CN103887593B - 一种单片射频双流传输的装置，使用方法，及天线系统 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种单片射频双流传输的装置，使用方法，及天线系统，其中装置包括：射频链路、电抗控制电路，寄生电抗、一根有源天线以及偶数M根寄生天线，M大于2；所述射频链路用于产生射频信号；有源天线与射频链路相连，寄生天线分别与寄生电抗相连，各寄生天线与有源天线的距离相等，相邻寄生天线之间的弧度为度；通过电抗控制电路调节寄生电抗可使任意一对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值不等，其余对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值分别相等。通过引入额外的可调寄生电抗自由度，以实现双流复用，从而实现Single RF MIMO的高阶调制。能够在实现高阶调制的同时，保证系统稳定性，节省系统功率并减轻计算负担。

Description

一种单片射频双流传输的装置，使用方法，及天线系统

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种单片射频双流传输的装置，使用方法，及天线系统。

背景技术

MIMO（Multiple Input and Multiple Output，多输入多输出）技术能够产生额外的空间自由度从而成倍地提高系统容量。理论和实践表明随着发射和接收天线数目的线性增长，MIMO系统容量也随之线性增长，从而极大地提高频谱利用效率。因此，MIMO技术已经广泛地应用于现有的无线通信系统中，例如：Wi-Fi（Wireless Fidelity，无线保真），WCDMA（Wideband Code Division Multiple Access，宽带码分多址接入），LTE（Long TermEvolution，长期演进）等等。

然而，传统的MIMO技术要求每一副天线需要一个RF（Radio Frequency，射频）链路，使不同的数据流在不同的天线上进行发射，因此成本相对较大。另一方面，为了保证无线信道的独立衰落特性（即信道矩阵是良态的），发射天线之间的波长应保证最小为0.5个波长，但是对于一些对大小敏感的设备（如微型终端），传统MIMO技术的应用范围受到限制。为了解决成本和大小问题，技术人员提出了一种新的基于ESPAR天线（ElectronicallySteerable Parasitic Array Radiator，电子可调寄生阵列天线）的MIMO技术，一般称为Single RF MIMO（单片射频多输入多输出）技术，该技术包含以下几个特征：1、由一根有源天线和多根寄生天线组成，并只需要一个RF链路，成本较低，结构简单；2、其中一个数据流在有源天线上进行传输，其它数据流通过由寄生天线和有源天线的耦合电磁场进行传输，因此能够同时发射多个数据流；3、即使天线之间的距离小于1/2个波长，它依然保证信道获得较好的独立衰落特性，因而适合应用于小型空间的设备。总的来说，Single RF MIMO技术有效地避免了前述MIMO技术的两大应用不足。

ESPAR天线由M+1个单元组成，其中一个单元为有源天线，它与RF链路相连，其余M个单元为寄生天线阵列，它们分别与可控负载相连。下面以三单元的ESPAR天线为例简要介绍现有的Single RF MIMO技术。

如图1所示的三单元ESPAR天线，中间示意的黑色填充的圆柱体天线为有源天线，它与RF链路相连，其余两根是寄生天线，它与寄生电抗相连，寄生电抗值通过控制电路进行控制，有源天线与寄生天线之间的距离假设为d，数据流s₁通过RF链路加载到有源天线上发射出去，而另一路数据流s₂和s₁一起通过控制电路来调节寄生天线的电抗值，从而调节有源天线和寄生天线相互之间的互耦电磁场，最后把数据流发射s₂出去。发射方向图G(θ)可以建模为：

G(θ)＝g_isol(θ)*AF

＝g_isol(θ)*a(θ)*i

＝g_isol(θ)*[1 e^{-jkdcos(θ-0)} e^{-jkdcos(θ-π)}][I₀ I₁ I₂]^T

＝g_isol(θ)*[1 e^-jkdcos(θ) e^jkdcos(θ)][I₀ I₁ I₂]^T

上式中，g_isol(θ)表示只考虑单根天线存在时的发射方向图；

AF表示天线的阵列因子；

k＝2π/λ，参数λ表示波长；

d表示有源天线与寄生天线之间的间隔；

θ表示辐射的离开角；

I₀，I₁，I₂依次表示三个天线的电流。

利用欧拉公式进行展开，可得：

$\mathrm{AF}=I_0+I_1{e}^{-\mathrm{jkd}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)}+I_2{e}^{\mathrm{jkd}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)}$

$=I_0+(I_1+I_2)\cos \left(\mathrm{kd}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\right)+j(I_2-I_1)\sin \left(\mathrm{kd}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\right)$

$=I_0(B_0\left(\mathrm{\θ}\right)+\frac{I_1+I_2}{I_0}{B}_0^{\′}\left(\mathrm{\θ}\right)+j\frac{I_2-I_1}{I_0}{B}_1\left(\mathrm{\θ}\right)$

上式中，B₀(θ)＝1，B′₀(θ)＝cos(kdcos(θ))，B₁(θ)＝sin(kdcos(θ))；

当散射体足够丰富的时候，有：B₀(θ)≈cB′₀(θ)，其中c≈o.9612；B₀(θ)⊥B₁(θ)。由此可见阵列因子AF可表示成两路正交的基函数B₀(θ)和B₁(θ)的线性组合，阵列因子AF可进一步简化为：

$\mathrm{AF}=I_0((1+\frac{I_1+I_2}{I_0}c)B_0\left(\mathrm{\θ}\right)+j\frac{I_2-I_1}{I_0}{B}_1\left(\mathrm{\θ}\right)$

$=s_1(B_0\left(\mathrm{\θ}\right)+R_1{B}_1\left(\mathrm{\θ}\right))$

其中，，表示所发射的第一路数据流，通过调整I₀进行调制；

调整系数1： $R_1=j\frac{\frac{I_2}{I_0}-\frac{I_1}{I_0}}{1+(\frac{I_1}{I_0}+\frac{I_2}{I_0})c}$ ，通过控制jX₁与jX₂，从而控制和的值，使得参数r用来平衡基函数之间的功率，当r＝3.67时，P(B₀(θ))＝r²P(B₁(θ))。所以：AF＝s₁B₀(θ)+rs₂B₁(θ)。

另一方面，与可通过下述方法求解：

V₀＝I₀Z₀₀+I₁Z₀₁+I₂Z₀₂

-jI₁X₁＝I₀Z₁₀+I₁Z₁₁+I₂Z₁₂

-jI₁X₂＝I₀Z₂₀+I₁Z₂₁+I₂Z₂₂ (1)

