KR100685241B1

KR100685241B1 - 스위칭 전원장치 및 스위칭 전원장치의 제어방법

Info

Publication number: KR100685241B1
Application number: KR1020057010601A
Authority: KR
Inventors: 도모야스 야마다; 마사아키 시마다
Original assignee: 산켄덴키 가부시키가이샤
Priority date: 2002-12-24
Filing date: 2003-12-09
Publication date: 2007-02-22
Anticipated expiration: 2023-12-09
Also published as: CN100505494C; US7272018B2; KR20050085544A; JP4229068B2; JPWO2004059822A1; CN1726631A; US20060056210A1; WO2004059822A1

Abstract

NMOS(22)가 ON, OFF됨으로써, 직류전압(E₀)이 콘덴서(24)에 충전되고, DC/DC변환회로(30)가 부하(L)에 공급하는 직류출력전압(V₀)을 콘덴서(34)에 충전한다. 부하상태검출회로(40)는 부하(L)가 경부하상태인지 비경부하상태인지를 판별하고, 판별신호로서 신호(S40)를 출력한다. 부하상태검출회로(40)가 경부하상태인 것을 나타내는 신호로서 “L”의 신호(S41)를 출력하면, 기간설정회로(41)는 미리 설정된 시간경과후에, “L”의 신호(S41)를 출력한다. PFC ON/OFF전환회로(42)는 “L”의 신호(S41)가 공급되어, “L”의 제어신호(S25)를 역률개선회로(20)에 출력한다. 따라서, 부하(L)가 경부하상태로 되었을 때에는 미리 설정된 시간이 경과했을 때에 역률개선회로(20)의 동작이 정지된다.

역률개선회로, 스위칭전원장치, 부하상태검출회로, PFC부 제어회로, 기한설정회로.

Description

스위칭 전원장치 및 스위칭 전원장치의 제어방법{SWITCHING POWER SUPPLY DEVICE, AND METHOD FOR CONTROLLING SWITCHING POWER SUPPLY DEVICE}

본 발명은 역률개선회로를 탑재한 스위칭 전원장치에 관한 것이다.

도 11은 종래의 스위칭 전원장치를 도시하는 회로도이다.

이 스위칭 전원장치에서는 교류전원(1)에 접지된 전파(全波)정류회로(2)의 출력측에 설치된 역률개선회로(Power Factor Improvement Circuit)와, 역률개선회로의 출력측에 설치된 DC/DC변환회로를 갖는다. 스위칭 전원장치가 역률개선회로를 구비함으로써, DC/DC변환회로의 입력 전해콘덴서의 용량을 작게 할 수 있다.

역률개선회로는 코일(3)과, N채널형 MOSFET(이하, NMOS라 한다)(4)와, 다이오드(5)와, 콘덴서(6)와, PFC부 제어회로(7)를 구비하고 있다.

역률개선회로에서는 PFC부 제어회로(7)가 출력하는 제어신호에 의해서 NMOS(4)가 ON, OFF되고, 코일(3)에 스위칭전류를 반복해서 흘린다. 스위칭전류는 전파정류회로(2)가 발생하는 맥동전압의 순시(瞬時)값에 비례한다. 스위칭전류가 흐름으로써 코일(3)에 에너지가 축적되고, 그 에너지가 다이오드(5)를 통하여 직류전압화되고 콘덴서(6)에 충전된다.

DC/DC변환회로는 트랜스(변압기)(8)와, NMOS(9)와, 다이오드(10)와, 콘덴서 (11)와, DC/DC부 제어회로(12)와, 출력전압검출회로(13)를 구비하고 있다.

DC/DC부 제어회로(12)는 NMOS(9)의 ON, OFF를 제어하는 회로이며, DC/DC부 제어회로(12)의 출력단자는 NMOS(9)의 게이트와 접속되어 있다. 출력전압검출회로(13)는 콘덴서(11)의 충전전압을 검출하고, DC/DC부 제어회로(12)에 인가하는 회로이다.

이 스위칭 전원장치에는 또한 부하상태검출회로(14)와, PFC ON/OFF전환회로(15)가 설치되어 있다. 부하상태검출회로(14)는 DC/DC부 제어회로(12)에 접속되어 있다. 부하상태검출회로(14)와 역률개선회로의 PFC부 제어회로(7) 사이에 PFC ON/OFF전환회로(15)가 배비되어 있다. PFC ON/OFF전환회로(15)는 PFC부 제어회로(7)를 기동시키거나 또는 정지시키는 것이다.

