을 나타내는 그래프.

도 5는 본 발명에 의한 바람직한 제2실시형태인 어레이 안테나 장치의 구성을 나타내는 사시도.

도 6은 도 5의 유전체 기판(20)의 하부의 상세 구성을 나타내는 사시도.

도 7은 본 발명에 의한 제1실장예인, 휴대형 퍼스널 컴퓨터(200)에 탑재된 도 4의 어레이 안테나 장치를 나타내는 사시도.

도 8은 본 발명에 의한 제2실장예인, PC 카드(211)에 탑재된 도 1의 어레이 안테나 장치를 나타내는 사시도.

도 9는 본 발명에 의한 바람직한 제3실시형태인 어레이 안테나 장치의 구성을 나타내는 평면도.

도 10은 도 9의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 파장 λ에 의해서 정규화된 안테나 소자 간격 d/λ에 대한 여진 소자의 자기 어드미턴스의 실수부 Re(y₀₀)을 나타내는 그래프.

도 11은 도 9의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 파장 λ에 의해서 정규화된 안테나 소자 간격 d/λ에 대한 여진 소자의 자기 어드미턴스의 허수부 Im(y₀₀)을 나타내는 그래프.

도 12는 도 9의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 파장 λ에 의해서 정규화된 안테나 소자 간격 d/λ에 대한 비여진 소자의 자기 어드미턴스의 실수부 Re(y₁₁)을 나타내는 그래프.

도 13은 도 9의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 파장 λ에 의해서 정규화된 안테나 소자 간격 d/λ에 대한 비여진 소자의 자기 어드미턴스의 허수부 Im(y₁₁)을 나타내는 그래프.

도 14는 도 9의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 파장 λ에 의해서 정규화된 안테나 소자 간격 d/λ에 대한, 여진 소자와 비여진 소자와의 사이의 결합 어드미턴스의 실수부 Re(y₀₁)을 나타내는 그래프.

도 15는 도 9의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 파장 λ에 의해서 정규화된 안테나 소자 간격 d/λ에 대한, 여진 소자와 비여진 소자와의 사이의 결합 어드미턴스의 허수부 Im(y₀₁)을 나타내는 그래프.

도 16은 도 9의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 파장 λ에 의해서 정규화된 안테나 소자 간격 d/λ에 대한, 2개의 비여진 소자간의 결합 어드미턴스의 실수부 Re(y₁₂)를 나타내는 그래프.

도 17은 도 9의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 파장 λ에 의해서 정규화된 안테나 소자 간격 d/λ에 대한, 2개의 비여진 소자간의 결합 어드미턴스의 허수부 Im(y₁₂)를 나타내는 그래프.

도 18은 본 발명에 의한 바람직한 제4실시형태인 어레이 안테나 장치의 구성을 나타내는 블록도.

도 19는 도 18의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 가변 리액턴스 소자(12-2)의 리액턴스 값의 반값 x₁에 대한, 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스 Zin의 실수부 Re(Zin)을 나타내는 그래프.

도 20은 도 18의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 가변 리액턴스 소자(12-2)의 리액턴스 값의 반값 x₁에 대한, 어레이 안테나 장치 입력 임피 던스 Zin의 허수부 Im(Zin)을 나타내는 그래프.

도 21은 도 18의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 진폭 지향 특성을 나타내는 그래프.

도 22는 도 18의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 위상 지향 특성을 나타내는 그래프.

도 23은 실시예에 의한 2파(波) 도래 환경 모델을 나타내는 평면도.

도 24는 도 18의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 페이딩 열화(劣化)의 누적 확률 분포를 나타내는 그래프.

도 25는 도 18의 어레이 안테나 장치에 관한 시뮬레이션 결과로서, 파장 λ에 의해서 정규화된 안테나 소자 간격 d/λ에 대한, 다이버시티 이득을 나타내는 그래프.

도 26은 본 발명에 의한 제1변형예인 어레이 안테나 장치의 평면도.

도 27은 본 발명에 의한 제2변형예인 어레이 안테나 장치의 평면도.

도 28은 본 발명에 의한 제3변형예인 어레이 안테나 장치의 평면도.

도 29는 본 발명에 의한 제4변형예인 어레이 안테나 장치의 평면도.

도 30은 본 발명에 의한 제5변형예인 어레이 안테나 장치의 평면도.

도 31은 본 발명에 의한 제6변형예인 어레이 안테나 장치의 평면도.

도 32는 본 발명에 의한 제7변형예인 어레이 안테나 장치의 평면도.

도 33은 본 발명에 의한 제3실장예인, 휴대전화기(204)에 탑재된 어레이 안테나 장치(212)를 나타내는 사시도.

도 34는 본 발명에 의한 제4실장예인, LANPC 카드(205)에 탑재된 어레이 안테나 장치(210)를 나타내는 사시도.

도 35는 본 발명에 의한 바람직한 제5실시형태인 어레이 안테나 장치(100A)를 나타내는 평면도.

도 36은 도 35의 어레이 안테나 장치(100A)의 실험 결과로서, VSWR의 주파수 특성을 나타내는 그래프.

도 37은 도 35의 어레이 안테나 장치(100A) 및 2소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 실험 결과로서, 입력 임피던스를 나타내는 스미스(Smith) 차트.

도 38은 도 35의 어레이 안테나 장치(100A)의 실험을 실행하는 수신기측의 측정 시스템을 나타내는 사시도.

도 39는 도 35의 어레이 안테나 장치(100A)의 실험 환경의 레이아웃을 나타내는 평면도.

도 40은 도 35의 어레이 안테나 장치(100A)의 실험 결과로서, 다이버시티 이득을 나타내는, 규격화된 수신 전력에 대한 CDF 값의 그래프.

도 41은 본 발명에 의한 바람직한 제6실시형태인 어레이 안테나 장치(100B)를 나타내는 평면도.

도 42는 도 41의 어레이 안테나 장치(100B)의 계산기 시뮬레이션에서 사용하는 전파(傳播) 모델을 나타내는 사시도.

도 43은 도 41의 어레이 안테나 장치(100B)의 계산기 시뮬레이션 결과로서, 무한(無限) 지판(地板; grounding substrate)의 기판을 사용하고 또한 리액턴스 값 x₁=0인 경우에 리액턴스 값 x₂를 변화시켰을 때의 등가 웨이트 w₀, w₁, w₂의 복소(複素) 평면을 나타내는 그래프.

도 44는 도 41의 어레이 안테나 장치(100B)의 계산기 시뮬레이션 결과로서, 무한 지판의 기판을 사용하고 또한 리액턴스 값 x₁=-30 [Ω]인 경우에 리액턴스 값 x₂를 변화시켰을 때의 등가 웨이트 w₀, w₁, w₂의 복소 평면을 나타내는 그래프.

도 45는 도 41의 어레이 안테나 장치(100B)의 계산기 시뮬레이션 결과로서, 무한 지판의 기판을 사용하고 또한 리액턴스 값 x₁=-30 [Ω]인 경우에 리액턴스 값 x₂를 변화시켰을 때의 등가 웨이트 w₀, w₁, w₂의 복소 평면을 나타내는 그래프.

도 46은 도 41의 어레이 안테나 장치(100B)의 계산기 시뮬레이션 결과로서, 프린트 기판을 사용하고 또한 리액턴스 값 x₁=0인 경우에 리액턴스 값 x₂를 변화시켰을 때의 등가 웨이트 w₀, w₁, w₂의 복소 평면을 나타내는 그래프.

도 47은 도 41의 어레이 안테나 장치(100B)의 계산기 시뮬레이션 결과로서, 프린트 기판을 사용하고 또한 리액턴스 값 x₁=-30 [Ω]인 경우에 리액턴스 값 x₂를 변화시켰을 때의 등가 웨이트 w₀, w₁, w₂의 복소 평면을 나타내는 그래프.

도 48은 도 41의 어레이 안테나 장치(100B)의 계산기 시뮬레이션 결과로서, 프린트 기판을 사용하고 또한 리액턴스 값 x₁=-60 [Ω]인 경우에 리액턴스 값 x₂를 변화시켰을 때의 등가 웨이트 w₀, w₁, w₂의 복소 평면을 나타내는 그래프.

도 49는 도 41의 어레이 안테나 장치(100B) 등의 계산기 시뮬레이션 결과로서, 평균 신호 대 잡음 전력비(평균 E_b/N₀)에 대한 리액턴스 다이버시티 수신시의 비트 오류율(BER)을 나타내는 그래프.

도 50은 본 발명의 변형예에 의한 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)에 인가되는 제어 전압에 대한 입력 임피던스 Zin 및 리액턴스 값 X1, X2의 특성에 있어서 설정 가능한 3개의 상태 P1, P2, P3을 나타내는 그래프.

도 51은 종래기술에 의한 2소자 어레이 안테나 장치의 구성을 나타내는 블록도.

도 52는 도 51의 어레이 안테나 장치에 있어서의 가변 리액턴스 소자(12-1)에의 제어 전압에 대한 리액턴스 값 X1 및 입력 임피던스 Zin을 나타내는 그래프.

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시형태에 대하여 설명한다.

(바람직한 제1실시형태)

도 1은 본 발명의 바람직한 제1실시형태에 의한 어레이 안테나 제어 장치의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 1에 나타내는 바와 같이, 어레이 안테나 제어 장치는, 1개의 여진 소자(A0)와, 가변 리액턴스 소자(12-1)가 장하(裝荷)된 제1비여진 소자(A1)와, 가변 리액턴스 소자(12-2)가 장하된 제2비여진 소자(A2)로 이루어지는 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치로 구성된 어레이 안테나 장치(100)와, 안테나 컨트롤러(10)를 구비하고 있다. 여기서, 안테나 컨트롤러(10)는, 어레이 안테나 장치(100)에 의해서 수신된 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 상기 어레이 안테나 장치(100)의 입력 임피던스 Zin이 실질적으로 변화되지 않도록, 2개의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)에 대하여 제1의 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb)를 설정하는 제1의 경우(여기서, 가변 리액턴스 소자(12-1)에 대하여 리액턴스 값 Xa가 설정되고, 가변 리액턴스 소자(12-2)에 대하여 리액턴스 값 Xb가 설정된다)와, 2개의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)에 대하여 제2의 리액턴스 값 세트 (Xb, Xa)를 설정하는 제2의 경우(여기서, 가변 리액턴스 소자(12-1)에 대하여 리액턴스 값 Xb가 설정되고, 가변 리액턴스 소자(12-2)에 대하여 리액턴스 값 Xa가 설정된다) 중에서, 상기 제1 및 제2의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 전력의, 더 큰 값으로 될 때의 리액턴스 값 세트를 선택하여 2개의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)에 설정하는 것을 특징으로 한다.

도 2는 도 1의 어레이 안테나 장치(100)의 상세 구성을 나타내는 사시도이다. 도 1 및 도 2에 나타내는 바와 같이, 어레이 안테나 장치(100)는, 접지 도체(11)상에 수직으로 설치된 여진 소자(A0) 및 2개의 비여진 소자(A1, A2)로 구성되어 있으며, 여진 소자(A0)와 비여진 소자(A1)는, 서로 평행하게, 또한 거리 d 만큼 간격을 두고 배치되고, 여진 소자(A0)와 비여진 소자(A2)는, 서로 평행하게, 또한 거리 d 만큼 간격을 두고 배치되어서, 이것들 3개의 안테나 소자(A2, A0, A1)가 일직선상에 병렬로 배치되어 있다. 여진 소자(A0) 및 비여진 소자(A1, A2)의 각각의 길이는, 원하는 파(波)의 파장 λ의 약 1/4이 되도록 구성되고, 또한, 상기 안테나 간격 d는, 예로서, 파장 λ의 0.1배 내지 0.35배가 되도록 구성된다. 여진 소자(A0)의 급전점은 동축 케이블(1)을 통하여 저잡음 증폭기(LNA)(2)에 접속된다. 또한, 비여진 소자(A1)는 가변 리액턴스 소자(12-1)에 접속되고, 비여진 소자(A2)는 가변 리액턴스 소자(12-2)에 접속되며, 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)의 각각의 리액턴스 값은 각각, 안테나 컨트롤러(10)로부터의 페어 케이블(paired cable)(5-1, 5-2)을 통하여 전송되는 리액턴스 값 신호에 따라서 설정된다.

도 3은 도 2의 A-A'선에서의 어레이 안테나 장치(100)의 종단면도이다. 도 3에 나타내는 바와 같이, 여진 소자(A0)는 접지 도체(11)와 전기적으로 절연되고 또한 동축 케이블(1)의 중심 도체(1a)에 접속된다. 비여진 소자(A1)는, 가변 리액턴스 소자(12-1)를 통하여, 접지 도체(11)에 대하여 고주파적으로 접지되고, 또한, 비여진 소자(A2)는, 가변 리액턴스 소자(12-2)를 통하여, 접지 도체(11)에 대하여 고주파적으로 접지된다. 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)의 동작을 설명하면, 예로서 여진 소자(A0)와 비여진 소자(A1, A2)의 길이 방향의 길이가 실질적으로 동일한 경우, 예로서, 가변 리액턴스 소자(12-1)가 유도성(L성)일 때는, 가변 리액턴스 소자(12-1)는 연장 코일이 되어서, 비여진 소자(A1)의 전기장(電氣長)이 여진 소자(A0)에 비교하여 길어져서, 반사기로서 작용한다. 한편, 예로서, 가변 리액턴스 소자(12-1)가 용량성(C성)일 때는, 가변 리액턴스 소자(12-1)는 단축 콘덴서가 되어서, 비여진 소자(A1)의 전기장이 여진 소자(A0)에 비교하여 짧아져서, 도파기로서 작용한다. 또한, 가변 리액턴스 소자(12-2)가 접속된 비여진 소자(A2)도 마찬가지로 동작한다. 여기서, 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)로서, 예로서 가변 용량 다이오드를 사용할 수 있다.

따라서, 도 1의 어레이 안테나 장치(100)에 있어서, 각각의 비여진 소자(A1, A2)에 접속된 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)의 각각의 리액턴스 값을 변화시킴으로써, 어레이 안테나 장치(100)의 평면 지향 특성을 변화시킬 수 있다.

도 1의 어레이 안테나 제어 장치에 있어서, 어레이 안테나 장치(100)는 무선 신호를 수신하고, 상기 수신된 무선 신호는 동축 케이블(1)을 통하여 저잡음 증폭기(LNA)(2)에 입력되어서 증폭되고, 이어서, 다운 컨버터(D/C)(153)는 증폭된 무선 신호를 소정의 중간 주파수의 신호(IF 신호)로 저역 변환한다. 또한, A/D 변환기(4)는, 아날로그 신호인 IF 신호를 디지털 신호로 변환하여 수신 신호 y로서 출력한다. 수신 신호 y는, 안테나 컨트롤러(10)에 입력되는 동시에, 복조기(도시되어 있지 않음)에 입력되어서 복조된 신호로 변환된다. 안테나 컨트롤러(10)는, 어레이 안테나 장치(100)에 의해서 수신된 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 상기 어레이 안테나 장치(100)의 입력 임피던스 Zin이 실질적으로 변화되지 않도록, 2개의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)에 대하여 제1의 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb)를 설정하는 제1의 경우와, 2개의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)에 대하여 제2의 리액턴스 값 세트 (Xb, Xa)를 설정하는 제2의 경우 중에서, 상기 제1 및 제2의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 전력의, 더 큰 값이 될 때의 리액턴스 값 세트를 선택하여 2개의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)에 설정한다.