其中Z_ii，i＝0，1，2表示三个天线的自阻抗；Z_ij，i≠j表示天线i与天线j的互阻抗；由式子(1)可得：

$\frac{I_2}{I_0}=\frac{Z_{12}{Z}_{02}-Z_{02}(Z_{11}+{\mathrm{jX}}_1)}{(Z_{11}+{\mathrm{jX}}_1)(Z_{22}+{\mathrm{jX}}_2)-Z_{12}^2}---\left(2\right)$

$\frac{I_2}{I_0}=\frac{Z_{12}{Z}_{02}-Z_{02}(Z_{11}+j{X}_1)}{(Z_{11}+j{X}_1)(Z_{22}+{\mathrm{jX}}_2)-Z_{12}^2}---\left(3\right)$

由式子(2)和式子(3)可知，根据s₁与s₂的输入得到s₂/s₁，调整jX₁与jX₂改变与，使得，达到同时传输两个数据流的目的。

BPSK(Binary Phase Shift Keying二进制移相键控)调制

由于s₁和s₂在集合{-1，1}中选取，因此s₂/s₁的比值在集合{-1，1}中选取。假定jX₁与jX₂分别从-100j到-o.4j变化，最小步长为-0.2j；当r＝3.67，幅度偏差满足 $E_{\mathrm{Ampli}}=\left|\frac{R_1-r}{r}\right|\≤0.04$ ，角度偏差满足 $E_{\mathrm{Angle}}=|{\∠R}_1-\∠\frac{s_2}{s_1}|\≤0.02$ ，就停止穷举搜索(注意：穷举搜索只需要一次就可以，因为它与信道实现没有关系)，输出相应的寄生电抗组合值，如下表1所示：表1：BPSK的寄生电抗组合值

s1/s0	X1	X2
			1	-3.8	-8.0
-1	-8.0	-3.8

QPSK(Quadrature Phase Shift Keying， 正交相移键控)调制：

由于s₁和s₂在集合{1+j，-1+j，-1-j，-1+j}中选取，因此s₂/s₁的比值在集合{1，-1，j，-j}中选取。假定jX₁与jX₂分别从-100j到-0.4j变化，最小步长为-0.2j；当r＝3.67，幅度偏差满足，角度偏差满足，就停止穷举搜索，输出相应寄生电抗组合值，如下表2所示：表2：QPSK的寄生电抗组合值

s1/s0	X1	X2
			1	-3.8	-8.0
-1	-8.0	-3.8
			-j	-33.8	-51.8
j	-51.8	-33.6

16QAM调制(Quadrature Amplitude Modulation，16种符号的正交幅度调制)：

请一并参阅图2(a)、图2(b)以及图3，s₁或s₂的星座点在图2(a)中选取，相应的可以得到s₂/s₁的52个星座点如图2(b)所示，假定jX₁与jX₂分别从-100j到-0.4j变化，最小步长为-0.2j；当r＝3.67，幅度偏差满足 $E_{\mathrm{Ampli}}=\left|\frac{R_1-r}{r}\right|\≤0.04$ ，角度偏差满足 $E_{\mathrm{Angle}}=|{\∠R}_1-\∠\frac{s_2}{s_1}|\≤0.02$ ，就停止穷举搜索，得到如图3所示R₁/3.67的星座点，从图中可以发现存在8个点找不到相对应的寄生电抗组合分别满足幅度偏差与角度偏差。即使r＝2.5，此时基函数功率之间分配是严重的不相等，P(B₀(θ))＞r²P(B₁(θ))，此时依然从仿真中发现存在4个星座点找不到对应的寄生电抗组合。图2(b)中横向和纵向分布为：同相分量(In-Phase)，正交分量(Quadrature)。图2(a)、图2(b)、图3、图5以及图6，中三角形为R₁/3.67的星座点，星号为s₂/s₁的星座点，后续实施例不再一一说明。

通过以上分析可知：在在开环Single RF MIMO传输过程中，基函数之间分配相同的功率时，系统容量是最优的。因此，在Single RF MIMO的高阶调制中（如16QAM调制），为了找到52个星座点对应的寄生电抗组合，第一个基函数所配的功率要远大于第二路基函数的功率，因此极大地降低系统容量，类似的分析也存在于16PSK调制。目前技术仍然不能支持Single RF MIMO的高阶调制。文献上提出了三类解决方法，但是依然存在各种问题：1、引入可调的负电组，但是这会破坏系统的稳定性；2、引入可调的正电阻，但是这会损耗系统的部分功率；3、引入预编码，但是这会加重发射机或者接收机的计算负担。

发明内容

本发明实施例提供了一种单片射频双流传输的装置，使用方法，及天线系统，通过双流复用实现Single RF MIMO的高阶调制。

本发明实施例一方面提供了一种单片射频双流传输的装置，包括：

射频链路、电抗控制电路，寄生电抗、一根有源天线以及偶数M根寄生天线，M大于2；

所述射频链路用于产生射频信号；

有源天线与射频链路相连，寄生天线分别与寄生电抗相连，各寄生天线与有源天线的距离相等，相邻寄生天线之间的弧度为度；

通过电抗控制电路调节寄生电抗可使任意一对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值不等，其余对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值分别相等。

在第一种可能的实现方式中，数据流s₁通过射频电路加载到有源天线上发射出去；

电抗控制电路根据两路数据流s₂与s₁的输入，调整各寄生天线的电抗值，使第i对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值不相等，其余寄生天线的电抗值分别相等，使得成立，其中R_i为调整系数，，参数r_i用于保证两路基函数B₀(θ)和B_i(θ)的功率相等，即；P(B₀(θ))表示基函数B₀(θ)的功率；P(B_i(θ))表示基函数B_i(θ)的功率；B₀(θ)与B_i(θ)分别为天线远场所展开的两路正交波形基函数。

结合一方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，电抗控制电路，还用于对所有以有源天线镜像对称的寄生天线对执行如下轮询操作：设置jX_i=L1,jX_i′=L2，jX_i和jX_i′分别为第i对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗，L1和L2为设定的不相等的电抗值；其余互为镜像的寄生天线对应的电抗值分别相等，使得，用于发送第i个方向图的导频信息p_i(n)给接收端；然后设置jX_i=L2,jX_i′=L1，其余互为镜像对称的寄生天线对应的电抗分别相等，使得，用于发送第i个镜像方向图的导频信息p_i′(n)给接收端。