이 스위칭 전원장치에서는 PFC부 제어회로(7)가 발생하는 제어신호에 의거하여 NMOS(4)가 ON, OFF된다. NMOS(4)가 ON되었을 때에, 코일(3)에 스위칭전류가 흘러 에너지가 축적된다. NMOS(4)가 OFF된 기간에 그 에너지가 다이오드(5)를 통하여 콘덴서(6)에 공급되어, 콘덴서(6)가 충전된다. 콘덴서(6)에는 교류전원(1)이 발생하는 교류전압보다도 높은 전압(E₀)으로 충전된다.

한편, DC/DC부 제어회로(12)가 NMOS(9)의 게이트에 인가하는 제어신호에 의해 NMOS(9)가 ON, OFF된다. NMOS(9)가 ON되었을 때에, 콘덴서(6)로부터 트랜스(8)의 1차권선(8a)에 스위칭전류가 흘러 에너지가 축적된다. NMOS(9)가 OFF되었을 때, 그 에너지가 다이오드(10)를 통하여 콘덴서(11)에 충전된다. 콘덴서(11) 에는 부하(16)에 공급하기 위한 직류전압(V₀)이 충전된다.

출력전압검출회로(13)는 직류전압(V₀)의 레벨을 검출하고, 직류전압(V₀)의 레벨을 나타내는 전압신호를 DC/DC부 제어회로(12)에 인가한다. DC/DC부 제어회로(12)는 출력전압검출회로(13)로부터 인가된 전압신호에 의거하여, NMOS(9)를 ON, OFF하는 타이밍을 설정하는 제어신호를 발생한다. 이 제어신호에 의해 NMOS(9)는 ON, OFF된다. 부하상태검출회로(14)는 이 제어신호의 듀티비에 의거해서 부하(16)의 부하상태가 경부하인지, 중부하인지를 나타내는 검출결과를 출력한다.

검출결과가 중부하인 것을 나타낼 때에는 PFC ON/OFF전환회로(15)는 PFC부 제어회로(7)로부터 제어신호를 발생시켜 스위칭동작을 계속시키고, 그 결과에서 얻어지는 에너지를 콘덴서(6)에 충전시킨다.

반대로, 검출결과가 경부하인 것을 나타낼 때에는 PFC ON/OFF전환회로(15)는 PFC부 제어회로(7)로부터의 제어신호를 저레벨(“L”)로 고정시키고, 스위칭동작을 정지시킨다. 이에 따라, 스위칭전류에 의해서 생긴 에너지의 콘덴서(6)로의 충전이 정지한다. 역률개선회로의 동작이 정지하면, 그만큼 소비전력은 저하한다. 이 상태에서는 DC/DC변환회로만이 동작한다.

이와 같이, 종래의 역률개선회로를 탑재한 스위칭 전원장치에는 부하의 상태에 의거해서 역률개선회로의 동작을 정지시키는 장치가 있었다(예를 들면, 일본국 특개평 8-111975호 공보 참조).

전술한 바와 같이, 종래의 스위칭 전원장치에서는 부하(16)가 가벼운 경우에 는 역률개선회로의 동작이 정지하므로, 저소비전력화를 실현할 수 있다. 그러나, 역률개선회로가 기동을 개시하고나서 역률개선회로의 출력전압이 소정전압에 도달하기까지 일정의 기동시간을 요하기 때문에, 경부하와 중부하가 교대로 반복되면, 불합리가 생긴다. 그 내용을 도 12를 참조하면서 설명한다.

도 12는 종래의 스위칭 전원장치의 과제를 설명하기 위한 타이밍도이다.

부하(16)의 소비전력이 많아 부하(16)가 무거울 때에는 부하(16)에 흐르는 부하전류(I₀)가 증가하고, 부하(16)의 소비전력이 적어 부하(16)가 가벼울 때에는 부하(16)에 흐르는 부하전류(I₀)가 감소하여, 콘덴서(11)의 충전전압(V₀)이 변동하려 한다. DC/DC부 제어회로(12)는 출력전압검출회로(13)에서 검출되는 전압이 일정하게 되는 바와 같은 제어신호를 발생하여, NMOS(9)의 ON, OFF되는 타이밍을 설정한다.