여기서, 제1 및 제2의 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb),(Xb, Xa)는, 도 4에 나타 내는 바와 같이 설정된다. 즉, 어레이 안테나 장치(100)의 입력 임피던스 Zin이 실질적으로 변화되지 않는 2개의 상태 P1, P2(이 때의 입력 임피던스 Zin=Zinopt)를 미리 측정하고, 이러한 2개의 상태 P1, P2에 각각 대응하는 제1 및 제2의 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb),(Xb, Xa)를 미리 측정하여 안테나 컨트롤러(10)내의 리액턴스 값 세트 메모리(도시되어 있지 않음)에 저장해 둔다. 그리고, 안테나 컨트롤러(10)는, 2개의 상태 P1, P2 중에서, 각각의 상태 Pl, P2의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 전력의, 더 큰 값이 될 때의 리액턴스 값 세트를 선택하여 2개의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)에 설정한다.

이 바람직한 실시형태의 어레이 안테나 제어 장치에 의하면, 그 하드웨어 구성이 간이하고, 또한, 멀티패스 페이딩이 존재할 때의 안테나 이득을 단순한 1 비트 바이너리 제어(즉, 제1 및 제2의 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb),(Xb, Xa)의 어느 하나를 선택하는 제어)로써 크게 개선하는 효과를 얻을 수 있으므로, 랩톱(laptop) 단말 장치나 PC 카드 등의 민생용 단말 장치에 탑재할 수 있는 다이버시티 안테나로서 이용할 수 있다. 이 제어 방법(1 비트 제어)은, 가변 용량 다이오드를 연속적으로 제어하는 방식에서 필요한 제어 전압 발생용 DA 컨버터가 불필요하게 되므로, 안테나 장치의 추가적인 소형화와 저코스트화를 달성할 수 있다. 또한, 상기의 1 비트 바이너리 제어에 의해서, 어레이 안테나 장치(100)의 입력 임피던스 Zin을 실질적으로 거의 변화시키지 않도록 할 수 있다.

또한, 이상의 바람직한 실시형태에 있어서는, 제1 및 제2의 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb),(Xb, Xa)를 이용하고 있지만, 본 발명은 이것에 한정되지 않고, 소정 치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 어레이 안테나 장치(100)의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록 설정할 수 있는, 2 그룹의 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb),(Xc, Xd)(여기서, Xa≠Xd, Xb≠Xc)를 이용해도 좋다.

(바람직한 제2실시형태)

도 5는 본 발명에 의한 바람직한 제2실시형태인 어레이 안테나 장치의 구성을 나타내는 사시도이다. 이 바람직한 제2실시형태에서는, 도 1의 여진 소자(A0) 및 비여진 소자(A1, A2)가, 유전체 기판(20)의 한 쪽의 면상에 인쇄된 스트립 도체로서 형성된 것을 특징으로 한다. 여진 소자(A0) 및 비여진 소자(A1, A2)가 형성된 유전체 기판(20)은, 예로서 두께 약 1mm의 유리 에폭시 수지, 테프론(등록상표) 또는 알루미나 세라믹 등으로 구성된 프린트 배선 기판으로서, 여진 소자(A0) 및 비여진 소자(A1, A2)는 공지된 프린트 배선 기판의 프로세스 기술에 의해서 형성되어 있다. 또한, 유전체 기판(20)은 접지 도체(11)상에 수직으로 설치된다.

여기서, 여진 소자(A0)는, 소정의 길이 h₁을 갖는 스트립 도체의 안테나 소자로서 유전체 기판(20)상에 형성되고, 각각의 비여진 소자(A1, A2)는, 길이가 h₁이고 또한 여진 소자(A0)에 대하여 거리가 d₁인 평행한 스트립 도체의 안테나 소자로서 유전체 기판(20)상에 형성되어 있다. 여기서, 길이 h₁은, 송수신되는 무선 신호의 파장의 약 1/4의 길이에 설정된다.

도 6은 도 5의 유전체 기판(20)의 하부의 상세 구성을 나타내는 사시도이다. 유전체 기판(20)에 있어서, 여진 소자(A0)와 비여진 소자(A1)가 형성된 면과는 반 대측의 면에, 서로 거리를 두고 4개의 전극(21 내지 24)이 형성되어 있다. 여진 소자(A0)의 하단(접지 도체(11)에 가까운 쪽의 단부)은, 유전체 기판(20)을 관통한 스루홀(through-hole) 도체(25)를 통하여 전극(21)과 전기적으로 접속된다. 전극(22)은 접지 도체(11)와 전기적으로 접속된다. 또한, 전극(21)은, LNA(2)에 접속된 동축 케이블(1)의 중심 도체(1a)에 접속되고, 전극(22)은 동축 케이블(1)의 외부 도체(1b)에 접속된다. 비여진 소자(A1)의 하단은, 유전체 기판(20)을 관통한 스루홀 도체(26)를 통하여 전극(24)에 접속되고, 이 전극(24)은, 가변 용량 다이오드(D1)의 캐소드에 접속된다. 가변 용량 다이오드(D1)는, 가변 리액턴스 소자(12)의 일례이다. 가변 용량 다이오드(D1)의 애노드는 전극(23)에 접속되고, 전극(23)은 또한 접지 도체(11)와 전기적으로 접속된다. 또한, 전극(23 및 24)은 각각, 예로서 수 ㏀ 내지 수십 ㏀의 고주파 전류 저지용 저항(41, 42) 및 페어 케이블(5-1)을 통하여 이 어레이 안테나 장치의 지향 특성을 제어하는 안테나 컨트롤러(10)의 인가 바이어스 전압 단자(도시되어 있지 않음)에 접속되어 있다.

이상과 같이 구성된 어레이 안테나 장치에 있어서는, 안테나 컨트롤러(10)로부터의 리액턴스 값 신호에 포함되는 인가 바이어스 전압이, 페어 케이블(5-1)을 통하여 가변 용량 다이오드(D1)의 양단에 인가되고, 이 경우, 인가 바이어스 전압을 변화시킴으로써 가변 용량 다이오드(D1)의 접합 용량치, 즉, 리액턴스 값을 변화시킬 수 있다. 안테나 컨트롤러(10)는 가변 전압 직류 전원의 기능을 구비하여, 비여진 소자(A1)에 접속된 가변 용량 다이오드(D1)에 인가하는 역바이어스 전압을 변화시킴으로써, 가변 용량 다이오드(D1)의 접합 용량을 변화시키고, 이에 따라서, 비여진 소자(A1)의 전기장을, 여진 소자(A0)에 비교하여 변화시키고, 또한, 마찬가지로 비여진 소자(A2)의 전기장을 여진 소자(A0)에 비교하여 변화시킴으로써, 이 어레이 안테나 장치의 평면 지향 특성을 변화시킬 수 있다.

이상과 같이 구성된 바람직한 제2실시형태에 의한 어레이 안테나 장치에 의하면, 제어가 간단하고 그 제어에 의해서 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않는 것 이외에, 여진 소자(A0)와 비여진 소자(A1, A2)가 형성된 유전체 기판(20)을 접지 도체(11)상에 설치했으므로, 종래의 다이버시티 안테나에 비교해서 구조가 간단하고, 여진 소자(A0)나 비여진 소자(A1, A2)를 용이하게 또한 고정밀도로 형성할 수 있는 어레이 안테나 장치를 제공할 수 있다. 또한, 유전체 기판(20)상에 스트립 도체로 이루어지는 여진 소자(A0)와 비여진 소자(A1, A2)를 형성하였으므로, 프린트 배선 기판의 형성 기술로써 용이하게 안테나 소자를 형성할 수 있어서, 제조 공정이 매우 간단하게 되는 특유의 이점을 가지고 있다.

제1실장예

도 7은 본 발명에 의한 제1실장예인, 휴대형 퍼스널 컴퓨터(200)에 탑재된 어레이 안테나 장치를 나타내는 사시도이다.

이 실장예에서는, 휴대형 퍼스널 컴퓨터(200)는, 상부 케이스(201)와 하부 케이스(202)로 구성된 폴딩(folding) 타입의 케이스를 구비하고, 바람직한 실시형태의 어레이 안테나 장치(210)는, 상부 케이스(201)상에 고정되거나, 또는 상부 케이스(201)상에 방향을 움직일 수 있도록 장착될 수 있다. 어레이 안테나 장치(210)는, 도 5와 마찬가지로, 유전체 기판상에 프린트되어서 형성된 1/4 파장 모노폴 (monopole)형의 어레이 안테나 장치로서 도시되어 있다. 어레이 안테나 장치(210)에 있어서 접지 도체는 도시되어 있지 않지만, 접지 도체는 상부 케이스(201)에 장착되어 있어도 좋고, 또는 상부 케이스(201)가 금속제인 경우는 상부 케이스(201)가 접지 도체로서 이용되어도 좋다. 또한, 도 7에 나타난 실장예의 제어 장치로서, 상기의 안테나 컨트롤러(10)를 이용할 수 있다.

제2실장예

도 8은 본 발명에 의한 제2실장예인, PC 카드(211)에 탑재된 어레이 안테나 장치를 나타내는 사시도이다. 이 실장예에서는, 접지 도체로서 동작하는 PC 카드(211)의 본체상에 설치된, 도 1과 동일한, 1/4 파장 모노폴형의 어레이 안테나 장치를 도시하고 있다. PC 카드(211)는, 도 7과 동일한 휴대형 퍼스널 컴퓨터(200)의 하부 케이스(202)에 설치된 PC 카드 슬롯(203)에 삽입되어서, PC(200)의 안테나로서 동작할 수 있다. 또한, 도 8에 나타난 실장예의 제어 장치로서, 상기의 안테나 컨트롤러(10)를 이용할 수 있다.

(바람직한 제3 및 제4실시형태)

도 9는, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 해석 모델로서 이용하는, 바람직한 제3실시형태에 의한 어레이 안테나 장치의 평면도이다.

도 9에 있어서, 도 9의 상하 방향의 높이 λg/2(여기서, λg는 수신할 원하는 파의 관내(管內) 파장이다)의 구형(矩形) 접지 도체(11a)가 이면(裏面)에 형성되어서 이루어지는 유전체 기판(20)의 표면상에, 3개의 마이크로 스트립 도체를 서로 간격 d 만큼 거리를 두고 서로 평행하게 형성하여 마이크로 스트립 선로(線路) 를 형성하고, 그 선단을 λ/4(여기서, λ는 수신할 원하는 파의 자유 공간 파장이다) 만큼 접지 도체(11a)가 형성되어 있지 않은 면상까지 연장시킴으로써 비여진 소자(A2), 여진 소자(A0) 및 비여진 소자(A1)를 형성하였다. 여기서, 마이크로 스트립 선로의 접지 부분인 접지 도체(11a)가, 모노폴 안테나에 있어서의 지판(地板; grounding substrate)으로서 기능한다. 또한, 마이크로 스트립 선로의 급전부에 완전 도체인 접지 도체(11a)를 배치한 것은, 해석에 이용한 시뮬레이터의 사양(仕樣)에 따른 것이다.

유전체 기판(20)의 재료 상수에는, BT 레진/열경화 PPO 등의 고주파용 프린트 기판을 상정하고, 비유전율 ε_r=3.4, 유전체 손실 tanδ=0.003으로 설정하였다. 또한, 유전체 기반(20)의 두께를 0.6mm로 하였다. 또한, 안테나 소자(A0, A1, A2)의 도체부 및 접지 도체(11a)의 재료에는 Au를 상정하고, 그 도전율에는 실측치에 가까운, σ=3.3×10⁸ [S/m]을 설정하였다. 마이크로 스트립 선로의 폭은, 마이크로 스트립 도체의 특성 임피던스가 50 [Ω]이 되는, 1.42 [mm]에 설정하였다. 기타의 파라미터는 도 9에 나타낸 바와 같다. 또한 도면에서의 λg는 기판 유전율로부터 구하여지는 실효 파장을 나타낸다.

이어서, 도 9의 해석 모델을 이용한 경우의 전자계(電磁界) 해석 결과(어드미턴스 행렬 표시)에 대하여 이하에 설명한다.

전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 있어서 리액턴스 값을 변경한 경우의 어레이 지향성은, 이후에 설명하는 등가 웨이트 벡터법으로써 도출할 수 있다. 등가 웨이트 벡터는, 안테나를 회로적으로 취급하여, 그 어드미턴스 행렬로부터 도출된다. 전자계 시뮬레이터로부터 도출된 어드미턴스 행렬로부터, 소자 간격에 대한 어드미턴스 값의 변화를 나타내는 표현식을 도출함으로써, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 기본 구조식을 얻을 수 있다.

따라서, 소자 간격을 파라미터로 하여, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 어드미턴스 행렬의 표현식을 도출한다. 소자 간격은 파장으로써 규격화한 값으로 나타내고 있다. 계산은 소자 간격 d=0.1λ∼0.35λ의 범위에서 실행하였다. 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치를 3단자 회로망으로 간주하여, 그 어드미턴스 행렬을 구한다.

3단자 회로망의 Y 행렬은, 다음 식으로 표시된다.

여기서, 상반(相反) 정리, 및 안테나 구조의 대칭성에 따라서, 상기 식 (1)중의 Y 파라미터에는, 다음 식의 등호(等號) 관계가 성립한다.

y₁₁ = y₂₂ (2)

y₀₁ = y₀₂= y_1O = y₂₀ (3)

y₁₂ = y₂₁ (4)

이러한 파라미터는, 그 물리적 의미로부터 각각, 이하와 같이 부르도록 한 다.

(1) y₀₀: 여진 소자의 자기 어드미턴스.

(2) y₁₁: 비여진 소자의 자기 어드미턴스.

(3) y₀₁: 여진 소자와 비여진 소자간의 결합 어드미턴스.

(4) y₁₂: 2개의 비여진 소자간의 결합 어드미턴스.

도 10내지 도 17에, y₀₀∼y₁₂의 각각의 어드미턴스 값을, 상기의 해석 모델의 조건하에서 전자계 시뮬레이션을 실행하고, 다항식 피팅(근사)한 결과를 나타낸다.

또한, 각각의 표현식을 다음 식에 나타낸다. 표현식은, 소자 간격 d=0.1λ∼0.35λ의 범위내에서 유효하다.