结合一方面的第二种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，接收装置，用于接收来自接收端反馈的最大信道容量的方向图索引i^*，所述方向图索引i^*由接收端接收到的p_i(n)和p_i′(n)估计出各方向图i及其镜像的信道信息，并计算出各方向图i及其镜像所对应的两个基函数的信道信息，得到各方向图i的信道容量，并据此得到最优信道容量的方向图索引i^*；所述p_i(n)为第i个方向图i的导频信息，所述p_i′(n)为第i个镜像方向图的导频信息。

结合一方面的第三种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述电抗控制电路，还用于根据来自接收端的最大信道容量的方向图索引i^*以及所述两路输入数据s₁和s₂，调整，和 ${\mathrm{jX}}_i={\mathrm{jX}}_i^{\′},\∀i\≠i^{*}$ ，使得 $R_{i^{*}}=r_{i^{*}}\frac{s_2}{s_1}.$

本发明实施例二方面提供了一种单片射频双流传输的装置的使用方法，包括：

获得单片射频双流传输的装置，所述单片射频双流传输的装置包括：一根有源天线，它与射频链路相连，射频链路、电抗控制电路，寄生电抗、一根有源天线以及偶数M根寄生天线，M大于2；有源天线与射频链路相连，寄生天线分别与寄生电抗相连，各寄生天线与有源天线的距离相等，相邻寄生天线之间的弧度为度；

通过电抗控制电路调节寄生电抗使任意一对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值不等，其余对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值分别相等。

结合二方面的实现方式，在第一种可能的实现方式为：所述方法，还包括：

将数据流s₁通过射频电路加载到有源天线上发射出去；

根据两路数据流s₂与s₁的输入，通过电抗控制电路调整各寄生天线的电抗值，使第i对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值不等，其余寄生天线的电抗值分别相等，使得成立，其中R_i为调整系数，参数r_i用于保证两路基函数B₀(θ)和B_i(θ)的功率相等，即；P(B₀(θ))表示基函数B₀(θ)的功率；P(B_i(θ))表示基函数B_i(θ)的功率；B₀(θ)与B_i(θ)分别为天线远场所展开的两路正交波形基函数。

结合二方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，所述方法，还包括：

通过电抗控制电路对所有以有源天线镜像对称的寄生天线对执行如下轮询操作：设置jX_i=L1,jX_i′=L2，jX_i和jX_i′分别为发射端的第i对互为镜像的寄生天线的电抗，L1和L2为设定的不相等的电抗值；其余互为镜像的寄生天线对应的电抗值分别相等，使得，用于发送第i个方向图i的导频信息p_i(n)给接收端；然后设置jX_i=L2,jX_i′=L1，其余互为镜像的寄生天线对应的电抗分别相等，使得，用于发送第i个镜像方向图的导频信息p_i′(n)给接收端。

结合二方面的第二种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，通过接收装置接收来自接收端反馈的最大信道容量的方向图索引i^*，所述方向图索引i^*由接收端接收到p_i(n)和p_i′(n)估计出各方向图i及其镜像的信道信息，并计算出各方向图i及其镜像所对应的两个基函数的信道信息，得到各方向图i的信道容量，并据此得到最优信道容量的方向图索引i^*；所述p_i(n)为第i个方向图i的导频信息，所述p_i′(n)为第i个镜像方向图的导频信息。

结合二方面的第三种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，通过电抗控制电路根据来自接收端的最大信道容量的方向图索引i^*以及所述两路输入数据s₁和s₂，调整，和 ${\mathrm{jX}}_i={\mathrm{jX}}_i^{\′},\∀i\≠i^{*}$ ，使得 $R_{i^{*}}=r_{i^{*}}\frac{s_2}{s_1}.$

本发明实施例三方面提供了一种单片射频双流传输的天线系统，包括：接收端和发射端，所述发射端为本发明实施例提供的任意一项所述的单片射频双流传输的装置；

所述接收端为至少包含两根有源天线，且有源天线均射频链路相连。

结合三方面的实现方式，在第一种可能的实现方式中，若发射端为权利要求5所述的单片射频双流传输的装置；

所述接收端，用于依据从发射端接收到的p_i(n)和p_i′(n)估计出各方向图i及其镜像的信道信息，并计算出各方向图i及其镜像所对应的两个基函数的信道信息，得到各方向图i的信道容量，并据此得到最优信道容量的方向图索引i^*；所述p_i(n)为第i个方向图i的导频信息，所述p_i′(n)为第i个镜像方向图的导频信息。

从以上技术方案可以看出，本发明实施例具有以下优点：通过引入额外的可调寄生电抗自由度，以实现双流复用，从而实现Single RF MIMO的高阶调制。该方案不用引入负电阻或者正电阻，也不用引入预编码，因此能够在实现高阶调制的同时，保证系统稳定性，节省系统功率并减轻计算负担。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简要介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为三单元ESPAR天线结构示意图；

图2(a)为16QAM调制时s₁或s₂的星座示意图；

图2(b)为16QAM调制时s₂/s₁的52个星座点示意图；

图3为R₁/3.67的星座点示意图；

图4为本发明实施例5单元的ESPAR偶极阵列结构示意图；

图5为本发明实施例16QAM调制时R₁/3.67的星座点示意图；

图6为本发明实施例16PSK调制时R₁/3.67的星座点示意图；

图7为本发明实施例方法流程示意图；

图8为本发明实施例天线系统结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部份实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例提供了一种单片射频双流传输的装置，请参阅图4，包括：

射频链路、电抗控制电路，寄生电抗、一根有源天线（图4中使用黑色填充的圆柱偶极子天线，）以及偶数M根寄生天线（图4中围绕有源天线，使用白色填充的圆柱偶极子天线），M大于2，该射频链路可以生成射频信号；需要说明的是图4中所示的每根天线的物理形态仅作为一个示意，不应理解为对本发明实施例的限定，其天线物理形态可以是单极子天线、贴片天线等等；图4中所示的M为4，实际上M只要是大于2的偶数都是可以的，图4中M个数的示意不应理解为对本发明实施例的限定。后续实施例将以图4为例对本发明实施例方案的原理及其为什么能够达到相应技术效果进行详细的举例说明。