여기서, 예를 들면 시각 t1에서 부하(16)가 소정값을 하회하면, 제어신호의 듀티비가 변화한다. 부하상태검출회로(14)는 그 듀티비로부터 부하(16)의 상태를 검출하고, 부하(16)가 가벼운 기간에, 예를 들면 저레벨(이하, “L”이라 한다)의 신호(S14)를 발생한다. “L”의 신호(S14)가 발생하고 있는 기간에는 PFC ON/OFF전환회로(15)에 의해, PFC부 제어회로(7)로부터 NMOS(4)에 인가하는 제어신호가 “L”로 고정되며, 역률개선회로가 정지한다. 즉, NMOS(4)의 스위칭이 정지된다.

역률개선회로가 정지함으로써, 콘덴서(6)의 충전전압(E₀)이 강하(降下)한다. 역률개선회로가 정지된 채이면, 콘덴서(6)의 충전전압(E₀)은 전파정류회로(2)가 발 생하는 맥동전압의 대략 실효값 E₁로 된다.

시각 t2에서 부하(16)가 재차 무거워져 역률개선회로가 동작을 개시해도, 역률개선회로의 출력전압이 소정전압에 도달하기 까지 일정한 기동시간을 요한다. 그 동안에, 스위칭 전원장치의 부하는 무거우므로, 시각 t2부터 콘덴서(6)의 충전전압(E₀)은 급격히 강하한다. 충전전압(E₀)은 그 후의 시각 t3부터 완만히 상승한다.

콘덴서(6)의 충전전압(E₀)이 완전히 상승하기까지, 재차 시각 t4에서 부하(16)가 가벼워지면, 재차 역률개선회로의 동작이 정지하여 콘덴서(6)의 충전전압(E₀)이 그 때의 전압부터 강하를 개시한다.

이상과 같이, 부하(16)가 가벼워지는 상태와 무거워지는 상태가 교대로 나타나면, 콘덴서(6)의 충전전압(E₀)이 대폭 떨어지는 기간 t12∼t13, t15∼t16, t17∼t18이 발생한다. 전압값 E₂[V]를 DC/DC변환회로가 출력전압(V₀)을 일정하게 유지하기 위한 최저한 필요한 전압으로 하면, 기간 t12∼t13, t15∼t16, t17∼t18에 있어서, 콘덴서(6)의 충전전압(E₀)이 이 충전전압값 E₂[V]를 하회하고, DC/DC변환회로의 출력전압은 저하(딥 : dip)한다.

[발명의 개시]

본 발명은 부하가 변동해도 출력전압을 유지하는 것이 가능한 스위칭 전원장치 및 스위칭 전원장치의 제어방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 제 1 관점에 관한 전원장치는

기동되어 충전소자(24, 54)를 충전하는 충전부(20, 50)와,

상기 충전소자(24, 54)의 제 1 직류전압에 의거해서 제 2 직류전압을 생성하고, 생성된 제 2 직류전압을 부하(L)에 인가하는 직류전압생성부(30, 60)와,

상기 충전부(20, 50)를 기동하는 동시에, 상기 직류전압생성부(30, 60)가 상기 제 2 직류전압을 인가하는 상기 부하(L)의 상태가 경부하상태인지 아닌지를 판별하고, 상기 부하(L)가 경부하상태로 되었다고 판별하면, 상기 부하(L)가 경부하상태로 되었다고 판별하고 나서, 미리 설정된 시간이 경과했을 때에, 상기 충전부(20, 50)의 상기 충전소자(24, 54)로의 충전동작을 정지시키는 동작제어부(40, 41, 42, 70, 71, 72, 80, 90, 100)를 구비한 것을 특징으로 한다.

본 발명의 제 2 관점에 관한 전원장치의 제어방법은

기동되어 충전소자(24, 54)를 충전하는 충전부(20, 50)와,

상기 충전소자(24, 54)의 제 1 직류전압에 의거해서 제 2 직류전압을 생성하고, 생성된 제 2 직류전압을 부하(L)에 인가하는 직류전압생성부(30, 60)를 구비한 전원장치를 제어하는 제어방법에 있어서,

상기 부하(L)가 경부하상태인지 아닌지를 판별하는 스텝과,

상기 부하(L)가 경부하상태로 되었다고 판별하면, 상기 미리 설정된 시간이 경과했을 때에, 상기 충전부(20, 50)의 동작을 정지시키는 스텝을 구비한 것을 특징으로 한다.