이어서, 상기에서 구한 어드미턴스 행렬 Y로부터, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스 2z_in(또한, 수신시는, 출력 임피던스가 된다)을 유도한다. 또한, 정식화(定式化)에는, 도 18에 나타내는 바람직한 제4실시형태에 의한 등가 다이폴(dipole) 모델(소자 길이=λ/2)로 실행하였다. 이 때문에, 계수는 모두 2배로 되어 있다. 도 18에 있어서, 여진 소자(A0)는, 2개의 안테나 소자(A0a, A0b)로써 구성되고, 이 2개의 안테나 소자(A0a, A0b)의 급전 포트에는, 무선 송신기(13)의, 출력 임피던스가 z_s이고 전압이 2v_s인 발진원(13)이 접속된다. 또한, 비여진 소자(A1)는, 2개의 안테나 소자(A1a, A1b)로써 구성되고, 그 안테나 포트에는, 리액턴스 값이 j2x₁인 가변 리액턴스 소자(12-1)가 접속된다. 또한, 비여진 소자(A2)는, 2개의 안테나 소자(A2a, A2b)로써 구성되고, 그 안테나 포트에는, 리액턴스 값이 j2x₂인 가변 리액턴스 소자(12-2)가 접속된다.

이상과 같이 구성된 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스 Zin=2z_in은 다음 식으로 표시된다.

상기 식 (13)중의 임피던스 zOO∼z12는, 순환성과 안테나 구조의 대칭성에 따라서, 다음 식을 이용하여 계산된다.

여기서, detY는, 어드미턴스 행렬 Y의 행렬식의 값이다. 그리고, 입력 임피던스 Zin의 변화의 정도를 확인하기 위하여, 2개의 비여진 소자(A1, A2) 중의 1개(도 18의 비여진 소자(A1))의 리액턴스 값 X1=2x₂를 0, 50, 100 [Ω]에 각각 고정하고, 비여진 소자(A2)의 리액턴스 값의 반값 x₂의 값을 -100∼100 [Ω]의 범위내에서 변화시켰다. 산출되는 입력 임피던스 Zin=2z_in의 값을, 실수 성분과 허수 성분으로 나누어, 도 19 및 도 20에 나타내었다.

본 발명자들의 시뮬레이션에 의하면, 2소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 경우, 입력 임피던스의 변화는 소자 간격에 따라서 40∼100 [Ω] 정도 변화하는 것에 대하여, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에서는, 도 19 및 도 20에 나타내는 바와 같이, 10 [Ω]이하로 억제되어 있다. 3소자 구성은, 기본적으로 리액턴스 값의 변화에 대하여, 입력 임피던스의 변화 폭이 작다. 또한, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에서는, 리액턴스 값 x1과 x2에는, 동일한 값의 조합을 번갈아서 변경하여 할당하므로, 지향성 패턴을 변경한 후의 입력 임피던 스의 값은 일치한다. 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치는 2소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 대하여, 정합 설계가 실행하기 쉬운 것이 확인되었다.

이어서, 등가 웨이트 벡터법(배열 계수)에 대하여 이하에 설명한다. 일반적으로, 어레이 안테나의 지향성은 소자 단체(單體)의 지향성과 어레이 응답 벡터(배열 계수)의 적(積)으로 표시된다. 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 배열 계수를 구하기 위하여, 여기서는 등가 웨이트 벡터법을 이용한다(예로서, 비특허문헌 2 및 4 참조).

이것은, 배열 계수를 스티어링(steering) 벡터와 웨이트 벡터의 내적(內積)으로 나타내고, 그 웨이트 벡터는 이 안테나를 송신 모드로 여진(勵振)한 경우의 전류 벡터와 등가인 것으로 하는 방법이다. 배열 계수 D(φ)를 이하와 같이 정의한다. 여기서, w(w0, w1, w2)는 각각의 안테나 소자(A0, A1, A2)의 등가 웨이트이고, z_s [Ω]과 v_s [V]는 송신 급전계(給電係)의 출력 임피던스와 내부 전압이고, x1, x2 [Ω]은 각각 비여진 소자(A1, A2)에 각각 접속된 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)의 리액턴스 값이다. 또한, 정식화는, 도 18의 등가 다이폴 모델로써 실행하므로, 모두 2배의 계수가 붙는다.

D(φ)＝ a(φ)ㆍw (18)

여기서, 상기 식 (18) 중의 a(φ), w는, 각각 다음 식으로 표시된다.

w = 2z_s(Y^-1+X)^-1u_o (20)

여기서, 상기 식 (20) 중의 X, u_o는, 각각 이하와 같다.

X = diag(2z_s, j2x₁, j2x₂) (21)

u_o = [100]^T (22)

상기 식 (18)에서 계산할 수 있는 배열 계수 D(φ)에는, 급전계와 안테나의 임피던스 부정합에 의한 손실도 고려되어 있다. 장하할 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)의 리액턴스 값 2x₁, 2x₂를 파라미터로 하고, 배열 계수 D(φ)를 방위각 φ의 함수로 하여 표시하면, 진폭 및 위상 지향성을 얻는다. 방위각은 여진 소자(A0)로부터 비여진 소자(A1)를 본 방향을 0도로 하였다.

도 21에, 소자 간격 d=0.15λ일 때의 진폭 지향성을 나타내고, 도 22에 그 때의 위상 지향성을 나타낸다. 지향성에는 대칭성이 있으므로, 0∼180 [도]의 범위내에서 도시하였다.

또한, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 리액턴스 다이버시티 효과의 확인 결과에 대하여 이하에 설명한다.

상기한 바와 같이, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 있어서도, 리액턴스 제어를 실행함으로써 그 진폭 위상의 방위각 의존성을 변화시킬 수 있다. 이것을 적응적으로 이용함으로써, 페이딩에 의한 레벨 저하가 발생하는 조건, 즉, 동진폭 역위상 상태를 회피할 수 있다. 이것을 정량적으로 확인하기 위하여, 이하의 시뮬레이션을 실행하였다.

이 시뮬레이션은, 2소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 경우와 마찬가지로, 등진폭의 2파(波) 모델을 이용하여 실행하였다. 도 23에 그 모델 도면을 나타낸다. 간섭성이 있는 2파 s₁, s₂가 등진폭이면서 또한 랜덤 위상차로 도래하는 환경에 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치를 설치한 경우에 수신되는 신호를 y라고 한다. y는 배열 계수 D(φ)를 이용하여, 다음 식으로 표시된다. 또한, 2파의 도래 방위각 φ₁과 φ₂는 360 [도]의 범위내에서 상관이 없고 또한 랜덤한 것으로 한다.

y = D(φ₁)s₁+D(φ₂)s₂

= D(φ₁)a_oexp(-jφ₁)+D(φ₂)a_oexp(-jφ₂) (23)

여기서, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 리액턴스 값 x₁, x₂를 2 상태로 제어하여, 수신 전력(yㆍy*)이 높아지는 쪽을 선택하는 알고리즘으로써 페이딩을 회피하는 것으로 한다. x₁, x₂는 동일한 값의 조합을 번갈아서 변경하 여 이용하는 것으로 한다.

도 24에, 급전계 임피던스 z_s=50 [Ω](다이폴 모델 환산으로 100 [Ω]), 소자 간격 d=0.15λ로 한 경우의, 페이딩 열화(劣化)의 누적 확률 분포(CDF 곡선)를 나타낸다. 리액턴스 값은 0 [Ω]과 50 [Ω]의 2상태로 번갈아서 변경하여 제어한다. 도 24의 그래프의 종축은, 도래파 1파에 대한 신호 전력 ao ao*를 기준으로 한, 다이버시티 수신 신호 전력이 횡축의 dB 표시값을 초과하는 사상의 누적 확률(CDF 값)이다. 비교하기 위하여, 등진폭의 2개의 도래파가 존재하는 모델에 있어서의 무지향성의 단일 안테나 장치의 페이딩 CDF의 이론치(다음 식 참조)를 도 24에 점선으로 나타낸다.

여기서, prob(yy*≥P)는 수신 신호 전력 yy*가 P 이상으로 되는 확률이다. 특히, 깊은 페이딩이 발생하고 있는 영역, 즉

prob(yy*≥P)≪ 1/π (25)

의 영역에서는, 다음 식이 점근선이 된다.

p = p²π²a_oa_o* (26)

도 24로부터 명백한 바와 같이, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치는, 단일 안테나에 비해서, CDF 90％의 값에서 5 dB의 다이버시티 이득(301)을 얻을 수 있고, CDF 99％의 값에서 약 10 dB의 다이버시티 이득(302)을 얻을 수 있는 것을 알 수 있다. 또한, 20 dB의 페이딩 열화가 발생할 확률도 약 0.5％로 감소하고, 30 dB에서는 약 0.07％로, 단일 안테나에 대하여 크게 감소하고 있다.

도 24에 있어서, 수신되는 무선 신호의 신호 전력이 소정의 신호 전력을 초과하는 사상의 누적 확률인 CDF 값이 예로서 90％ 또는 99％ 등의 소정치인 경우에, 다이버시티 이득이 소정치 이상으로 되고 또한 입력 임피던스 Zin이 실질적으로 변화하지 않는 제1 및 제2의 리액턴스 값 세트를 선택하여 설정하는 것이 더욱 바람직하다. 또한, 수신되는 무선 신호의 신호 전력이 소정의 신호 전력을 초과하는 사상의 누적 확률인 CDF 값이 예로서 90％ 또는 99％ 등의 소정치인 경우에, 다이버시티 이득이 실질적으로 최대로 되도록 제1 및 제2의 리액턴스 값 세트를 선택하여 설정하는 것이 가장 바람직하다.

이어서, 소자 간격과 다이버시티 이득의 관계를 도 25에 나타낸다. CDF 90％ 값, 및 CDF 99％ 값 모두, 소자 간격 0.1λ∼0.35λ의 범위내에서는 소자 간격과 얻을 수 있는 다이버시티 이득과의 사이에 큰 의존성이 없다. 이것은, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 실장 설계에 있어서, 공차를 엄격하게 설정할 필요가 없는 것을 의미한다. 즉, 소자 간격을 0.1λ∼0.35λ의 범위내에서 설정하는 것이 바람직하다.

이상 설명한 바와 같이, 이 바람직한 실시형태에 의한 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치로써, 리액턴스 값 변경에 의한 안테나 입력 임피던스의 변화를 억제할 수 있는 것을 확인할 수 있었다. 리액턴스를 2 상태로 제어하는 알고리즘으로써, 등진폭의 2파 모델에 있어서의 다이버시티 이득을 산출하였다. 단일 안테나에 대하여, 누적 확률 분포 90％ 값에서 약 5 dB, 99％ 값에서 약 10 dB의 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 것을 알았다. 소자 간격 0.1λ∼0.35λ의 범위내에서 얻을 수 있는 다이버시티 이득에 큰 차는 없으므로, 실장 공차를 엄격하게 할 필요가 없고, 코스트면의 점에서도 유리한 것을 알았다.

즉, 안테나 소자 간격에는 강하게 의존하지 않으므로, 안테나 장치를 실장할 때에 기계적 공차를 엄밀하게 정확하게 필요가 없고, 폴딩 전개식 구조나 유연 탄성 소재에 의한 안테나 장치의 실장에도 유효하다. 이 어레이 안테나 제어 장치는 하드웨어 구성이 간이하고, 또한, 단순한 1 비트 바이너리 제어로써 큰 페이딩 개선 효과를 얻을 수 있으므로, 랩톱 단말 장치나 PC 카드 등의 민생용 단말 장치에 탑재할 수 있는 다이버시티 안테나로서 이용할 수 있다.

또한, 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 가변 리액턴스 소자는, 예로서, 저렴한 가변 용량 다이오드로 구성되므로, 1개의 여진 소자와 2개의 비여진 소자를 구비한 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치는, 단극 쌍투(雙投) RF 스위치에 의한 종래의 2 소자 선택식 다이버시티 안테나에 비하여 저코스트로 된다. 또한, 가변 용량 다이오드는 항상 역바이어스로 동작하므로, PIN 다이오드 스위치와 같은 ON시의 직류 전류 소비가 없다. FET 스위치에 비교해도, 가변 용량 다이오드는 저코스트이면서 또한 저손실이다. 또한, 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치는 안테나 소자 간격을 비교적 좁게 해도 동작하므로 안테나 장치 전체를 소형화할 수 있다.

이상의 바람직한 실시형태에 있어서는, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테 나 장치에 대하여 설명하고 있지만, 본 발명은 이것에 한정되지 않으며, 1개의 여진 소자와, 우수개의 비여진 소자를 구비한 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치라도 좋다. 즉, 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치는, 송신된 무선 신호를 수신하기 위한 여진 소자와, 상기 여진 소자로부터 소정의 간격 만큼 벗어나서 설치된 우수개의 비여진 소자와, 상기 각각의 비여진 소자에 각각 접속된 우수개의 가변 리액턴스 소자를 구비하고, 상기 각각의 가변 리액턴스 소자에 설정하는 리액턴스 값을 변화시킴으로써, 상기 각각의 비여진 소자를 도파기 또는 반사기로서 동작시켜서, 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치인 어레이 안테나의 지향 특성을 변화시키는 것이다. 여기서, 상기 우수개의 비여진 소자는, 최소한 1개의 제1그룹의 비여진 소자와, 최소한 1개의 제2그룹의 비여진 소자로 구성되고, 상기 우수개의 가변 리액턴스 소자는, 상기 제1그룹의 각각의 비여진 소자에 각각 접속된 제1그룹의 가변 리액턴스 소자와, 상기 제2그룹의 각각의 비여진 소자에 각각 접속된 제2그룹의 가변 리액턴스 소자로 구성된다. 그리고, 안테나 컨트롤러(10)는, 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 상기 제1 및 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 대하여 제1의 리액턴스 값 세트를 설정하는 제1의 경우와, 상기 제1 및 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 대하여 제2의 리액턴스 값 세트를 설정하는 제2의 경우 중에서, 상기 제1 및 제2의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 전력의, 더 큰 값이 될 때의 리액턴스 값 세트를 선택하여 상기 제1 및 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 설정하도록 구성해도 좋다.