有源天线与射频链路相连，寄生天线分别与寄生电抗相连，各寄生天线与有源天线的距离相等，相邻寄生天线之间的弧度为度；

通过电抗控制电路调节寄生电抗可使任意一对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值不等，其余对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值分别相等。

以上实施例，通过引入额外的可调寄生电抗自由度，以实现双流复用，从而实现Single RF MIMO的高阶调制。该方案不用引入负电阻或者正电阻，也不用引入预编码，因此能够在实现高阶调制的同时，保证系统稳定性，节省系统功率并减轻计算负担。以上效果的论证，在后续实施例的举例中将给出更详细的说明。

更具体地：上述装置中，数据流s₁通过射频电路生成射频信号加载到有源天线上发射出去；

电抗控制电路根据数据流s₂与s₁的输入，调整各寄生天线的电抗值，使第i对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值不相等，其余寄生天线的电抗值分别相等，使得成立，其中R_i为调整系数，参数r_i用于保证两路基函数B₀(θ)和B_i(θ)的功率相等，即；P(B₀(θ))表示基函数B₀(θ)的功率；P(B_i(θ))表示基函数B_i(θ)的功率；B₀(θ)与B_i(θ)分别为天线远场所展开的两路正交波形基函数。

本发明实施例还提供了以上天线获取方向图分集增益的实现方式，具体如下：

电抗控制电路，还用于对所有以有源天线镜像对称的寄生天线对执行如下轮询操作：设置jX_i=L1,jX_i′=L2，jX_i和jX_i′分别为第i对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗，L1和L2为设定的不相等的电抗值；其余互为镜像的寄生天线对应的电抗值分别相等，使得，用于发送第i个方向图的导频信息p_i(n)给接收端；然后设置jX_i=L2,jX_i′=L1，其余互为镜像对称的寄生天线对应的电抗分别相等，使得，用于发送第i个镜像方向图的导频信息p_i′(n)给接收端。

进一步地，上述装置，还包括：接收装置，用于接收来自接收端反馈的最大信道容量的方向图索引i^*，上述方向图索引i^*由接收端接收到的p_i(n)和p_i′(n)估计出各方向图i及其镜像的信道信息，并计算出各方向图i及其镜像所对应的两个基函数的信道信息，得到各方向图i的信道容量，并据此得到最优信道容量的方向图索引i^*；上述p_i(n)为第i个方向图i的导频信息，上述p_i′(n)为第i个镜像方向图的导频信息。

进一步地，在发射端获得分集增益的方案具体可以如下：

上述电抗控制电路，还用于根据来自接收端的最大信道容量的方向图索引i^*以及上述两路输入数据s₁和s₂，调整，和，使得 $R_{i^{*}}=r_{i^{*}}\frac{s_2}{s_1}.$

上述调整，和中的数学表达式意思为：调整i^*对应的一对寄生天线的寄生电抗和，使上述一对寄生天线的电抗值不等；调整调整i^*对应一对寄生天线以外的其他寄生天线的电抗，使上述其它寄生天线中以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值分别相等。

后续实施例将以图4为例对本发明实施例方案的原理及其为什么能够达到相应技术效果进行详细的举例说明。

如图4所示为5单元ESPAR偶极阵列结构，它包含1根有源天线和4根寄生天线，寄生天线分别与相应的寄生电抗jX₁～jX₄相连，寄生天线与有源天线之间的距离为d，相邻寄生天线之间的相邻弧度为90°。5单元的ESPAR天线可以同时传输三个数据流，但是会出与背景技术中相同的3单元ESPAR天线的问题，不能平衡基函数之间的功率。然而，如果利用5单元的ESPAR天线传输两个数据流，可以发现不但能够平衡基函数之间的功率，而且能够降低电抗的可调范围，从而降低电抗控制电路的复杂性。具体分析如下：

5单元-ESPAR天线的发射样图G(θ)可以表示为：

$G\left(\mathrm{\θ}\right)=g_{\mathrm{isol}}\left(\mathrm{\θ}\right)*\mathrm{AF}$

$=g_{\mathrm{isol}}\left(\mathrm{\θ}\right)*a\left(\mathrm{\θ}\right)*i$

$=g_{\mathrm{isol}}\left(\mathrm{\θ}\right)*\left[\begin{array}{ccccc}1& e^{-\mathrm{jkd}\cos (\mathrm{\θ}-0)}& e^{-\mathrm{jkd}\cos (\mathrm{\θ}-\mathrm{\π})}& e^{-\mathrm{jkd}\cos (\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2})}& e^{-\mathrm{jkd}\cos (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2})}\end{array}\right]{\left[\begin{array}{ccccc}{I}_0& I_1& I_2& I_3& I_4\end{array}\right]}^T$

$=g_{\mathrm{isol}}\left(\mathrm{\θ}\right)*\left[\begin{array}{ccccc}1& e^{-\mathrm{jkd}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)}& e^{\mathrm{jkd}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)}& e^{-\mathrm{jkd}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}& e^{\mathrm{jkd}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}\end{array}\right]{\left[\begin{array}{ccccc}{I}_0& I_1& I_2& I_3& I_4\end{array}\right]}^T$

其中g_isol(θ)表示只考虑单根天线存在时的发射方向图；

AF表示天线的阵列因子；

k=2π/λ，参数λ表示波长；

d表示有源天线与寄生天线之间的间隔；

θ表示辐射的离开角；

I₀表示有源天线的电流，I₁、I₂、I₃、I₄分别表示各寄生天线之间的电流。

利用欧拉公式展开，阵列因子进一步可得：

$\mathrm{AF}=I_0+(I_1+I_2)\cos \left(\mathrm{kd}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\right)+(I_3+I_4)\cos \left(\mathrm{kd}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\right)$

$+j(I_2-I_1)\sin \left(\mathrm{kd}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\right)+(I_4-I_3)\sin \left(\mathrm{kd}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\right)$

$=I_0(B_0\left(\mathrm{\θ}\right)+\frac{I_1+I_2}{I_0}{B}_0^{\′}\left(\mathrm{\θ}\right)+\frac{I_3+I_4}{I_0}{B}_0^{\′\′}\left(\mathrm{\θ}\right)j\frac{I_2-I_1}{I_0}{B}_1\left(\mathrm{\θ}\right)+j\frac{I_4-I_3}{I_0}{B}_2\left(\mathrm{\θ}\right))$