도 1은 본 발명의 제 1 실시형태에 관한 스위칭 전원장치를 도시하는 구성도,

도 2는 도 1중의 DC/DC부 제어회로, 출력전압검출회로 및 부하상태검출회로를 도시하는 회로도,

도 3은 도 1중의 기간설정회로를 도시하는 회로도,

도 4는 도 1중의 PFC ON/OFF전환회로를 도시하는 회로도,

도 5는 도 1의 DC/DC 변환회로(30)의 출력전압의 상태를 설명하기 위한 타이밍도,

도 6은 본 발명의 제 2 실시형태에 관한 스위칭 전원장치를 도시하는 구성도,

도 7은 기간설정회로의 변형예를 도시하는 회로도,

도 8은 부하상태검출회로의 변형예를 도시하는 회로도,

도 9는 PFC ON/OFF전환회로의 변형예를 도시하는 회로도,

도 10은 PFC ON/OFF전환회로의 다른 변형예를 도시하는 회로도,

도 11은 종래의 스위칭 전원장치를 도시하는 구성도,

도 12는 종래의 스위칭 전원장치의 과제를 설명하기 위한 타이밍도.

[발명을 실시하기 위한 최량의 형태]

<제 1 실시형태>

본 발명의 제 1 실시형태에 관한 스위칭 전원장치는 도 1에 도시하는 바와 같이, 역률개선회로(20)와, DC/DC변환회로(30)와, 부하상태검출회로(40)와, 기간설정회로(41)와, PFC ON/OFF전환회로(42)를 구비하고, 부하(L)에 직류전압(V₀)을 공급한다.

전파(全波)정류회로(2)는 교류전원(1)이 발생하는 교류전압을 정류해서 역률개선회로(20)에 맥류전압을 인가한다.

역률개선회로(20)는 전파정류회로(2)의 출력단에 접속되며, 스위칭전류를 맥류전압에 추종하도록 제어함으로써 역률을 개선하는 회로이다. 역률개선회로(20)는 비절연형이며, 코일(21)과, NMOS(22)와, 다이오드(23)와, 콘덴서(24)와, PFC부 제어회로(25)를 구비하고 있다.

코일(21)의 일단은 전파정류회로(2)의 양극(정극)에 접속되고, 코일(21)의 타단이, 스위칭소자인 NMOS(22)의 드레인과 다이오드(23)의 애노드에 접속되어 있다. NMOS(22)의 소스는 전파정류회로(2)의 음극(부극)에 접속되어 있다. 다이오드(23)의 캐소드는 충전소자로서의 콘덴서(24)의 한쪽의 전극에 접속되고, 콘덴서(24)의 다른쪽의 전극은 전파정류회로(2)의 음극에 접속되어 있다.

PFC부 제어회로(25)는 NMOS(22)에 제어신호(S25)를 공급하여, 역률개선회로(20) 전체를 제어하기 위한 회로로서, 도 4에 도시하는 바와 같이, 타이밍제어회로(25a)를 구비하고 있다. 타이밍제어회로(25a)는 NMOS(22)에 공급하는 제어신호(S25)를 생성하는 회로이며, 그의 출력단자는 도 1에 도시하는 바와 같이 NMOS(22) 의 게이트에 접속되어 있다. 콘덴서(24)의 충전전압(E₀)이 역률개선회로(20)의 출력전압으로 된다.

NMOS(22)는 PFC부 제어회로(25)로부터 출력된 제어신호(S25)의 레벨이 고레벨(이하, “H”라 한다)로 되면 ON되고, 저레벨(이하, “L”이라 한다)로 되면 OFF된다. NMOS(22)가 ON, OFF되면, 역률개선회로(20)는 동작을 개시하며 콘덴서(24)를 충전한다.

콘덴서(24)는 DC/DC변환회로(30)의 입력전해 콘덴서이며, 역률개선회로(20)에 의해서 충전되는 충전소자이다. 콘덴서(24)의 충전전압(E₀)은 역률개선회로(20)의 동작이 정지해 있는 경우, 전파정류회로(2)가 인가한 맥류전압의 피크값 부근에서 충전된다. 콘덴서(24)의 충전전압(E₀)은 대략 맥류전압의 실효값으로 된다.