제1변형예

도 26은 본 발명에 의한 제1변형예의 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치를 나타내는 평면도이다. 도 26에 있어서, 각각의 비여진 소자(A1, A2, A3, A4)는 여진 소자(A0)를 중심으로 하여 반경 d의 원주(15)상에 있고, 비여진 소자(A2)와, 여진 소자(A0)와, 비여진 소자(A1)를 일직선상에 병렬 배치하여 구성하고, 또한 비여진 소자(A3)와, 여진 소자(A0)와, 비여진 소자(A4)를 일직선상에 병렬 배치하고, 안테나 소자(A3, A0, A1)에 의해서 형성되는 각도 θ 및 안테나 소자(A2, A0, A4)에 의해서 형성되는 각도 θ를 직각으로 설정하고 있다. 또한, 각각의 안테나 소자(A0-A4)는 접지 도체(11)상에, 전기적으로 절연되도록 세워 설치되어 있다. 여기서, 예로서, 비여진 소자(A1, A3)를 제1그룹의 비여진 소자로 하고, 비여진 소자(A2, A4)를 제2그룹의 비여진 소자로 했을 때, 비여진 소자(A1, A3)에 각각 접속되는 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-3)를 제1그룹의 가변 리액턴스 소자로 하고, 비여진 소자(A2, A4)에 각각 접속되는 가변 리액턴스 소자(12-2, 12-4)를 제2그룹의 가변 리액턴스 소자로 한다. 여기서, 안테나 컨트롤러(10)는, 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 상기 제1 및 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 대하여 제1의 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb)를 설정하는 제1의 경우(제1그룹의 가변 리액턴스 소자에 속하는 각각의 가변 리액턴스 소자에 대하여 리액턴스 값 Xa 를 설정하고, 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 속하는 각각의 가변 리액턴스 소자에 대하여 리액턴스 값 Xb를 설정한다)와, 상기 제1 및 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 대하여 제2의 리액턴스 값 세트 (Xb, Xa)를 설정하는 제2의 경우(제1그룹의 가변 리액턴스 소자에 속하는 각각의 가변 리액턴스 소자에 대하여 리액턴스 값 Xb를 설정하고, 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 속하는 각각의 가변 리액턴스 소자에 대하여 리액턴스 값 Xa를 설정한다) 중에서, 상기 제1 및 제2의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 전력의, 더 큰 값이 될 때의 리액턴스 값 세트를 선택하여 상기 제1 및 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 설정한다. 또한, 상기 제2의 리액턴스 값 세트는, (Xc, Xd)라도 좋다. 또한, 상기의 변형예에 있어서, θ= 90도로 하고 있지만, 본 발명은 이것에 한정되지 않으며, 0 <θ<180 [도]라도 좋다.

제2변형예

도 27은 본 발명에 의한 제2변형예인 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 평면도이다. 도 27에 있어서, 3개의 비여진 소자(A1, A2, A3)는 여진 소자(A0)를 중심으로 하여 반경 d의 원주(15)상에 있고, 서로 120°의 각도 만큼 거리를 두고 설치되어 있으며, 3개의 비여진 소자(A1, A2, A3)의 위치의 점을 가상적으로 상기 중심을 통과하지 않는 직선으로 연결했을 때 정3각형을 형성한다. 또한, 3개의 비여진 소자(A1, A2, A3)에는 각각 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3)가 장하되고, 기타의 구성은 상기의 바람직한 실시형태와 동일하다.

이상과 같이 구성된 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 있어서, 상기의 바람직한 실시형태 및 제1변형예와 마찬가지로, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록 하는, 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3)에 대한 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc)를 설정할 수 있다. 여기서, 비여진 소자(A1, A2, A3)는 여진 소자(A0)를 중심으로 하여 대칭인 위치에 배치되어 있으므로, 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3)에 대한 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc)의 설정을, 다른 리액턴스 값 세트 (Xb, Xc, Xa) 또는 (Xc, Xa, Xb)와 같이, 각각의 리액턴스 값을 순환시켜서 설정해도 여진 소자(A0)의 급전 포트로부터 안테나 장치측을 보았을 때의 입력 임피던스는 변화하지 않는다. 따라서, 안테나 컨트롤러(10)는, 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 상기와 같이 각각의 리액턴스 값을 순환시켜서 취득한 상기 3개의 그룹의 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc), (Xb, Xc, Xa), (Xc, Xa, Xb)를 각각 설정하는 3가지의 경우 중, 각각의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 전력의, 더 큰 값이 될 때의 리액턴스 값 세트를 선택하여 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3)에 설정한다. 이에 따라서, 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3)에 대하여 설정하는 리액턴스 값 세트를 변화시킨 경우에도, 소정치 이상의 다이버시티를 얻을 수 있고, 더욱이 입력 임피던스를 실질적으로 변화시키는 일이 없다.

제3변형예

도 28은 본 발명에 의한 제3변형예인 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 평면도이다. 도 28에 있어서, 4개의 비여진 소자(A1, A2, A3, A4)는 여진 소자(A0)를 중심으로 하여 반경 d의 원주(15)상에 있고, 서로 90°의 각도 만큼 거리를 두고 설치되어 있으며, 4개의 비여진 소자(A1, A2, A3, A4)의 위치의 점을 가상적으로 상기 중심을 통과하지 않는 직선으로 연결했을 때 정방형(정4각형)을 형성한다. 또한, 4개의 비여진 소자(A1, A2, A3, A4)에는 각각 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3, 12-4)가 장하되고, 기타의 구성은 상기의 바람직한 실시형태나 변형예와 동일하다.

이상과 같이 구성된 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 있어서, 상기의 바람직한 실시형태 및 변형예와 마찬가지로, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록 하는, 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3, 12-4)에 대한 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc, Xd)를 설정할 수 있다. 여기서, 비여진 소자(A1, A2, A3, A4)는 여진 소자(A0)를 중심으로 하여 대칭인 위치에 배치되어 있으므로, 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3, 12-4)에 대한 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc, Xd)의 설정을, 다른 리액턴스 값 세트 (Xb, Xc, Xd, Xa), (Xc, Xd, Xa, Xb) 또는 (Xd, Xa, Xb, Xc)와 같이, 각각의 리액턴스 값을 순환시켜서 설정해도 여진 소자(A0)의 급전 포트로부터 안테나 장치측을 보았을 때의 입력 임피던스는 변화하지 않는다. 따라서, 안테나 컨트롤러(10)는, 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 상기와 같이 각각의 리액턴스 값을 순환시켜서 취득한 상기 4개의 그룹의 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc, Xd), (Xb, Xc, Xd, Xa), (Xc, Xd, Xa, Xb) 또는 (Xd, Xa, Xb, Xc)를 각각 설정하는 4가지의 경우 중, 각각의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 전력의, 더 큰 값이 될 때의 리액턴스 값 세트를 선택하여 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3, 12-4)에 설정한다. 이에 따라서, 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3, 12-4)에 대하여 설정하는 리액턴스 값 세트를 변화시킨 경우에도, 소정치 이상의 다이버시티를 얻을 수 있고, 또한 입력 임피던스를 실질적으로 변화시키는 일이 없다.

제2 및 제3변형예에 의한 발명

제2변형예에서는, 정3각형의 각각의 정점(頂点)의 위치에 여진 소자(A0)를 중심으로 하여 3개의 비여진 소자(A1, A2, A3)를 대칭적으로 배치하고, 제3변형예에서는, 정방형의 각각의 정점의 위치에 여진 소자(A0)를 중심으로 하여 4개의 비여진 소자(A1, A2, A3, A4)를 대칭적으로 배치하고 있다. 이상의 2개의 변형예를 확장하여, 정다각형의 각각의 정점의 위치에 여진 소자(A0)를 중심으로 하여 복수 N개의 비여진 소자(A1 내지 AN)를 대칭적으로 배치해도 좋다. 이 때, 안테나 컨트롤러(10)는, 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 각각의 리액턴스 값을 순환시켜서 취득한 N개의 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정 하는 N개의 경우 중, 각각의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 전력의, 더 큰 값이 될 때의 리액턴스 값 세트를 선택하여 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1 내지 12-N)에 설정한다. 이에 따라서, 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1 내지 12-N)에 대하여 설정하는 리액턴스 값 세트를 변화시킨 경우에도, 소정치 이상의 다이버시티를 얻을 수 있고, 또한 입력 임피던스를 실질적으로 변화시키는 일이 없다.

또한, 이 발명에 있어서도, 상기의 바람직한 실시형태와 마찬가지로, 바람직하게는, 수신되는 무선 신호의 신호 전력이 소정의 신호 전력을 초과하는 사상의 누적 확률인 CDF 값이 소정치일 때에, 다이버시티 이득이 실질적으로 최대로 되도록 복수의 리액턴스 값 세트를 설정해도 좋다. 또한, 상기의 바람직한 실시형태와 마찬가지로, 바람직하게는, 수신되는 무선 신호의 신호 전력이 소정의 신호 전력을 초과하는 사상의 누적 확률인 CDF 값이 소정치일 때에, 다이버시티 이득이 소정치 이상으로 되도록 복수의 리액턴스 값 세트를 설정해도 좋다.

제4변형예

도 29는 본 발명에 의한 제4변형예인 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 평면도이다. 도 29에 있어서, 3개의 비여진 소자(A1, A2, A3)는 여진 소자(A0)를 중심으로 하여 반경 d의 원주(15)상에 있으며, 비여진 소자(A1)와 비여진 소자(A2)와의 사이에 각도 180-θ₁(0 <θ₁ <180)도 만큼 거리를 두고 설치되고, 비여진 소자(A1)와 비여진 소자(A3)와의 사이에 각도 180-θ₁도 만큼 거리를 두고 설치되 고, 비여진 소자(A2)와 비여진 소자(A3)와의 사이에 각도 2θ₁도 만큼 거리를 두고 설치되어 있다. 이 때, 3개의 비여진 소자(A1, A2, A3)의 위치의 점을 가상적으로 상기 중심을 통과하지 않는 직선으로 연결했을 때 이등변 3각형을 형성하고, 비여진 소자(A2와 A3)는, 비여진 소자(A1)로부터 여진 소자(A0)를 통과하여 연장되는 선 LA1(대칭선이라고 부르고, 대칭선 LA1이 상기 원주(15)와 교차하는 점을 교차점 SA1이라고 한다)을 대칭축으로 하여 선대칭의 위치에 설치되어 있다. 또한, 3개의 비여진 소자(A1, A2, A3)에는 각각 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3)가 장하되고, 기타의 구성은 상기의 바람직한 실시형태와 동일하다.

이상과 같이 구성된 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 있어서, 상기의 바람직한 실시형태 및 변형예와 마찬가지로, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록 하는, 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3)에 대한 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc)를 설정할 수 있다. 여기서, 비여진 소자(A2, A3)는 대칭선 LA1을 대칭축으로 하여 선대칭의 위치에 설치되어 있으므로, 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3)에 대한 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc)의 설정을, 다른 리액턴스 값 세트 (Xa, Xc, Xb)와 같이, 가변 리액턴스 소자(12-2, 12-3)의 각각의 리액턴스 값을 변경해도 여진 소자(A0)의 급전 포트로부터 안테나 장치측을 보았을 때의 입력 임피던스는 변화하지 않는다. 따라서, 안테나 컨트롤러(10)는, 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 상기와 같이 변경하여 취득된 상기 2개의 그룹의 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc), (Xa, Xc, Xb)를 각각 설정하는 2가지의 경우의 중, 각각의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 전력의, 더 큰 값이 될 때의 리액턴스 값 세트를 선택하여 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3)에 설정한다. 이에 따라서, 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3)에 대하여 설정하는 리액턴스 값 세트를 변화시킨 경우에도, 소정치 이상의 다이버시티를 얻을 수 있고, 또한 입력 임피던스를 실질적으로 변화시키는 일이 없다.

제5변형예

도 30은 본 발명에 의한 제5변형예인 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 평면도이다. 이 제5변형예에 의한 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치는, 도 29의 제4변형예에 비해서, 도 29의 교차점 SA1의 위치에, 가변 리액턴스 소자(12-4)가 장하된 비여진 소자(A4)를 추가로 설치한 것을 특징으로 하고 있다.

이상과 같이 구성된 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 있어서, 상기의 제4변형예와 마찬가지로, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록 하는, 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3, 12-4)에 대한 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc, Xd)를 설정할 수 있다. 여기서, 비여진 소자(A2, A3)는 대칭선 LA1을 대칭축으로 하여 선대칭의 위치에 설치되어 있으므로, 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3, 12-4)에 대한 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc, Xd)의 설정을, 다른 리액턴스 값 세트 (Xa, Xc, Xb, Xd)와 같이, 가변 리액턴스 소자(12-2, 12-3)의 각각의 리액턴스 값을 변경해도 여진 소자(A0)의 급전 포트로부터 안테나 장치측을 보았을 때의 입력 임피던스는 변화하지 않는다. 따라서, 안테나 컨트롤러(10)는, 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 상기와 같이 변경하여 취득된 상기 2개의 그룹의 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc, Xd), (Xa, Xc, Xb, Xd)를 각각 설정하는 2가지의 경우 중, 각각의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 전력의, 더 큰 값이 될 때의 리액턴스 값 세트를 선택하여 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3, 12-4)에 설정한다. 이에 따라서, 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2, 12-3, 12-4)에 대하여 설정하는 리액턴스 값 세트를 변화시킨 경우에도, 소정치 이상의 다이버시티를 얻을 수 있고, 또한 입력 임피던스를 실질적으로 변화시키는 일이 없다.

제6변형예

도 31은 본 발명에 의한 제6변형예인 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 평면도이다. 도 31에 있어서, 5개의 비여진 소자(A1, A2, A3, A4, A5)는 여진 소자(A0)를 중심으로 하여 반경 d의 원주(15)상에 있으며, 비여진 소자(A1)와 비여진 소자(A2)와의 사이 및 비여진 소자(A1)와 비여진 소자(A5)와의 사이에 각각 각 도 180-θ₁(0 <θ₂ <θ₁ <180)도 만큼 거리를 두고 설치되고, 여기서, 대칭선 LA1과, 여진 소자(A0)의 위치와 비여진 소자(A2)의 위치를 연결하는 선과의 사이의 각도가 소정의 각도 θ₁로 설정되고, 대칭선 LA1과, 여진 소자(A0)의 위치와 비여진 소자(A5)의 위치를 연결하는 선과의 사이의 각도가 소정의 각도 θ₁로 설정된다. 또한, 대칭선 LA1과, 여진 소자(A0)의 위치와 비여진 소자(A3)의 위치를 연결하는 선과의 사이의 각도가 소정의 각도 θ₂로 설정되고, 대칭선 LA1과, 여진 소자(A0)의 위치와 비여진 소자(A4)의 위치를 연결하는 선과의 사이의 각도가 소정의 각도 θ₂로 설정된다. 이 때, 3개의 비여진 소자(A1, A2, A5)의 위치의 점을 가상적으로 상기 중심을 통과하지 않는 직선으로 연결했을 때 이등변 3각형을 형성하고, 비여진 소자(A2와 A5)는, 대칭선 LA1을 대칭축으로 하여 선대칭의 위치에 설치되어 있다. 또한, 3개의 비여진 소자(A1, A3, A4)의 위치의 점을 가상적으로 상기 중심을 통과하지 않는 직선으로 연결했을 때 이등변 3각형을 형성하고, 비여진 소자(A3과 A4)는, 대칭선 LA1을 대칭축으로 하여 선대칭의 위치에 설치되어 있다. 또한, 5개의 비여진 소자(A1 내지 A5)에는 각각 가변 리액턴스 소자(12-1 내지 12-5)가 장하되고, 기타의 구성은 상기의 바람직한 실시형태와 동일하다.