其中B₀(θ)=1；B₀′(θ)=cos(kdcos(θ）)；B₀′′(θ)=cos(kdsin(θ）)；B₁(θ)=sin(kdcos(θ）)和B₂(θ)=sin(kdsin(θ）)。

当散射体足够丰富的时候，可得：

B₀(θ)≈cB₀′(θ)≈cB₀′′(θ)，其中c≈0.9612；B₀(θ)⊥B₁(θ)⊥B₂(θ)。

因此，阵列因子可以表示为：

$\mathrm{AF}=I_0((1+\frac{I_1+I_2+I_3+I_4}{I_0}c)B_0\left(\mathrm{\θ}\right)+j\frac{I_2-I_1}{I_0}{B}_1\left(\mathrm{\θ}\right)+j\frac{I_4-I_3}{I_0}{B}_2\left(\mathrm{\θ}\right))$

$=s_1(B_0\left(\mathrm{\θ}\right)+R_1{B}_1\left(\mathrm{\θ}\right)+R_2{B}_1\left(\mathrm{\θ}\right))---\left(4\right)$

其中 $s_1=I_0(1+\frac{I_1+I_2+I_3+I_4}{I_0}c)$ 用来传输第一路数据；

调整系数1： $R_1=j\frac{\frac{I_2}{I_0}-\frac{I_1}{I_0}}{1+(\frac{I_1}{I_0}+\frac{I_2}{I_0}+\frac{I_3}{I_0}+\frac{I_4}{I_0})c}=r_1\frac{s_2}{s_1}$ ，用来传输第二路数据；

调整系数2： $R_2=j\frac{\frac{I_4}{I_0}-\frac{I_3}{I_0}}{1+(\frac{I_1}{I_0}+\frac{I_2}{I_0}+\frac{I_3}{I_0}+\frac{I_4}{I_0})c}=r_2\frac{s_3}{s_1}$ ，用来传输第三路数据。

参数r₁和r₂用来平衡第一路基函数、第二路基函数与第三路基函数三者之间的功率。下面分析如何求解

V₀=I₀Z₀₀+I₁Z₀₁+I₂Z₀₂+I₃Z₀₃+I₄Z₀₄

-jI₁X₁=I₀Z₁₀+I₁Z₁₁+I₂Z₁₂+I₃Z₁₃+I₄Z₁₄

-jI₂X₂=I₀Z₂₀+I₁Z₂₁+I₂Z₂₂+I₃Z₂₃+I₄Z₂₄

-jI₃X₃=I₀Z₃₀+I₁Z₃₁+I₂Z₃₂+I₃Z₃₃+I₄Z₃₄

-jI₄X₄=I₀Z₄₀+I₁Z₄₁+I₂Z₄₂+I₃Z₄₃+I₄Z₄₄

其中Z_ii,i=0,1,2,3,4表示天线的自阻抗；Z_ij,i≠j表示天线i与天线j的互阻抗；因此可得：

$\left[\begin{array}{c}{I}_1/I_0\\ I_2/I_0\\ I_3/I_0\\ I_4/I_0\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cccc}{Z}_{11}+{\mathrm{jX}}_1& Z_{12}& Z_{13}& Z_{14}\\ Z_{21}& Z_{22}+{\mathrm{jX}}_2& Z_{23}& Z_{24}\\ Z_{31}& Z_{32}& Z_{33}+{\mathrm{jX}}_3& Z_{34}\\ Z_{41}& Z_{42}& Z_{43}& Z_{44}+{\mathrm{jX}}_4\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{-Z}_{10}\\ {-Z}_{20}\\ {-Z}_{30}\\ {-Z}_{40}\end{array}\right]---\left(5\right)$

正如前面已经指出，利用5单元ESPAR天线传输三个数据流不能保证功率之间的平衡。但是如果利用5单元ESPAR天线传输两个数据流时，不但可以提供额外的设计自由度从而保证功率平衡的情况下实现高阶调制，而且能够降低电抗控制电路的复杂性。

根据式子（5）可得，当保证jX₃=jX₄相等时，可得I₃/I₀=I₄/I₀，代进式子（4）可得：

AF=s₁(B₀(θ)+R₁B₁(θ))

=s₁(B₀(θ)+r₁s₂B₁(θ))。

根据上式，5单元ESPAR天线可以保证同时传输两个数据流。当r₁=3.67时，两路基函数的功率分配相等，即。总的来说，上述方法就是保证jX₃=jX₄，从而砍去第三个数据流，通过调整jX₁、jX₂和jX₃=jX₄，从而调整I₁/I₀，I₂/I₀，I₃/I₀=I₄/I₀使得和R₂=0。相同分析可以得到jX₁=jX₂，从而砍去第二个数据流，通过调整jX₃、jX₄和jX₁=jX₂，从而调整I₃/I₀，I₄/I₀，I₁/I₀=I₂/I₀使得R₁=0和 $R_2=r_2\frac{s_3}{s_1}.$

以下就几种调制的实现进行举例说明：

一、16QAM调制：

假定jX₁、jX₂、jX₃=jX₄分别从-100j到-1j变化，最小步长为-1j；当r=3.67，幅度偏差满足，角度偏差满足，就停止穷举搜索，得到如图5所示R₁/3.67的星座点，从图5中可以发现这些星座点与s₂/s₁基本上是吻合的。

二、16PSK调制：

在16PSK调制中，改变的参数只是信号的相位，因此s₁或s₂的星座点实际上就是s₂/s₁的星座点。假定jX₁、jX₂、jX₃=jX₄分别从-100j到-1j变化，最小步长为-1j；当r=3.67，幅度偏差满足，角度偏差满足，就停止穷举搜索，得到如图6所示R₁/3.67的星座点，从图6中可以发现这些星座点与s₂/s₁基本上是吻合的。

设置jX₁、jX₂、jX₃=jX₄分别从-50j到-0.5j变化，最小步长为-0.5j；仍然可以满足幅度偏差条件和相位偏差条件，因此相比与传统的3单元ESPAR阵列，每一个电抗值的可调范围均可以缩小一半。综上，本发明实施例方案能够有效地降低设计电路设计的复杂度。