역률개선회로(20)는 동작하고 기동시간을 경과하면, 콘덴서(24)를, 교류전원(1)에서 발생하는 교류전압보다도 높은 전압으로 충전한다. 이 때의 콘덴서(24)의 충전전압(E₀)을 전압 E₁로 한다.

DC/DC변환회로(30)는 역률개선회로(20)의 출력전압(E₀)을 전압변환하고, 이 전압을 부하(L)에 인가하기 위한 회로이다. DC/DC변환회로(30)는 PWM(Pulse Width Modulation) 제어에 의해, 부하(L)에 공급하는 전압을 안정화시킨다. DC/DC변환회로(30)는 트랜스(31)와, NMOS(32)와, 다이오드(33)와, 콘덴서(34)와, DC/DC부 제어회로(35)와, 출력전압검출회로(36)를 구비하고 있다.

트랜스(31)는 서로 전자(電磁) 결합되는 1차권선(31a)과 2차권선(31b)을 갖고, 1차권선(31a)의 일단이 역률개선회로(20)의 다이오드(23)의 캐소드와 콘덴서(24)의 한쪽의 전극과의 접속점에 접속되어 있다.

트랜스(31)의 1차권선(31a)의 타단에는 NMOS(32)의 드레인이 접속되어 있다. NMOS(32)의 소스는 콘덴서(24)의 다른쪽의 전극에 접지되어 있다.

트랜스(31)의 2차권선(31b)의 일단에는 다이오드(33)의 애노드가 접속되어 있다. 다이오드(33)의 캐소드는 콘덴서(34)의 한쪽의 전극에 접속되어 있다. 콘덴서(34)의 다른쪽의 전극은 2차권선(31b)의 타단과 함께 접지되어 있다.

트랜스(31)의 1차권선(31a)과 2차권선(31b)의 권수비는 콘덴서(24)의 충전전압(E₀)이 동작에 필요한 최저전압으로 되어도, DC/DC변환회로(30)가 부하(L)에 인가하는 출력전압을 유지할 수 있는 바와 같은 비로 설정된다.

이 콘덴서(24)의 충전전압(E₀)의 최저전압은 교류전원(1)의 교류전압이 최저입력전압, 부하(L)의 부하상태, 콘덴서(24)의 용량값, 마진 등에 의해서 결정된다. 이 최저전압을 E₂로 한다.

NMOS(32)는 N채널형 MOSFET로 이루어지는 스위칭소자이며, NMOS(32)의 게이트는 DC/DC부 제어회로(35)의 출력단자와 접속되어 있다.

DC/DC부 제어회로(35)는 DC/DC변환회로(30)를 PWM제어하기 위한 회로로서, 도 2에 도시하는 바와 같이, 제어신호발생부(35a)를 구비하고 있다. 제어신호발 생부(35a)는 출력전압검출회로(36)로부터 출력된 신호의 레벨에 의거해서 듀티비(duty ratio)를 설정하고, 이 듀티비를 설정한 제어신호(S35)를 생성하는 것이다. 듀티비는 1사이클을 전체기간으로 해서, 전체기간에 대한 “H”기간의 비이다. DC/DC부 제어회로(35)는 제어신호발생부(35a)가 생성한 제어신호(S35)를 NMOS(32)에 공급한다. NMOS(32)는 DC/DC부 제어회로(35)가 출력하는 제어신호(S35)가 “H”로 되면 ON되고, 제어신호(S35)가 “L”로 되면 OFF된다.

다이오드(33)는 2차권선(31b)에 발생한 전압을 정류하기 위한 것이다. 콘덴서(34)는 다이오드(33)로부터 출력된 정류전압을 평활화해서 직류전압(V₀)을 생성하는 것이다. 이 직류전압(V₀)은 DC/DC변환회로(30)의 출력전압임과 동시에, 스위칭 전원장치의 출력전압으로 된다. 콘덴서(34)의 한쪽의 전극과 다이오드(33)의 캐소드와의 접속점에, 출력전압검출회로(36)가 접속되어 있다.