이상과 같이 구성된 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 있어서, 상기의 바람직한 실시형태 및 변형예와 마찬가지로, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질 적으로 변화되지 않도록 하는, 가변 리액턴스 소자(12-1 내지 12-5)에 대한 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc, Xd, Xe)를 설정할 수 있다. 여기서, 비여진 소자(A2, A5)는 대칭선 LA1을 대칭축으로 하여 선대칭의 위치에 설치되고, 비여진 소자(A3, A4)는 대칭선 LA1을 대칭축으로 하여 선대칭의 위치에 설치되어 있으므로, 가변 리액턴스 소자(12-1 내지 12-5)에 대한 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc, Xd, Xe)의 설정을, 다른 리액턴스 값 세트 (Xa, Xe, Xc, Xd, Xb)와 같이, 가변 리액턴스 소자(12-2, 12-5)의 각각의 리액턴스 값을 변경해도 좋고, 또한, 다른 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xd, Xc, Xe)와 같이, 가변 리액턴스 소자(12-3, 12-4)의 각각의 리액턴스 값을 변경해도 좋고, 추가로, 또 다른 리액턴스 값 세트 (Xa, Xe, Xc, Xd, Xb)와 같이, 가변 리액턴스 소자(12-2, 12-5)의 각각의 리액턴스 값을 변경하고 또한 가변 리액턴스 소자(12-3, 12-4)의 각각의 리액턴스 값을 변경해도 좋다. 즉, 대칭선을 대칭축으로 하여 선대칭의 위치에 설치된 각각 1쌍의 비여진 소자에 장하된 가변 리액턴스 소자의 리액턴스 값 세트 중에서 최소한 1쌍의 비여진 소자에 장하된 가변 리액턴스 소자의 리액턴스 값 세트를 서로 변경해도 좋다. 이렇게 설정해도, 여진 소자(A0)의 급전 포트로부터 안테나 장치측을 보았을 때의 입력 임피던스는 변화하지 않는다. 따라서, 안테나 컨트롤러(10)는, 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 상기와 같이 변경하여 취득된 상기 4개의 그룹의 리액턴스 값 세트 (Xa, Xb, Xc, Xd, Xe), (Xa, Xe, Xc, Xd, Xb), (Xa, Xb, Xd, Xc, Xe),(Xa, Xe, Xc, Xd, Xb)를 각각 설정하는 4가지의 경우 중에서, 각각의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 전력의, 더 큰 값이 될 때의 리액턴스 값 세트를 선택하여 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1 내지 12-5)에 설정한다. 이에 따라서, 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1 내지 12-5)에 대하여 설정하는 리액턴스 값 세트를 변화시킨 경우에도, 소정치 이상의 다이버시티를 얻을 수 있고, 또한 입력 임피던스를 실질적으로 변화시키는 일이 없다.

제7변형예

도 32는 본 발명에 의한 제7변형예인 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 평면도이다. 이 제7변형예에 의한 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치는, 도 31의 제6변형예에 비해서, 도 31의 교차점 SA1의 위치에, 가변 리액턴스 소자(12-6)가 장하된 비여진 소자(A6)를 추가로 설치한 것을 특징으로 하고 있다. 이 경우에 있어서도, 제4변형예와 제5변형예와의 관계와 마찬가지로, 비여진 소자(A1, A6)에 장하되는 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-6)의 리액턴스 값을 고정시키지만, 다른 가변 리액턴스 소자의 리액턴스 값을 제6변형예와 같이 설정함으로써, 각각의 가변 리액턴스 소자(12-1 내지 12-5)에 대하여 설정하는 리액턴스 값 세트를 변화시킨 경우에도, 소정치 이상의 다이버시티를 얻을 수 있고, 또한 입력 임피던스를 실질적으로 변화시키는 일이 없다.

제4 내지 제7변형예에 의한 발명

제4 및 제5변형예에서는, 이등변 3각형의 저변측의 2개의 정점의 위치에 대칭선 LA1을 대칭축으로 하여 비여진 소자(A2, A3)가 선대칭으로 배치되어 있다. 또 한, 제6 및 제7변형예에서는, 이등변 3각형의 저변측의 2개의 정점의 위치에 대칭선 LA1을 대칭축으로 하여 비여진 소자(A2, A5)가 선대칭으로 배치되고, 또한, 대칭선 LA1을 대칭축으로 하여 비여진 소자(A3, A4)가 선대칭으로 배치되어 있다. 또한, 제5 및 제7변형예에서는, 대칭선 LA1의 교차점 SA1의 위치에 각각, 비여진 소자(A4 또는 A6)가 추가로 설치되어 있다. 이상의 4가지의 변형예 및 그것들로부터 변형된 예에서는, 1쌍 또는 2쌍의 비여진 소자가 대칭선 LA1을 대칭축으로 하여 선대칭으로 설치되어 있지만, 이것을 확장하여, 3쌍 이상의 복수쌍의 비여진 소자를 대칭선 LA1을 대칭축으로 하여 선대칭으로 설치해도 좋다. 이 때, 안테나 컨트롤러(10)는, 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 선대칭으로 설치된 최소한 1쌍의 비여진 소자에 장하되는 가변 리액턴스 소자의 각각의 리액턴스 값을 변경하여 취득된 최소한 2개의 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 최소한 2가지의 경우 중에서, 각각의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 전력의, 더 큰 값이 될 때의 리액턴스 값 세트를 선택하여 각각의 가변 리액턴스 소자에 설정한다. 이에 따라서, 각각의 가변 리액턴스 소자에 대하여 설정하는 리액턴스 값 세트를 변화시킨 경우에도, 소정치 이상의 다이버시티를 얻을 수 있고, 또한 입력 임피던스를 실질적으로 변화시키는 일이 없다.

이상의 제4 내지 제7변형예에 있어서, 비여진 소자(A1)를 설치하지 않아도 좋고, 여기서, 다른 비여진 소자에 장하된 가변 리액턴스 소자의 리액턴스 값의 제어는 상기와 같이 실행된다. 이상 설명한 제4 내지 제7변형예 및 그것들의 변형예에 있어서는, 여진 소자(A0)의 위치를 통과하는 대칭선 LA1을 대칭축으로 하여 선대칭으로 설치된 최소한 1쌍의 비여진 소자를 포함하고, 상기 대칭선 LA1상에 위치하거나 또는 대칭선 LA1을 대칭축으로 하여 선대칭으로 설치된 복수개의 비여진 소자를 구비하여 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치가 구성되고, 안테나 컨트롤러(10)는, 이 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 상기 어레이 안테나 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 상기 선대칭으로 설치된 최소한 1쌍의 비여진 소자의 리액턴스 값을 변경하여 취득된 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 최소한 2가지의 경우 중에서, 각각의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 전력의, 더 큰 값이 될 때의 리액턴스 값 세트를 선택하여 각각의 가변 리액턴스 소자에 설정한다. 이에 따라서, 각각의 가변 리액턴스 소자에 대하여 설정하는 리액턴스 값 세트를 변화시킨 경우에도, 소정치 이상의 다이버시티 를 얻을 수 있고, 또한 입력 임피던스를 실질적으로 변화시키는 일이 없다.

제3 및 제4실장예

도 33은 본 발명에 의한 제3실장예인, 휴대전화기(204)에 탑재된 어레이 안테나 장치(212)를 나타내는 사시도이다. 이 실장예에서는, 휴대전화기(204)의 상부에 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치인 어레이 안테나 장치(212)를 설치하였다. 또한, 도 34는 본 발명에 의한 제4실장예인, LANPC 카드(205)에 탑재된 어레이 안테나 장치(210)를 나타내는 사시도이다. 이 실장예에서는, LANPC 카드(205)의 PC 접속 단자와는 반대측의 단면에, 상기의 바람직한 실시형태에 의한 어레이 안테나 장치(210)를 설치하였다.

(바람직한 제5실시형태)

도 35는 본 발명에 의한 바람직한 제5실시형태인 어레이 안테나 장치(100A)를 나타내는 평면도이다. 이 바람직한 제5실시형태에 의한 어레이 안테나 장치(100A)는, 도 9의 어레이 안테나 장치와 비교해서 이하의 점이 상이하다.

(1) 유전체 기판(20a)으로서, 이면(裏面)에 접지 도체(11a)를 구비하고, 유전율=2.6, 유전체 손실 tan δ=0.0008의 테프론 기판을 사용하였다. 또한, 그 크기는 세로 50 [mm], 가로 50 [mm], 두께 0.6 [mm]이다.

(2) 이 유전체 기판(20a)에 있어서, 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)를 각각 구성하는, 예로서 도시바제 JDV2S71EE형인 가변 용량 다이오드(61, 62), 급전용 스트립 도체(50), 리액턴스 값 신호 전송용 스트립 도체(51, 52), 및 각각의 스트립 도체(51, 52)와 각각의 비여진 소자(A1, A2)와의 사이에 삽입되는, 예로서 10 kΩ 의 칩 저항(71, 72)을 구비하였다.

이하, 도 35를 참조하여, 어레이 안테나 장치(100A)의 구성에 대하여 상세히 설명한다. 도 35에 있어서, 유전체 기판(20a)의 이면에는, 대략 도면의 상하측 부분에 접지 도체(11a)가 형성되는 한편, 그 표면에는, 여진 소자(A0) 및 비여진 소자(A1, A2)인 각각의 도체 패턴(스트립 도체)이, 각각의 소자가 이면의 접지 도체(11a)의 최상변으로부터 1/4 파장 만큼 돌출하도록 또한 서로 소정의 간격 d 만큼 거리를 두고 서로 평행이 되도록 형성되어 있다. 여기서, 이면에 접지 도체(11a)가 형성되어 있지 않은 부분의 여진 소자(A0) 및 비여진 소자(A1, A2)의 각각의 도체 패턴이 안테나 소자로서 동작하는 한편, 이면에 접지 도체(11a)가 형성되어 있는 부분의 여진 소자(A0) 및 비여진 소자(A1, A2)의 각각의 도체 패턴이 마이크로 스트립 선로(전송 선로)로서 동작한다. 즉, 여진 소자(A0)의 도체 패턴이 접지 도체(11a)의 상변과 입체적으로 교차하는 여진 소자(A0)상의 점이 급전점(A0p)이 된다.

급전용 스트립 도체(50)는, 예로서 2 단계로 단계적으로 특성 임피던스가 변화하도록 형성된 계단 테이퍼(taper) 형상을 가지고 있고, 접지 도체(11a)와 함께 마이크로 스트립 선로를 구성한다. 급전용 스트립 도체(50)의 상단(50a)은 여진 소자(A0)의 하단(50b)에 접속되고, 그 접속점이 급전 접속점(A0f)을 구성하는 한편, 급전용 스트립 도체(50)의 하단(50b)은 무선 수신기(도시되어 있지 않음)에 접속된 급전 케이블의 심선(心線)에 접속된다. 또한, 리액턴스 값 신호 전송용 스트립 도체(51)는 접지 도체(11a)와 함께 마이크로 스트립 선로를 구성하고, 그 상단(51a)은 칩 저항(71)을 통하여 비여진 소자(A1)의 하단(A1e)에 접속되는 한편, 그 하단 (51b)은, 도 38을 참조하여 이후에 설명하는 바와 같이 전치 증폭기(404)를 통하여, 도 1의 안테나 컨트롤러(10)를 구성하는 퍼스널 컴퓨터(401)와 접속된다. 마찬가지로, 리액턴스 값 신호 전송용 스트립 도체(52)는 접지 도체(11a)와 함께 마이크로 스트립 선로를 구성하고, 그 상단(52a)은 칩 저항(72)을 통하여 비여진 소자(A2)의 하단(A2e)에 접속되는 한편, 그 하단(52b)은, 도 38을 참조하여 이후에 설명하는 바와 같이 전치 증폭기(404)를 통하여, 도 1의 안테나 컨트롤러(10)를 구성하는 퍼스널 컴퓨터(401)와 접속된다.

또한, 비여진 소자(A1)의 하단(A1e) 근방에 있어서, 유전체 기판(20a)을 두께 방향으로 관통하는 스루홀의 내주면에 도체를 도금하여 이루어지는 스루홀 도체(63)가 형성되고(또한, 이 스루홀내에 스루홀 도체를 충전해도 좋다), 스루홀 도체(63)의 일단은 가변 용량 다이오드(61)를 통하여 비여진 소자(A1)의 하단(A1e) 근방에 접속되어 있다. 또한, 마찬가지로, 비여진 소자(A2)의 하단(A2e) 근방에 있어서, 유전체 기판(20a)을 두께 방향으로 관통하는 스루홀에 도체를 충전하여 이루어지는 스루홀 도체(64)가 형성되고, 스루홀 도체(64)의 일단은 가변 용량 다이오드(62)를 통하여 비여진 소자(A2)의 하단(A2e) 근방에 접속되어 있다. 이상과 같이 구성된 어레이 안테나 장치는, 소형ㆍ경량이며, 박형인 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치를 형성할 수 있다.

도 36은 도 35의 어레이 안테나 장치(100A)의 실험 결과로서, VSWR의 주파수 특성을 나타내는 그래프이다. 여기서, VSWR의 측정은, 가변 용량 다이오드(61, 62) 에 각각 리액턴스 값 신호인 역바이어스 전압으로서, V_L=0 [V], V_H=25 [V]를 인가한 상태에서, 3∼7GHz의 범위에서 실행하였다. 도 36으로부터 명백한 바와 같이, 측정 결과, 이 어레이 안테나 장치(100A)는 4.5∼7.0GHz의 범위내에서 VSWR≤3을 달성하고 있다.

이어서, 도 35의 3소자 어레이 안테나 장치(100A)와, 종래기술에 의한 2소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스의 리액턴스 값 절환 전후의 변화를 측정에 의해서 확인하였다. 도 37에, 5.2GHz에서의 3소자 어레이 안테나 장치(100A)와, 2소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 입력 임피던스를, 스미스 차트상에 표시하였다. 여기서, 3소자 어레이 안테나 장치(100A)에 있어서는, 각각의 가변 용량 다이오드(61, 62)에 각각 인가하는 역바이어스 전압(V₁과 V₂)의 절환 전후에 있어서, 50 Ω의 임피던스 정합 상태가 대략 유지되고 있다. 그것에 대하여, 도 37에서 3각형으로 나타내는 바와 같이, 더 높은 역바이어스 전압 V_H측에서 50Ω에 임피던스 정합된 2소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에서는, 더 낮은 역바이어스 전압 V_L로 절환한 시점에서는, 입력 임피던스 Z_i=39.4-j4.26 [Ω](도 37에서의 역3각형)까지 변화되었다. 3소자 어레이 안테나 장치(100A)에 있어서는, 절환 전후에 안테나 입력 임피던스가 일정한 것이 특징이지만, 그것을 실험에 의해서 확인할 수 있었다.

이어서, 바람직한 제5실시형태에 의한 어레이 안테나 장치(100A)를 이용한, 리액턴스 다이버시티 효과의 측정과 그 결과에 대하여 이하에 설명한다.

도 38은 도 35의 어레이 안테나 장치(100A)의 실험을 실행하는 수신기측의 측정 시스템을 나타내는 사시도이다. 도 38에 있어서, 이 측정 시스템은 바퀴를 부착한 대차(臺車)(400) 위에 구축되어 있어서, 시험 환경내를 일정 속도로 이동시키면서, 어레이 안테나 장치(100A)의 가변 리액턴스 값을 일정 간격으로 연속해서 변경하여 측정함으로써, 페이딩 환경에서의 측정 결과를 얻는다. 이 측정 시스템에 있어서는, 바퀴를 부착한 대차(400) 위에, 도 1의 안테나 컨트롤러(10)의 주 제어부를 구성하는 퍼스널 컴퓨터(401)와, 예로서 휼렛패커드제 8349B형(이득 20 dB)의 전치 증폭기(402)와, 예로서 어드밴테스트제 R3371A형의 스펙트럼 애널라이저(403)와, 2.5의 증폭도를 갖는 직류 증폭기(404)와, 어레이 안테나 장치(100A)가 탑재되어 있다.