由前述5单元ESPAR偶极阵列的分析可知，既可以通过调整jX₁、jX₂和jX₃=jX₄传输两路数据流，也可以通过调整jX₃、jX₄和jX₁=jX₂传输两路数据流。保证哪一对以有源天线镜像对称的寄生天线电抗值不相等，其余的以有源天线镜像对称的寄生天线电抗值分别相等，会改变发射天线的方向图以及它的镜像。假设调整jX₁、jX₂和jX₃=jX₄，我们可以得到方向图1以及它的镜像；对应地，如果调整jX₃、jX₄和jX₁=jX₂，我们可以得到方向图2以及它的镜像。本发明还提供了如何选取方向图进行传输从而获得方向图分集增益的实施例。具体如下：

一、信道估计阶段

针对5单元ESPAR偶极阵列，这里将导频序列划分为四块：第一和第二块用于方向图1的信道估计；第三和第四块用于方向图2的信道估计。因此：

第一块：发射端调整jX₁=L1、jX₂=L2和jX₃=jX₄=L3发射BPSK数据使得R₁=r₁s₂/s₁=r₁，接收端第一根天线估计得到方向图1的信道值为

第二块：发射端调整jX₁=L2、jX₂=L1和jX₃=jX₄=L3发射BPSK数据使得R₁=r₁s₂/s₁=-r₁，接收端第一根天线估计得到镜像方向图1的信道值为

第三块：发射端调整jX₃=L1、jX₄=L2和jX₁=jX₂=L3发射BPSK数据使得R₂=r₂s₂/s₁=r₂，接收端第一根天线估计得到方向图2的信道值为

第四块：发射端调整jX₃=L2、jX₄=L1和jX₁=jX₂=L3发射BPSK数据使得R₂=r₂s₂/s₁=-r₂，接收端第一根天线估计得到镜像方向图2的信道值为

假定接收端安装两根接收天线，因此对于第二根接收天线，可以估计得到和

二、基函数信道响应计算

设第一根接收天线在接收方向图1及其镜像时两个基函数B₀(θ)与B₁(θ)的信道响应分别为：和，并由下式求出：

$h_{{\mathrm{\Σ}}_1,1}=\frac{1}{\sqrt{2}}(h_{{\mathrm{\ξ}}_1,1}^1+h_{{\mathrm{\ξ}}_1,2}^1)$

$h_{{\mathrm{\Δ}}_1,1}=\frac{1}{\sqrt{2}}(h_{{\mathrm{\ξ}}_1,1}^1-h_{{\mathrm{\ξ}}_1,2}^1)$

设第二根接收天线在接收方向图1及其镜像时两个基函数B₀(θ)与B₁(θ)的信道响应分别为：和，并由下式求出：

$h_{{\mathrm{\Σ}}_1,2}=\frac{1}{\sqrt{2}}(h_{{\mathrm{\ξ}}_1,1}^2+h_{{\mathrm{\ξ}}_1,2}^2)$

$h_{{\mathrm{\Δ}}_1,2}=\frac{1}{\sqrt{2}}(h_{{\mathrm{\ξ}}_1,1}^2-h_{{\mathrm{\ξ}}_1,2}^2)$

设第一根接收天线在接收方向图2及其镜像时两个基函数B₀(θ)与B₁(θ)的信道响应分别为：和，并由下式求出：

$h_{{\mathrm{\Σ}}_2,1}=\frac{1}{\sqrt{2}}(h_{{\mathrm{\ξ}}_2,1}^1+h_{{\mathrm{\ξ}}_2,2}^1)$

$h_{{\mathrm{\Δ}}_2,1}=\frac{1}{\sqrt{2}}(h_{{\mathrm{\ξ}}_2,1}^1-h_{{\mathrm{\ξ}}_2,2}^1)$

设第二根接收天线在接收方向图2及其镜像时两个基函数B₀(θ)与B₁(θ)的信道响应分别为：和，并由下式求出：

$h_{{\mathrm{\Σ}}_2,2}=\frac{1}{\sqrt{2}}(h_{{\mathrm{\ξ}}_2,1}^2+h_{{\mathrm{\ξ}}_2,2}^2)$

$h_{{\mathrm{\Δ}}_2,2}=\frac{1}{\sqrt{2}}(h_{{\mathrm{\ξ}}_2,1}^2-h_{{\mathrm{\ξ}}_2,2}^2)$

三、信道容量计算

根据方向图1及其镜像，接收端得到一个2×2的MIMO阵列：

$H_1=\left[\begin{array}{cc}{h}_{{\mathrm{\Σ}}_1,1}& h_{{\mathrm{\Δ}}_1,1}\\ h_{{\mathrm{\Σ}}_1,2}& h_{{\mathrm{\Δ}}_1,2}\end{array}\right];$

根据方向图2及其镜像，接收端得到一个2×2的MIMO阵列：

$H_2=\left[\begin{array}{cc}{h}_{{\mathrm{\Σ}}_2,1}& h_{{\mathrm{\Δ}}_2,1}\\ h_{{\mathrm{\Σ}}_2,2}& h_{{\mathrm{\Δ}}_2,2}\end{array}\right];$

根据香农公式可以得到各方向图及其镜像的信道容量，即：

$C_i={\log }_2\det (I_{2\×2}+\frac{P_{\mathrm{total}}}{2\×{\mathrm{\σ}}^2}{H}_i{H}_i^H);i=\mathrm{1,2},...$

其中P_total表示发射总功率，σ²表示噪声功率。

以上方案，可以总结为：

发射端设置jX_i=L1,jX_i′=L2，jX_i和jX_i′分别为发射端的第i对互为镜像的寄生天线的电抗，L1和L2为设定的不相等的电抗值；其余互为镜像的寄生天线对应的电抗值分别相等，发送第i个方向图的导频信息p_i(n)给接收端，使然后设置jX_i=L2,jX_i′=L1，其余互为镜像的寄生天线对应的电抗分别相等，发送第i个镜像方向图的导频信息p_i′(n)给接收端，使；轮询所有以有源天线为中心的镜像寄生天线对。

然后，接收端根据接收的p_i(n)和p_i′(n)估计出各方向图i及其镜像的信道信息，并计算出各方向图i及其镜像所对应的两个基函数的信道信息，得到各方向图i的信道容量；上述p_i(n)为第i个方向图i的导频信息，上述p_i′(n)为第i个镜像方向图的导频信息；向发射端反馈最优信道容量的方向图索引i^*。

最后，发射端根据最优信道容量的方向图索引i^*以及两路输入数据s₁和s₂，调整，和 ${\mathrm{jX}}_i={\mathrm{jX}}_i^{\′},\∀i\≠i^{*}$ ，使得 $R_{i^{*}}=r_{i^{*}}\frac{s_2}{s_1}.$