3소자 어레이 안테나 제어 장치(100A)의 급전 접속점(A0f)으로부터 출력되는 수신한 무선 신호는, 전치 증폭기(402)에서 증폭된 후, 스펙트럼 애널라이저(403)에 입력된다. 스펙트럼 애널라이저(403)는 제로 스팬(zero span) 모드로 동작하여, 수신한 무선 신호의 전력 강도에 비례하는 전압 출력을 추출하고, 그것을 퍼스널 컴퓨터(401)에 접속한 A/D 변환 보드를 통하여 퍼스널 컴퓨터(401)내의 하드 디스크 메모리에 저장해서 기록한다. 리액턴스 값의 변경은, 퍼스널 컴퓨터(401)에 접속한 D/A 변환 보드를 이용하여, A/D 변환과 동기시켜서 가변 용량 다이오드(61, 62)의 역바이어스 전압을 V_H, V_L의 사이에서 절환함으로써 실행한다. 이 실시예에서는, D/A 변환 보드의 출력 전압이 최대 10 [V]이므로, 직류 증폭기(404)로써 2.5배 로 증폭하여 3소자 어레이 안테나 장치(100A)상의 가변 용량 다이오드(61, 62)에 접속하였다. 절환 주기는, 도 38의 측정 시스템의 이동 속도에 대하여, 리액턴스 값의 변경 전후에서의 측정 결과가, 거의 동시에 측정된 것으로 간주할 수 있는 값으로서, 1.5 밀리초 간격으로 실행하였다. 이 값은, 공간 다이버시티 안테나와 RF 스위치에 의한 랜덤 필드 측정법의 연구 결과를 참고로 결정하였다(예로서, 비특허문헌 5 및 6참조).

도 39는 도 35의 어레이 안테나 장치(100A)의 실험 환경의 레이아웃을 나타내는 평면도이다. 도 39에 나타내는 바와 같이, 5.2GHz의 무선 송신기(410)를 방(415)의 중심으로 배치한 상태에서, 도 38의 수신기측의 측정 시스템을, 파선(破線)(411)을 따라서 일정한 속도로 이동시켜서 측정하였다. 어레이 안테나 장치(100A)의 설치 높이는 송신측, 수신측 모두 1.2 m로 하였다.

도 40은 도 35의 어레이 안테나 장치(100A)의 실험 결과로서, 다이버시티 이득을 나타내는, 규격화 전력에 대한 CDF 값의 그래프이다. 이 실험 결과는, 도 39의 시험 환경에서의 측정 결과로부터 도출한, 규격화된 수신 전력 [dB]에 대한 CDF 값의 곡선을 나타내고 있다. 여기서, 종축의 CDF 값은 3소자 어레이 안테나 장치(100A)에서의 수신 전력이, 횡축의 값보다 높은 값이 된 경우에 대하여 도출한 누적 확률을 나타내고 있다. 상태 1, 상태 2는 각각, 비여진 소자(A1, A2)에 장하된 각각의 가변 용량 다이오드(61, 62)에의 역바이어스 전압이 (Vl, V2)=(0, 25) [V], (Vl, V2)=(25, 0) [V]의 경우의 누적 확률 분포 곡선이다. 역바이어스 전압의 절환 전후에, 수신 전력이 더 높은 쪽을 선택함으로써, 선택 합성한 결과의 누적 확률 분포 곡선을, 실선(다이버시티)으로 나타내었다.

상태 1 및 상태 2의 경우의 결과는, 도 40에서의 레일리(Rayleigh) 곡선에 대략 따르고 있고, 도 39의 시험 환경은, 직접파의 영향이 적은 페이딩 환경인 것으로 예상된다. 3소자 어레이 안테나 장치(100A)의 다이버시티 능력을, 다이버시티를 실행하지 않는 경우와 실행한 경우의 수신 전력의 차, 즉, 다이버시티 이득으로써 평가한다. 도 40으로부터 명백한 바와 같이, 누적 확률 분포(CDF 값)가 90％인 경우에 대하여 비교하면, 다이버시티 수신에 의해서 약 4 dB의 다이버시티 이득(303)을 얻어서, 수신 전력이 개선된 것을 알 수 있다. 또한, 페이딩이 더 깊은 CDF 값이 99％인 경우에는, 약 7 dB의 다이버시티 이득(304)을 얻었다.

이상 설명한 바와 같이, 3소자 어레이 안테나 장치(100A)에 의한 리액턴스 다이버시티를 제안하여, 실험으로써 확인하였다. 시작(試作)에 의해서, 평면형 3소자 어레이 안테나 장치(100A)를 유전체 기판(20a)과 2개의 가변 용량 다이오드(61, 62)로써 구축할 수 있는 것을 증명하였다. 이것은, 평면형 3소자 어레이 안테나 장치(100A)를 저코스트로 실장할 수 있는 것을 나타낸다. 또한, 상기한 바와 같이, 3소자 어레이 안테나 장치(100A)에 있어서는, 절환 전후에 안테나 장치의 입력 임피던스가 일정한 것이 실험에 의해서 확인되었다. 다이버시티 이득을 측정한 결과, CDF 값이 99％일 때에 약 7 dB의 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 것을 알았다. 또한, 평면형 3소자 어레이 안테나 장치(100A)에 의한 다이버시티 수신이, 내(耐) 멀티패스 페이딩 능력을 나타내는 것을 실험으로써 확인할 수 있었다.

(바람직한 제6실시형태)

도 41은 본 발명에 의한 바람직한 제6실시형태인 어레이 안테나 장치(100B)를 나타내는 평면도이다. 이 바람직한 제6실시형태에 의한 어레이 안테나 장치(100B)는, 도 9의 어레이 안테나 장치에 비교해서 이하의 점이 상이하다.

(1) 유전체 기판(20) 대신에, 도 41에 기판 데이터를 나타내는 유전체 기판(20b)을 구비하였다.

(2) 접지 도체(11a)의 상하 방향의 길이를 λg로 하였다. 여기서, λg는 유전체 기판(20b)의 유전율 ε_r로부터 구하여지는 실효 파장이다.

또한, 도 41에 있어서, t는 유전체 기판(20b)의 두께이고, ε_r는 그 유전율이고, σ는 유전체 기판(20b)상에 형성되는 도체의 도전율이다.

이 바람직한 실시형태에서 사용하는 어레이 안테나 장치(100B)를 위한 제어 장치는, 도 1과 마찬가지로 구성된다. 여기서, 비여진 소자(A1 및 A2)에는 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)로서 각각 가변 용량 다이오드가 장하되어 있다. 장하 리액턴스는, 가변 용량 다이오드만으로는 부(負)의 리액턴스밖에 얻을 수 없으므로, 유도성까지를 가변 범위로 하는 경우는, 필요에 따라서 직렬 또는 병렬로 인덕터를 접속한다. 가변 용량 다이오드에 인가되는 직류 바이어스 전압은, 도 1의 컨트롤러(10)에 의해서 변경되도록 구성되어 있다. 즉, 장하 리액턴스 값 (x₁, x₂)는, (x_l, x_h) 및 (x_h, x_l)의 2치(値)로 절환되어서, 이 어레이 안테나 장치(100B)의 지향성이 변화된다. 이 바람직한 실시형태에서는, 각각의 다이버시티 브랜치(branch)의 지향성을 결정하는 장하 리액턴스 값을, 「브랜치(branch) 리액턴스」라고 부른다. 따 라서, 상기 리액턴스 값의 정수 x_h, x_l에 의해서 결정되는 2개의 지향성이 「다이버시티 브랜치(branch)」가 된다. 이 바람직한 실시형태에 의한 구성에 의하면, 절환에 의해서 안테나의 임피던스는 변화되지 않고, 고정 정수 회로에 의해서 정합 가능하다.

이 바람직한 실시형태에 있어서, 리액턴스 값의 변경은, 단일 수신 회로로써 안테나를 절환하는, 안테나 절환 다이버시티(예로서, 비특허문헌 7 참조)나 안테나 선택 다이버시티(예로서, 비특허문헌 8 및 9 참조)의 알고리즘을 이용할 수 있다. 이하, 후자의 알고리즘으로써 제어를 실행하는 것으로 한다. 일반적으로 무선 수신기의 안테나 시스템으로써 다이버시티 브랜치를 절환하면 수신 무선 신호의 위상이 불연속하게 되어서, 최소한 1∼2 심벌(symbol)의 사이에 비트 오류가 발생한다. 이것을 회피하기 위하여, 수신 프레임 또는 슬롯(slot)의 선두부에 배치된 프리앰블(preamble) 구간내에서 「브랜치(branch) 리액턴스」를 x_l, x_h의 2치로 절환하여, RSSI(Receive Signal Strength lndication; 수신한 전파 신호의 강도를 수치화한 값을 말한다)가 높은 측으로 브랜치 리액턴스를 고정하여 이 슬롯의 데이터 구간을 수신한다. 따라서, 페이딩이 슬롯 길이에 대하여 충분히 늦으면, 검파후 선택 합성 다이버시티와 동등한 특성을 얻을 수 있다.

이어서, 이 바람직한 실시형태에 의한 어레이 안테나 장치(100B) 등을 사용한 계산기 시뮬레이션과 그 결과에 대하여 이하에 설명한다. 또한, 이 계산기 시뮬레이션에서는, 멀티패스 전파(傳播) 환경에 있어서의 리액턴스 다이버시티 수신의 비트 오류율 특성을, 계산기 시뮬레이션으로써 평가한다.

이 계산기 시뮬레이션에 있어서의 제원(諸元)을 표 1에 나타낸다.

표 1

시뮬레이션 제원

소자수 3 소자 간격 d=0.1λ 입사파의 수 8 입사파의 방향 균일 분포(0-2π) 입사파의 진폭 레일리 분포 입사파의 위상 균일 분포(0-2π) 페이딩 주파수에 대하여 평탄하고 저속

이 계산기 시뮬레이션에서는 이하의 2개의 안테나 모델을 이용한다.

(1) 무한 지판상에 설치한, 반경 1/100 파장의 원주 형상을 갖는 모노폴 안테나 장치(이하, 무한 지판 모델이라고 한다).

(2) 도 41에 나타내는 두께 t=0.6mm의 고주파용 양면 프린트 기판(이하, 프린트 기판이라고 한다)으로 된 유전체 기판(20b)상에 형성한 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치인 어레이 안테나 장치(100B)(이하, 프린트 기판 모델이라고 한다). 여기서, 유전체 기판(20b)상에 스트립 도체로 이루어지는 마이크로 스트립 선로를 형성하고, 그 선단을 λ/4(여기서, λ는 자유 공간 파장) 만큼 접지 도체(11a)의 최상변의 위치로부터 상방향으로 연장하였다. 측정 주파수는 5.2GHz로 하였다. 마이크로 스트립 선로의 선로폭은 스트립 도체의 특성 임피던스가 50 [Ω]이 되는 값이다. 따라서, 각각의 소자(A0, A1, A2)의 하단의 포트(P0, P1, P2)와, 모노폴 소자를 구성하는 각각의 소자(A0, A1, A2)의 접지 도체(11a)의 최상변에서의 전류는 대략 동일한 것으로 가정한다.

이 계산기 시뮬레이션에 있어서는, 이동국에 있어서, 리액턴스 다이버시티 수신을 실행하는 것으로 하고, 전파로(傳播路)는 도 42에 나타내는 제이크스(Jakes)의 모델을 가정하였다. 즉, M개의 소파(素波; elementary wave)가 방위각(DOA) φ로부터 랜덤하게 도래한다. 각각의 소파의 DOA는 0-2π의 동일한 분포로 하고, 각각의 소파의 위상과 진폭은 각각 동일 분포 및 레일리 분포로 하였다. 여기서, h_m, φ_m을 각각 제m번째의 소파의 전달 함수 및 DOA인 것으로 한다. 소파의 전달 함수라는 것은, 여진 소자(A0)의 위치에 대한 것이다. 각각의 소파의 위상과 진폭이 주어지면, 수신 회로의 입력에 이르는 전달 함수는, 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치의 지향성, 브랜치 리액턴스의 함수가 되고, 일반적으로 N+1 소자의 경우 다음 식으로써 표시된다.

즉, 전달 함수 h(x_l, x_h)와 전달 함수 h(x_h, x_l)의 절대치를 비교하여 큰 쪽을 선택하여, 수신 신호의 진폭으로 한다. 수신기 입력에 있어서의 열잡음으로서, 가법성(加法性) 백색 가우스 잡음(AWGN)을 가정하여, 그 전력 밀도를 N_o라고 하면 페이딩 변동에 대한 순시 신호 대 잡음 전력비(E_b/N_o)가 구하여진다. 여기서, 변조 방식은 BPSK로 하고, 지연 검파에 의한 복조를 가정하면 비트 오류율(이하, BER이라고 한다) Pc는 다음 식으로 표시된다(예로서, 비특허문헌 10 참조).

여기서,

γ = E_b/N_o (29)

이 계산기 시뮬레이션에서는, 수신 슬롯(프레임)마다 각각의 소파의 h_m, φ_m을 난수(亂數)에 의해서 발생시켜서, 전달 함수 h(x_l)과 전달 함수 h(x_h), 또는 전달 함수 h(x_l, x_h)와 전달 함수 h(x_h, x_l)을 구하고, 상기 식(28)으로써 수신 슬롯마다의 BER을 구한다. 즉, 슬롯중에는 페이딩 변동이 없는 것으로 하고, 슬롯 길이에 대하여 충분히 늦은 페이딩을 가정하고 있다.

이어서, 등가 웨이트 벡터의 산출에 대하여 이하에 설명한다. 우선, 등가 웨이트 벡터 w를 상기 식 (19) 및 식 (20)으로부터 산출한다. 어드미턴스 행렬 Y의 각각의 요소는 표 1에 나타낸 소자 형상과 배치로부터, 모멘트법으로써 구한 하기의 값을 이용하였다.

(1) 무한 지판 모델의 경우의 어드미턴스 행렬의 각각의 요소

(2) 프린트 기판 모델의 경우의 어드미턴스 행렬의 각각의 요소

여기서, 단위는 S(시멘스(siemens), Ω^-1)이고, y_{m n}은 어드미턴스 행렬 Y의 m+1행 n+1열의 요소를 나타낸다. 이상으로부터 취득한 등가 웨이트 벡터 w에 대하여, 리액턴스 값 x₁ 또는 리액턴스 값 x₂를 변화시켰을 때의 궤적을 무한 지판 모델의 경우에 대하여, 도 43 내지 도 45에 나타내고, 프린트 기판 모델의 경우에 대하여 도 46 내지 도 48에 나타낸다. 전자(前者)의 무한 지판 모델의 경우에는 다음 식이 성립한다.

(w₀ w₁)=w^T (32)

또한, 후자의 프린트 기판 모델의 경우에 있어서는 다음 식이 성립한다.

(w₀ w₁ w₂)=w^T (33)

비특허문헌 11에서, 리액턴스 값 x₁또는 리액턴스 값 x₂로부터 등가 웨이트 w₀ w₁ 또는 w₂에의 사상(寫像)은 1차 변환이므로, 이것들의 궤적은 모두 원이 되고, 리액턴스 값 x₁ 또는 x₂를 감했을 때의 회전 방향은 모두 반시계 방향이 된다. 또 한, 도 43 내지 도 45에서는 리액턴스 값 x₂에 대하여, 10 Ω마다 0으로부터 -80 Ω까지 표시하였다.

이어서, BER 특성에 대하여 이하에 설명한다. 취득한 등가 웨이트 벡터 w를 이용하여, 상기한 조건에서 계산기 시뮬레이션을 실행하였다. 취득한 BER 특성을 도 49에 나타낸다. 비교를 위해서, 충분히(10λ) 거리를 두고 설치되어서 이상적으로 정합된 무한 지판 모델(모노폴 안테나)에 의한 공간 다이버시티와, 이 모노폴 안테나에 의한 다이버시티가 없는 특성도 나타내었다. 브랜치 리액턴스 (x_h, x_l)은, 무한 지판 모델에 대해서는, (0, -30) [Ω]과 (0, -60) [Ω]의 경우에 대하여, 프린트 기판 모델에 대해서는 (0, -70) [Ω]과 (0, -110) [Ω]의 경우에 대하여 나타내었다. 이것들의 등가 웨이트를 도 43에서 화살표로 나타내었다. 무한 지판 모델에서는 (0, -60) [Ω]의 경우에 가장 특성이 양호하여, 공간 다이버시티와 거의 일치한 특성을 얻었다. 한편, 프린트 기판 모델의 경우에는 (0, -110) [Ω]의 경우에 특성이 양호하지만, 공간 다이버시티에 대하여, BER=10^-3에서 약 3 dB의 열화가 나타났다.

이상의 결과로부터, 높은 다이버시티 이득을 얻기 위해서는, 다이버시티 브랜치 사이에 등가 웨이트를, 복소 평면상에서 멀어지도록 설정하면 좋을 것으로 생각된다. 따라서, 리액턴스 다이버시티의 설계에 있어서는, 대응하는 등가 웨이트가 서로 복소 평면상에서 멀어지도록, 브랜치 리액턴스를 설정하면 좋다. 도 43 내지 도 45로부터 명백한 바와 같이, 브랜치 리액턴스(0, -60),(-60, 0) [Ω]의 조합은 상기 기준에 따른 것이다. 한편, 프린트 기판 모델에 있어서는 약 3 dB의 열화가 나타났다. 단, 열화 요인의 하나는 임피던스 부정합에 의한 것이고, 간단한 정합 회로로써 용이하게 개선할 수 있다. 여진 소자(A0)의 등가 웨이트 w₀은 이 소자(A0)의 전류를 임피던스 정합시의 전류로 규격화한 것이므로, w₀=1+j0로부터 멀어질수록, VSWR이 증가하고, 이득이 다음 식의 [dB] 만큼 저하하게 된다.

도 46의 (x₁, x₂)=(0, -110) [Ω], (w₀=0.97-j0.53)에 대한 이득 저하는 상기 식 (34)로부터 1.5 dB이므로, 적당한 임피던스 정합 회로를 설치한 경우의 공간 다이버시티에 대한 열화는 나머지의 1.5 dB가 되어서, BER = 10^-3에서 10.5 dB의 다이버시티 이득으로 된다.

그런데, 도 49의 BER 특성 곡선은 공간 다이버시티와 거의 평행으로 되어 있고, 이것은 다이버시티 브랜치로서의 상관이 거의 0이 되어 있는 것을 나타내고 있다. 따라서, 나머지 1.5 dB의 열화는, 평균 이득(전력 이득을 방위각의 전방위에서 평균한 값)이 이상적인 모노폴 안테나에 대하여 약 0.7로 되어 있는 것을 나타내고 있다. 이것은 프린트 기판 모델의 유전체 기판(20b)의 유전체 손실 tanδ및 도전율에 의한 손실 이외에, 해석 모델의 불완전성에 의한 것으로 생각된다. 즉, 이상의 해석에서는 도 41의 각각의 포트(P0, P1, P2)에 있어서의 전류와, 모노폴 안테나의 소자 급전부(접지 도체(11a)의 최상변)에서의 전류가 동일하다는 가정(근사)에 따 르고 있지만, 실제로는 3개의 스트립 선로간의 서로의 영향에 의해서, 일반적으로는 상이하다.

이상으로부터, 리액턴스 다이버시티의 설계 기준으로서 이하와 같이 정리할 수 있다.

(1) 다이버시티 브랜치(절환하는 2개의 지향성)간에, 등가 웨이트가 복소 평면상에서 서로 멀어지도록 한다. 즉, 복소 평면상에서의 다이버시티 브랜치간의 거리가 최대로 되도록 설정한다.

(2) 여진 소자(A0)의 등가 웨이트가 1+j0에 가깝게 되도록 하면, 안테나 장치와 급전 케이블과의 사이의 임피던스 정합 회로를 생략할 수 있다.

상기 (1)은, 특정한 조건에 있어서의 시뮬레이션으로부터 얻어진 것이고, 보편성에 대해서는 추가적인 이론 검토를 필요로 한다. 그러나, 다이버시티 브랜치간에 등가 웨이트가 근접한 경우, 양자의 지향성도 가까워지고, 브랜치간의 수신 레벨 상관이 높아져서 다이버시티 이득이 저하하는 것은 명백하다. 따라서, 상기 (1)은 최소한 필요 조건이다.

이상 설명한 바와 같이, 리액턴스 값을 2 상태로 절환하는, 바이너리 리액턴스 다이버시티 수신 특성과, 리액턴스의 설정 기준에 대하여 평가하였다. 멀티패스 전파 모델에 있어서의 레일리 페이딩하에서의 비트 오류율을, 계산기 시뮬레이션을 이용하여 평가하였다. 그 결과, 소자 간격 0.1 파장, 3소자 구성으로써, 무한 지판 모델에 의한 모노폴 안테나의 경우는 12 dB, 프린트 기판 모델에 의한 모노폴 안테나로써 10.5 dB의 다이버시티 이득을 얻었다. 또한, 리액턴스 다이버시티의 설계 기준에 대하여 검토하고, 등가 웨이트 벡터의 브랜치간의 상대 관계와, 급전 소자의 등가 웨이트, 즉, 임피던스 정합이 중요한 것을 나타내었다.

부록

이하에서는, 비특허문헌 11에 있어서의 이론 해석을 이용하여, 장하 리액턴스, 즉, 브랜치 리액턴스와 등가 웨이트와의 관계에 대하여 이론적으로 나타낸다. 우선, 상기 식 (20)을 크래머(cramer)의 공식을 이용하여 등가 웨이트 벡터 w에 대하여 풀면, 다음 식을 얻는다.

여기서,

V = Y-1+X=(v₀ v₁ v₂ ...v_N); 0≤k≤N (36)

이어서, 우선, 등각성에 대하여 이하에 설명한다. 어떤 k에 대하여, i≠k(0≤i≤N)가 되는 모든 리액턴스 x_i를 고정시켰을 때의 리액턴스 x_k로부터 등가 웨이트 벡터 w_k 및 w_i에의 사상(寫像)은 1차 변환이고, 등각 사상이다. 증명은 이하에 따른다.

어느 행렬 V에 있어서, 리액턴스 x_k를 포함하는 요소는 대각(對角) 요소인 제k+1행 k+1열뿐이다. 상기 식 (18)의 분모인 det(V)를 제k+1열(1≤k≤N)로 전개하면, 다음 식을 얻는다.

여기서, V_mn은 행렬 V로부터 m행 n열을 제외한 행렬을 나타내고, Z_mn은 어드미턴스 행렬 Y^-1의 m행 n열 요소를 나타낸다. 따라서, 리액턴스 x_k를 포함하는 항은 우변 제1항뿐이고, 리액턴스 x_k에 대하여 1차식이다. 마찬가지로, 각각의 x_i에 대해서도 1차식이다. 한편, 상기 식 (18)의 분자는 마찬가지로, 제k+1열로 전개하면, 다음 식을 얻을 수 있고, x_k를 포함하지 않는다.

한편, 각각의 x_i에 대해서는 1차식으로 되어 있다. 즉, 다음 식의 형식으로 된다.

따라서, 등가 웨이트 w_k는 리액턴스 x_k로부터의(복소함수로서의) 1차 변환이고, 리액턴스 x_i로부터의 1차 변환이기도 하다. 따라서, 1차 변환의 성질로부터, 어떤 특정한 리액턴스를 변화시켰을 때의 등가 웨이트 w_k의 궤적은 원이 된다. 특히, 리액턴스 x_i(0≤i≤N-1, i≠k)를 고정하고 리액턴스 x_k를 변화시켰을 때, 등가 웨이 트 w_k는 원점을 통과하는 원 궤적을 그린다.

이어서, 등가 웨이트 궤적의 회전각의 공통성에 대하여 이하에 설명한다. 이상과 같이, 상기 식 (35)의 분모는 리액턴스 x_i의 1차식이고, 모든 k에 대하여 공통이다. 한편, 분자는 i≠k일 때, 리액턴스 x_i의 1차식에서 i=k인 경우는, 리액턴스 x_i를 포함하지 않는다. 따라서, 등가 웨이트 w_k는 다음 식의 형식으로 나타낼 수 있다.

여기서, a_ik, b_ik, c_i는, 어드미턴스 행렬의 역행열 Y^-1, 신호원 임피던스 z_s 및 장하 리액턴스 x_l(i≠l)에 의해서 결정되는 복소수이고 리액턴스 x_i를 포함하지 않는다. 특히, k=i인 경우는 a_ik=0이다. 이 때, 상기 식 (40)의 우변 제2항의 분모 jx_i+c_i는 리액턴스 x_i의 변화에 대하여 복소 평면상의 직선을 움직이므로, 1차 변환의 성질로부터 등가 웨이트 w_i의 궤적은 원점을 통과하는 원이 된다. 여기서, jx_i+c_i는 모든 k에 대하여 공통이므로, 등가 웨이트 w_k는 1/(jx_i+c_i)의 궤적을 복소수 b_ik로써 상사(相似) 변환과 회전을 실행하고, 복소수 a_ik로써 평행 이동시킨 것이다. 따라서, 궤적 원상의 회전각은, 모든 등가 웨이트 w_k에 대하여 1/(jx_i+c_i)의 원 궤적에서의 회전각과 회전 방향을 포함하여 공통이다. 즉, 리액턴스 x_i의 적당한 변화에 따라서 등가 웨이트 w_i가 궤적 원상을 각도 θ만큼 회전하면, 등가 웨이트 w_k도 동일한 방향으로 각도 θ만큼 회전한다.

기타 변형예

도 50은 본 발명의 변형예에 의한 가변 리액턴스 소자(12-1, 12-2)에 인가되는 제어 전압에 대한 입력 임피던스 Zin 및 리액턴스 값 X1, X2의 특성에 있어서 설정 가능한 3개의 상태 P1, P2, P3을 나타내는 그래프이다.

상기의 바람직한 제1실시형태에 있어서는, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 상기 어레이 안테나의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 2개의 그룹의 리액턴스 값 세트로부터 1개의 그룹의 리액턴스 값 세트를 선택하는 경우에 대하여 설명하였지만, 본 발명은 이것에 한정되지 않으며, 도 50에 나타내는 바와 같이, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 상기 어레이 안테나의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 3 그룹 이상의 그룹의 리액턴스 값 세트로부터 1 그룹의 리액턴스 값 세트를 선택하도록 해도 좋다.

이상의 실시형태에 있어서, 상기 어레이 안테나는, 여진 소자와, 상기 여진 소자로부터 소정의 간격 만큼 벗어나서 설치된 복수개의 비여진 소자와, 상기 각각의 비여진 소자에 각각 접속된 복수개의 가변 리액턴스 소자를 구비하고, 상기 각각의 가변 리액턴스 소자에 설정하는 리액턴스 값을 변화시킴으로써, 상기 각각의 비여진 소자를 도파기 또는 반사기로서 동작시켜서, 어레이 안테나의 지향 특성을 변화시키는 안테나 장치라도 좋다. 여기서, 안테나 컨트롤러(10)는, 바람직하게는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않는 것을 한정하지 않고, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록, 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 복수의 경우 중에서, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질을 기본으로, 소정의 선택 기준에 따라서, 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트 중 1개의 세트를 선택하여 상기 복수개의 가변 리액턴스 소자에 설정한다.

또한, 상기 복수의 경우는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 상기 어레이 안테나의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 경우이다.

또한, 상기 각각의 무선 신호의 신호 품질은, 신호 전력에 한정되지 않고, 신호 강도와, 신호 대 잡음비와, 신호에 대한 간섭 잡음을 포함하는 잡음의 비와, 반송파 신호 대 잡음비와, 비트 오류율과, 프레임 오류율과, 패킷 오류율 중 어느 하나를 이용하여 평가되어도 좋다.

또한, 상기 선택 기준은, 바람직하게는, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이 소정의 임계치 이상인 것이다. 또는, 상기 선택 기준은, 바람직하게는, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이, 신호 전력과, 신호 대 잡음비와, 신호에 대한 간섭 잡음을 포함하는 잡음의 비와, 반송파 신호 대 잡음비 중 어느 하나의 경우에 있어서, 이 신호 품질이 최대치가 되는 리액턴스 값 세트를 선택하는 것이다. 또 다른 방법으로서, 상기 선택 기준은, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이, 비트 오류율과, 프레임 오류율과, 패킷 오류율 중 어느 하나의 경우에 있어서, 이 신호 품질이 최소치가 되는 리액턴스 값 세트를 선택하는 것이다.

또한, 안테나 컨트롤러(10)는, 바람직하게는, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이 소정의 임계치 미만이 되었을 때, 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트 중에서 임의로 하나의 리액턴스 값 세트를 선택하고, 이 선택한 리액턴스 값 세트에 있어서 상기 신호 품질이 소정의 선택 기준에 달할 때까지 상기 선택 처리를 반복한다. 또는, 안테나 컨트롤러(10)는, 바람직하게는, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이 소정의 임계치 미만이 되었을 때, 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트 중에서 소정의 순서로 하나의 리액턴스 값 세트를 선택하고, 이 선택한 리액턴스 값 세트에 있어서 상기 신호 품질이 소정의 선택 기준에 달할 때까지 상기 선택 처리를 반복한다.