对应地，本发明实施例还提供了一种单片射频双流传输的装置的使用方法，如图7所示，包括：

701：获得单片射频双流传输的装置，请参阅图4，并可一并参阅装置实施例，包括：上述单片射频双流传输的装置包括：一根有源天线，它与射频链路相连，射频链路、电抗控制电路，寄生电抗、一根有源天线以及偶数M根寄生天线，M大于2；有源天线与射频链路相连，寄生天线分别与寄生电抗相连，各寄生天线与有源天线的距离相等，相邻寄生天线之间的弧度为度；

702：通过电抗控制电路调节寄生电抗使任意一对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值不等，其余对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值分别相等。

以上实施例，通过引入额外的寄生电抗自由度，以实现双流复用，从而实现SingleRF MIMO的高阶调制。该方案不用引入负电阻或者正电阻，也不用引入预编码，因此能够在实现高阶调制的同时，保证系统稳定性，节省系统功率并减轻计算负担。

进一步地，若电抗值不等的寄生天线为第i对寄生天线还包括：

将数据流s₁通过射频电路加载到有源天线上发射出去；

根据数据流s₂与s₁的输入，通过电抗控制电路调整各寄生天线的电抗值，使第i对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值不等，其余寄生天线的电抗值分别相等，使得成立，其中R_i为调整系数参数r_i用于保证两路基函数B₀(θ)和B_i(θ)的功率相等，即；P(B₀(θ))表示基函数B₀(θ)的功率；P(B_i(θ))表示基函数B_i(θ)的功率；B₀(θ)与B_i(θ)分别为天线远场所展开的两路正交波形基函数。

本发明实施例还提供了使用以上天线获取方向图分集增益的实现方式，具体如下：

上述方法还包括：

通过电抗控制电路对所有以有源天线镜像对称的寄生天线对执行如下轮询操作：设置jX_i=L1,jX_i′=L2，jX_i和jX_i′分别为发射端的第i对互为镜像的寄生天线的电抗，L1和L2为设定的不相等的电抗值；其余互为镜像的寄生天线对应的电抗值分别相等，使得，用于发送第i个方向图i的导频信息p_i(n)给接收端；然后设置jX_i=L2,jX_i′=L1，其余互为镜像的寄生天线对应的电抗分别相等，使得，用于发送第i个镜像方向图的导频信息p_i′(n)给接收端。

进一步地，上述方法还包括：通过接收装置接收来自接收端反馈的最大信道容量的方向图索引i^*，上述方向图索引i^*由接收端接收到p_i(n)和p_i′(n)估计出各方向图i及其镜像的信道信息，并计算出各方向图i及其镜像所对应的两个基函数的信道信息，得到各方向图i的信道容量，并据此得到最优信道容量的方向图索引i^*；上述p_i(n)为第i个方向图i的导频信息，上述p_i′(n)为第i个镜像方向图的导频信息。

进一步地，进一步地，在发射端获得分集增益的方案具体可以如下：

通过电抗控制电路根据来自接收端的最大信道容量的方向图索引i^*以及上述两路输入数据s₁和s₂，调整，和 ${\mathrm{jX}}_i={\mathrm{jX}}_i^{\′},\∀i\≠i^{*}$ ，使得 $R_{i^{*}}=r_{i^{*}}\frac{s_2}{s_1}.$

上述调整，和中的数学表达式意思为：调整i^*对应的一对寄生天线的寄生电抗和，使上述一对寄生天线的电抗值不等；调整调整i^*对应一对寄生天线以外的其他寄生天线的电抗，使上述其它寄生天线中以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值分别相等。

本发明实施例还提供了一种单片射频双流传输的天线系统，如图8所示，包括：接收端801和发射端802，其特征在于，上述发射端802为本发明实施例提供的任意一项的单片射频双流传输的装置；上述接收端801为至少包含两根有源天线，且有源天线均射频链路相连。

请求发射端，如图4所示为5单元ESPAR偶极阵列结构，它包含1根有源天线和4根寄生天线，寄生天线分别与相应的寄生电抗jX₁～jX₄相连，寄生天线与有源天线之间的距离为d，相邻寄生天线之间的相邻弧度为90°。5单元的ESPAR天线可以同时传输三个数据流，但是会出与背景技术中相同的3单元ESPAR天线的问题，不能平衡基函数之间的功率。然而，如果利用5单元的ESPAR天线传输两个数据流，可以发现不但能够平衡基函数之间的功率，而且能够降低电抗的可调范围，从而降低电抗控制电路的复杂性。具体的如何能够达到该技术效果，在前述实施例中已经有更详细的论述，在此不再赘述。

进一步地，由前述5单元ESPAR偶极阵列的分析可知，既可以通过调整jX₁、jX₂和jX₃=jX₄传输两路数据流，也可以通过调整jX₃、jX₄和jX₁=jX₂传输两路数据流。保证哪一对以有源天线镜像对称的寄生天线电抗值不相等，其余的以有源天线镜像对称的寄生天线电抗值分别相等，会改变发射天线的方向图以及它的镜像。假设调整jX₁、jX₂和jX₃=jX₄，我们可以得到方向图1以及它的镜像；对应地，如果调整jX₃、jX₄和jX₁=jX₂，我们可以得到方向图2以及它的镜像。本发明还提供了如何选取方向图进行传输从而获得方向图分集增益的实施例。为了实现获取方向图分集增益，本发明实施例提供了具体如下方案：发射端802上述电抗控制电路，还用于根据来自接收端801的最大信道容量的方向图索引i^*以及两路输入数据s₁和s₂，调整，和 ${\mathrm{jX}}_i={\mathrm{jX}}_i^{\′},\∀i\≠i^{*}$ ，使得 $R_{i^{*}}=r_{i^{*}}\frac{s_2}{s_1}.$

上述接收端801，用于依据从发射端802接收到的p_i(n)和p_i′(n)估计出各方向图i及其镜像的信道信息，并计算出各方向图i及其镜像所对应的两个基函数的信道信息，得到各方向图i的信道容量，并据此得到最优信道容量的方向图索引i^*；上述p_i(n)为第i个方向图i的导频信息，上述p_i′(n)为第i个镜像方向图的导频信息。

值得注意的是，上述天线实施例中，所包括的各个单元只是按照功能逻辑进行划分的，但并不局限于上述的划分，只要能够实现相应的功能即可；另外，各功能单元的具体名称也只是为了便于相互区分，并不用于限制本发明的保护范围。另外，本领域普通技术人员可以理解实现上述各方法实施例中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，相应的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明实施例揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种单片射频双流传输的装置，其特征在于，包括：

射频链路、电抗控制电路，寄生电抗、一根有源天线以及偶数M根寄生天线，M大于2；

所述射频链路用于产生射频信号；

有源天线与射频链路相连，寄生天线分别与寄生电抗相连，各寄生天线与有源天线的距离相等，相邻寄生天线之间的弧度为度；

通过电抗控制电路调节寄生电抗可使任意一对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值不等，其余对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值分别相等；

其中，数据流s₁通过所述射频链路加载到有源天线上发射出去；

电抗控制电路根据两路数据流s₂与s₁的输入，调整各寄生天线的电抗值，使第i对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值不相等，其余对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值分别相等，使得成立，其中R_i为调整系数，参数r_i用于保证两路基函数B₀(θ)和B_i(θ)的功率相等，即P(B₀(θ))＝r_i ²P(B_i(θ))；P(B₀(θ))表示基函数B₀(θ)的功率；P(B_i(θ))表示基函数B_i(θ)的功率；B₀(θ)与B_i(θ)分别为天线远场所展开的两路正交波形基函数。

2.根据权利要求1所述装置，其特征在于，

电抗控制电路，还用于对所有以有源天线镜像对称的寄生天线对执行如下轮询操作：设置jX_i＝L1,jX′_i＝L2，jX_i和jX′_i分别为第i对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗，L1和L2为设定的不相等的电抗值；其余互为镜像的寄生天线对应的电抗值分别相等，使得用于发送第i个方向图的导频信息p_i(n)给接收端；然后设置jX_i＝L2,jX′_i＝L1，其余互为镜像对称的寄生天线对应的电抗分别相等，使得用于发送第i个镜像方向图的导频信息p′_i(n)给接收端。

3.根据权利要求2所述装置，其特征在于，还包括：

接收装置，用于接收来自接收端反馈的最大信道容量的方向图索引i^*，所述方向图索引i^*由接收端接收到的p_i(n)和p′_i(n)估计出各方向图及其镜像的信道信息，并计算出各方向图及其镜像所对应的两个基函数的信道信息，得到各方向图的信道容量，并据此得到最优信道容量的方向图索引i^*；所述p_i(n)为第i个方向图的导频信息，所述p′_i(n)为第i个镜像方向图的导频信息。

4.根据权利要求3所述装置，其特征在于，

所述电抗控制电路，还用于根据来自接收端的最大信道容量的方向图索引i^*以及所述两路输入数据流s₁和s₂，调整和使得

其中，和分别为i^*对应的一对寄生天线的寄生电抗，为调整系数，用于保证两路基函数B₀(θ)和的功率相等。

5.一种单片射频双流传输的装置的使用方法，其特征在于，包括：

获得单片射频双流传输的装置，所述单片射频双流传输的装置包括：一根有源天线，它与射频链路相连，射频链路、电抗控制电路，寄生电抗、以及偶数M根寄生天线，M大于2；寄生天线分别与寄生电抗相连，各寄生天线与有源天线的距离相等，相邻寄生天线之间的弧度为度；

通过电抗控制电路调节寄生电抗使任意一对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值不等，其余对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值分别相等；

其中，还包括：

将数据流s₁通过所述射频链路加载到有源天线上发射出去；

根据两路数据流s₂与s₁的输入，通过电抗控制电路调整各寄生天线的电抗值，使第i对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值不等，其余对以有源天线镜像对称的寄生天线的电抗值分别相等，使得成立，其中R_i为调整系数，参数r_i用于保证两路基函数B₀(θ)和B_i(θ)的功率相等，即P(B₀(θ))＝r_i ²P(B_i(θ))；P(B₀(θ))表示基函数B₀(θ)的功率；P(B_i(θ))表示基函数B_i(θ)的功率；B₀(θ)与B_i(θ)分别为天线远场所展开的两路正交波形基函数。

6.根据权利要求5所述方法，其特征在于，还包括：

通过电抗控制电路对所有以有源天线镜像对称的寄生天线对执行如下轮询操作：设置jX_i＝L1,jX′_i＝L2，jX_i和jX′_i分别为发射端的第i对互为镜像的寄生天线的电抗，L1和L2为设定的不相等的电抗值；其余互为镜像的寄生天线对应的电抗值分别相等，使得用于发送第i个方向图的导频信息p_i(n)给接收端；然后设置jX_i＝L2,jX′_i＝L1，其余互为镜像的寄生天线对应的电抗分别相等，使得用于发送第i个镜像方向图的导频信息p′_i(n)给接收端。

7.根据权利要求6所述方法，其特征在于，还包括：

通过接收装置接收来自接收端反馈的最大信道容量的方向图索引i^*，所述方向图索引i^*由接收端接收到p_i(n)和p′_i(n)估计出各方向图及其镜像的信道信息，并计算出各方向图及其镜像所对应的两个基函数的信道信息，得到各方向图的信道容量，并据此得到最优信道容量的方向图索引i^*；所述p_i(n)为第i个方向图的导频信息，所述p′_i(n)为第i个镜像方向图的导频信息。

8.根据权利要求7所述方法，其特征在于，还包括：

通过电抗控制电路根据来自接收端的最大信道容量的方向图索引i^*以及所述两路输入数据流s₁和s₂，调整和使得

其中，和分别为i^*对应的一对寄生天线的寄生电抗，为调整系数，用于保证两路基函数B₀(θ)和的功率相等。

9.一种单片射频双流传输的天线系统，包括：接收端和发射端，其特征在于，所述发射端为权利要求1至4任意一项所述的单片射频双流传输的装置；

所述接收端为至少包含两根有源天线，且有源天线均与射频链路相连。

10.根据权利要求9所述天线系统，其特征在于，若发射端为权利要求4所述的单片射频双流传输的装置；

所述接收端，用于依据从发射端接收到的p_i(n)和p′_i(n)估计出各方向图及其镜像的信道信息，并计算出各方向图及其镜像所对应的两个基函数的信道信息，得到各方向图的信道容量，并据此得到最优信道容量的方向图索引i^*；所述p_i(n)为第i个方向图的导频信息，所述p′_i(n)为第i个镜像方向图的导频信息。