또한, 안테나 컨트롤러(10)는, 바람직하게는, 상기 임계치를 소정의 범위에서 변화시키면서 상기 복수의 경우를 변경하여, 상기 각각의 무선 신호의 신호 품질이 소정의 선택 기준을 만족할 때의 임계치를 상기 임계치로서 설정한다.

그리고 또한, 안테나 컨트롤러(10)는, 바람직하게는, 현재 선택되어 있는 리액턴스 값 세트의 경우에 있어서의 무선 신호의 신호 품질이 상기 임계치보다도 낮은 다른 임계치를 소정의 자연수의 회수 이상 하회할 때, 상기 임계치의 설정을 실행한다. 그리고 또는, 안테나 컨트롤러(10)는, 바람직하게는, 상기 어레이 안테나 제어 장치를 탑재한 무선 통신 장치의 이동이 검출되었을 때, 상기 임계치의 설정을 실행한다. 또한, 안테나 컨트롤러(10)는, 바람직하게는, 상기 어레이 안테나 제어 장치를 탑재한 무선 통신 장치의 변복조 방식이 변경되었을 때, 상기 임계치의 설정을 실행한다. 또한, 안테나 컨트롤러(10)는, 바람직하게는, 상기 어레이 안테나 제어 장치를 탑재한 무선 통신 장치의 사용 주파수가 변경되었을 때, 상기 임계치의 설정을 실행한다. 그리고 또한, 안테나 컨트롤러(10)는, 바람직하게는, 상기 선택 기준에 따라서, 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트 중 1개의 세트를 선택하여 상기 복수개의 가변 리액턴스 소자에 설정했을 때, 소정 기간, 그 세트의 절환을 정지한다.

이상 상세히 설명한 바와 같이, 본 발명에 의한 어레이 안테나 제어 장치에 의하면, 송신된 무선 신호를 수신하기 위한 여진 소자와, 상기 여진 소자로부터 소정의 간격 만큼 거리를 두고 설치된 복수개의 비여진 소자와, 상기 각각의 비여진 소자에 각각 접속된 복수개의 가변 리액턴스 소자를 구비하고, 상기 각각의 가변 리액턴스 소자에 설정하는 리액턴스 값을 변화시킴으로써, 상기 각각의 비여진 소자를 도파기 또는 반사기로서 동작시켜서, 어레이 안테나의 지향 특성을 변화시키는 어레이 안테나 제어 장치이다. 여기서, 상기 어레이 안테나 제어 장치는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록, 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 복수의 경우 중에서, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질을 기본으로 하여, 소정의 선택 기준에 따라서, 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트 중 1개 의 세트를 선택하여 상기 복수개의 가변 리액턴스 소자에 설정하는 제어 수단을 구비하고 있다. 따라서, 종래기술에 비해서, 하드웨어 구성이 극히 간단한 동시에, 극히 간단한 제어로써 더욱 큰 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 특히, 멀티패스 페이딩이 존재할 때의 안테나 이득을 단순한 1 비트 제어로써 크게 개선하는 효과를 얻을 수 있으므로, 랩톱 단말 장치나 PC 카드 등의 민생용 단말 장치에 탑재 가능한 다이버시티 안테나를 실현할 수 있다. 또한, 본 발명에 의한 1 비트 제어에서는, 가변 리액턴스 소자를 연속적으로 제어하는 종래기술에서 필요한 제어 전압 발생용 DA 컨버터가 불필요하게 되므로, 안테나 장치의 추가적인 소형화와 저코스트화를 도모할 수 있다.

또한, 상기 어레이 안테나 제어 장치에 있어서, 상기 복수의 경우는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 상기 어레이 안테나의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 경우이다. 따라서, 종래기술에 비해서, 하드웨어 구성이 극히 간단한 동시에, 극히 간단한 제어로써 더욱 큰 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 또한, 상기 어레이 안테나의 입력 임피던스를 실질적으로 변화시키는 일이 없다.

또한, 본 발명에 의한 어레이 안테나 장치에 의하면, 1개의 여진 소자와, 상기 여진 소자를 사이에 두고 또한 상기 여진 소자와 함께 일직선상에 설치된 2개의 비여진 소자와, 상기 각각의 비여진 소자에 각각 접속된 2개의 가변 리액턴스 소자를 구비하고, 상기 각각의 가변 리액턴스 소자에 설정하는 리액턴스 값을 변화시킴 으로써, 상기 각각의 비여진 소자를 도파기 또는 반사기로서 동작시켜서, 어레이 안테나의 지향 특성을 변화시키는 어레이 안테나 장치이다. 여기서, 상기 어레이 안테나 장치는, 서로 평행한 제1면과 제2면을 갖는 유전체 기판과, 상기 유전체 기판의 제2면 중 소정의 제1영역상에 형성된 접지 도체와, 상기 유전체 기판의 제1면상이며, 상기 제1영역에 대향하는 영역으로부터 돌출하도록 소정의 길이를 갖고 또한 서로 소정의 간격을 갖도록 형성되어서, 각각 상기 여진 소자와 상기 2개의 비여진 소자로서 동작하는 3개의 스트립 도체를 구비하고 있다. 따라서, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 있어서, 소형ㆍ경량이며, 박형의 어레이 안테나 장치를 제공할 수 있다.

이상 상세하게 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 종래기술에 비해서, 하드웨어 구성이 극히 간단한 동시에, 극히 간단한 제어로써 더욱 큰 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 또한, 상기 어레이 안테나의 입력 임피던스를 실질적으로 변화시키는 일이 없다. 특히, 멀티패스 페이딩이 존재할 때의 안테나 이득을 단순한 1 비트 제어로써 크게 개선하는 효과를 얻을 수 있으므로, 랩톱 단말 장치나 PC 카드 등의 민생용 단말 장치에 탑재 가능한 다이버시티 안테나를 실현할 수 있다. 또한, 본 발명에 의한 1 비트 제어에서는, 가변 리액턴스 소자를 연속적으로 제어하는 종래기술에서 필요한 제어 전압 발생용 DA 컨버터가 불필요하게 되므로, 안테나 장치의 추가적인 소형화와 저코스트화를 도모할 수 있다. 또한, 3소자 전자 제어 도파기 어레이 안테나 장치에 있어서, 소형ㆍ경량이며, 박형의 어레이 안테나 장치를 제공할 수 있다.

Claims

송신된 무선 신호를 수신하기 위한 여진 소자와, 상기 여진 소자로부터 소정의 간격만큼 거리를 두고 떨어지게 설치된 복수개의 비여진 소자와, 상기 각각의 비여진 소자에 각각 접속된 복수개의 가변 리액턴스 소자를 구비하고, 상기 각각의 가변 리액턴스 소자에 설정하는 리액턴스 값을 변화시킴으로써, 상기 각각의 비여진 소자를 도파기 또는 반사기로서 동작시켜서, 어레이 안테나의 지향 특성을 변화시키는 어레이 안테나 제어 장치에 있어서,

상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록, 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 복수의 경우 중에서, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질을 기본으로 하여, 소정의 선택 기준에 따라서, 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트 중 1개의 세트를 선택하여 상기 복수개의 가변 리액턴스 소자에 설정하는 제어 수단을 구비하고,

상기 복수의 경우는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 상기 어레이 안테나의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 경우인 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서, 상기 제어 수단은, 배열 계수(array factor)를 스티어링 벡터(steering vector)와 웨이트 벡터(weight vector)의 내적(內積)으로 표시하고, 상기 웨이트 벡터는 상기 어레이 안테나를 송신 모드로 여진(勵振)한 경우의 전류 벡터와 등가인 것으로 하는 등가 웨이트 벡터법을 사용하여, 상기 어레이 안테나의 여진 소자 및 각 비여진 소자의 등가 웨이트를 계산하고, 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트의 각 세트 사이에서 상기 여진 소자 및 각 비여진 소자의 등가 웨이트가 각각 그 복수 평면상에서 떨어지도록 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 설정하는 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 각각의 무선 신호의 신호 품질은, 신호 강도와, 신호 전력과, 신호 대 잡음비와, 신호에 대한 간섭 잡음을 포함하는 잡음의 비와, 반송파 신호 대 잡음비와, 비트 오류율과, 프레임 오류율과, 패킷 오류율 중 어느 하나를 이용하여 평가되는 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서, 상기 선택 기준은, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이 소정의 임계치 이상인 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서, 상기 선택 기준은, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이, 신호 전력과, 신호 대 잡음비와, 신호에 대한 간섭 잡음을 포함하는 잡음의 비와, 반송파 신호 대 잡음비 중 어느 하나의 경우에 있어서, 이 신호 품질이 최대치가 되는 리액턴스 값 세트를 선택하는 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서, 상기 선택 기준은, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이, 비트 오류율과, 프레임 오류율과, 패킷 오류율 중 어느 하나의 경우에 있어서, 이 신호 품질이 최소치가 되는 리액턴스 값 세트를 선택하는 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서, 상기 제어 수단은, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이 소정의 임계치 미만이 되었을 때, 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트 중에서 임의로 하나의 리액턴스 값 세트를 선택하고, 이 선택한 리액턴스 값 세트에 있어서 상기 신호 품질이 소정의 선택 기준에 달할 때까지 상기 선택 처리를 반복하는 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서, 상기 제어 수단은, 상기 복수의 경우에 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질이 소정의 임계치 미만이 되었을 때, 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트 중에서 소정의 순서로 하나의 리액턴스 값 세트를 선택하고, 이 선택한 리액턴스 값 세트에 있어서 상기 신호 품질이 소정의 선택 기준에 달할 때까지 상기 선택 처리를 반복하는 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서, 상기 제어 수단은, 상기 임계치를 소정의 범위에서 변화시키면서 상기 복수의 경우를 절환하여, 상기 각각의 무선 신호의 신호 품질이 소정의 선택 기준을 만족할 때의 임계치를 상기 임계치로서 설정하는 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서,

상기 어레이 안테나는 우수개의 비여진 소자와 우수개의 가변 리액턴스 소자를 구비하고,

상기 우수개의 비여진 소자는, 최소한 1개의 제1그룹의 비여진 소자와, 최소한 1개의 제2그룹의 비여진 소자로 이루어지고,

상기 우수개의 가변 리액턴스 소자는, 상기 제1그룹의 각각의 비여진 소자에 각각 접속된 제1그룹의 가변 리액턴스 소자와, 상기 제2그룹의 각각의 비여진 소자에 각각 접속된 제2그룹의 가변 리액턴스 소자로 이루어지고,

상기 복수의 경우는, 상기 제1 및 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 대하여 제1의 리액턴스 값 세트를 설정하는 제1의 경우와, 상기 제1 및 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 대하여 제2의 리액턴스 값 세트를 설정하는 제2의 경우를 포함하고,

상기 제어 수단은, 상기 제1 및 제2의 경우에 각각 수신되는 각각의 무선 신호의 신호 품질에 따라서, 리액턴스 값 세트를 선택하여 상기 제1 및 제2그룹의 가변 리액턴스 소자에 설정하는 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제10항에 있어서, 상기 어레이 안테나는, 제1 및 제2비여진 소자를 구비하고, 상기 제1의 리액턴스 값 세트는 상기 제1 및 제2비여진 소자에 대하여 설정되는 리액턴스 값 Xa, Xb로 이루어지고, 상기 제2의 리액턴스 값 세트는 상기 제1 및 제2비여진 소자에 대하여 설정되는 리액턴스 값 Xb, Xa로 이루어지는 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서, 상기 어레이 안테나는, 상기 여진 소자로부터 소정의 간격만큼 거리를 두고 또한 서로 실질적으로 동일한 각도 간격으로 설치된 복수개의 비여진 소자를 구비하고,

상기 복수의 경우는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록, 각각의 리액턴스 값을 순환시켜서 취득한 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 경우를 포함하는 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서,

상기 어레이 안테나는, 상기 여진 소자로부터 소정의 간격만큼 거리를 두고 또한 서로 실질적으로 동일한 각도 간격으로 설치된 복수개의 비여진 소자를 구비하고,

상기 복수의 경우는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 상기 어레이 안테나의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 각각의 리액턴스 값을 순환시켜서 취득한 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 경우를 포함하는 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서,

상기 어레이 안테나는, 상기 여진 소자의 위치를 통과하는 대칭선을 대칭축으로 하여 선대칭으로 설치된 최소한 1쌍의 비여진 소자를 포함하고, 상기 대칭선상에 위치하거나 또는 대칭선을 대칭축으로 하여 선대칭으로 설치된 복수개의 비여진 소자를 구비하고,

상기 복수의 경우는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록, 상기 선대칭으로 설치된 최소한 1쌍의 비여진 소자의 리액턴스 값을 변경하여 취득된 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 최소한 2가지의 경우를 포함하는 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서,

상기 어레이 안테나는, 상기 여진 소자의 위치를 통과하는 대칭선을 대칭축으로 하여 선대칭으로 설치된 최소한 1쌍의 비여진 소자를 포함하고, 상기 대칭선상에 위치하거나 또는 대칭선을 대칭축으로 하여 선대칭으로 설치된 복수개의 비여진 소자를 구비하고,

상기 복수의 경우는, 상기 어레이 안테나에 의해서 수신되는 무선 신호에 따라서, 소정치 이상의 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 또한 상기 어레이 안테나의 입력 임피던스가 실질적으로 변화되지 않도록, 상기 선대칭으로 설치된 최소한 1쌍의 비여진 소자의 리액턴스 값을 변경하여 취득된 복수 그룹의 리액턴스 값 세트를 각각 설정하는 최소한 2가지의 경우를 포함하는 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서, 수신되는 무선 신호의 신호 전력이 소정의 신호 전력을 초과하는 사상(事象)의 누적 확률인 CDF 값이 소정치일 때에, 다이버시티 이득이 실질적으로 최대로 되도록 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트가 설정된 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서, 수신되는 무선 신호의 신호 전력이 소정의 신호 전력을 초과하는 사상의 누적 확률인 CDF 값이 소정치일 때에, 다이버시티 이득이 소정치 이상으로 되도록 상기 복수 그룹의 리액턴스 값 세트가 설정된 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제1항에 있어서, 상기 어레이 안테나는, 1개의 여진 소자와, 상기 여진 소자를 사이에 두고 또한 상기 여진 소자와 함께 일직선상에 설치된 2개의 비여진 소자를 구비한 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제18항에 있어서, 상기 여진 소자와 상기 각각의 비여진 소자와의 사이의 거리를, 수신되는 무선 신호의 파장의 0.1배로부터 0.35배까지의 사이의 길이 중 하나의 길이에 설정한 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
제18항에 있어서, 상기 어레이 안테나는,

서로 평행한 제1면과 제2면을 갖는 유전체 기판과,

상기 유전체 기판의 제2면 중 소정의 제1영역상에 형성된 접지 도체와,

상기 유전체 기판의 제1면상(面上)으로서, 상기 제1영역에 대향하는 영역으로부터 돌출하도록 소정의 길이를 갖고 또한 서로 소정의 간격을 갖도록 형성되어서, 각각 상기 여진 소자와 상기 2개의 비여진 소자로서 동작하는 3개의 스트립 도체를 구비한 것을 특징으로 하는 어레이 안테나 제어 장치.
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