출력전압검출회로(36)는 예를 들면 도 2에 도시하는 바와 같이, 직렬로 접속된 저항(36a), (36b)으로 구성되어 있다. 저항(36a)의 일단이 콘덴서(34)의 한쪽의 전극과 다이오드(33)의 캐소드와의 접속점에 접속되고, 저항(36b)의 일단이 그랜드에 접지되어 있다. 저항(36a) 및 저항(36b)의 접속점이 출력전압검출회로(36)의 출력단자로 된다. 출력전압검출회로(36)는 저항(36a)과 저항(36b)에 의해서 분압된 직류전압(V₀)의 분압신호를 DC/DC부 제어회로(35)로 출력한다.

부하상태검출회로(40)와, 기간설정회로(41)와, PFC ON/OFF전환회로(42)는 부하(L)의 상태가 경부하상태인지 아닌지를 판별하고, 상기 부하(L)가 경부하상태로 되었다고 판별하면, 상기 부하(L)가 경부하상태로 되고 나서 미리 설정된 시간이 경과했을 때에, 역률개선회로(20)의 콘덴서(24)로의 충전동작을 정지시키기 위한 것이다.

부하상태검출회로(40)는 제어신호(S35)의 듀티비에 의거해서 부하(L)의 부하상태를 검출하고, 부하(L)가 경부하상태인지 아닌지를 나타내는 판별신호를 출력하는 회로이다.

부하상태검출회로(40)는 도 2에 도시하는 바와 같이, DC/DC부 제어회로(35)의 출력단자에 접속되고, DC/DC부 제어회로(35)의 제어신호발생부(35a)가 생성한 제어신호(S35)를 취득한다.

부하상태검출회로(40)는 직렬의 저항(40a) 및 저항(40b)과, 콘덴서(40c)와, 비교기(40d)와, 기준전원(40e)을 구비하고 있다. 저항(40a)의 일단이 DC/DC부 제어회로(35)의 출력단자에 접속되고, 저항(40b)의 타단이 접지되어 있다. 저항(40a)과 저항(40b)의 접속점이 콘덴서(40c)의 한쪽의 전원과 비교기(40d)의 입력단자(+)에 접속되어 있다. 콘덴서(40c)의 다른쪽의 전극이 접지되어 있다.

비교기(40d)의 다른쪽의 입력단자(-)에는 기준전원(40e)이 접속되어 있다. 이 기준전원(40e)의 기준전압은 부하(L)가 경부하상태인지 비경부하상태인지를 판별하기 위해, 미리 설정된 전압이다.

비교기(40d)는 입력단자(+)에 공급되는 전압과 입력단자(-)에 공급되는 기준전원(40e)의 전압과의 비교결과를 나타내는 신호(S40)를 출력단자로부터 출력한다.

부하(L)의 부하전류가 작으면, 제어신호(S35)의 듀티비는 작아지고, 입력단 자(+)에 공급되는 전압이 낮아진다. 입력단자(+)에 공급되는 전압이 기준전원(40e)의 전압미만이면, 비교기(40d)는 출력단자로부터 “L”의 신호(S40)를 출력한다. 비교기(40d)의 출력단자가 부하상태검출회로(40)의 출력단자로 되고, 부하상태검출회로(40)는 경부하상태로 된 것을 나타내는 판별신호로서, 이 “L”의 신호(S40)를 기간설정회로(41)로 출력한다.

한편, 부하(L)의 소비전류가 증가하면, 제어신호(S35)의 듀티비는 커진다. 이 때문에, 비교기(40d)의 입력단자(+)에 공급되는 전압이 상승한다. 입력단자(+)에 공급되는 전압이 기준전원(40e)의 전압이상으로 되면, 비교기(40d)는 출력단자로부터 “H”의 신호(S40)를 출력한다. 부하상태검출회로(40)는 비경부하상태로 된 것을 나타내는 판별신호로서, 이 “H”의 신호(S40)를 기간설정회로(41)로 출력한다.

기간설정회로(41)는 부하상태검출회로(40)로부터 부하(L)가 경부하상태로 된 것을 나타내는 판별신호로서, “L”의 신호(S40)가 출력되었을 때에, 타이밍을 설정하여 경부하상태로 된 것을 나타내는 “L”의 신호(S41)를 출력하는 회로이다.

기간설정회로(41)는 도 3에 도시하는 바와 같이, NMOS(41a)와, 콘덴서(41b)와, 정전류원(41c)과, 슈미트 트리거회로(41d)를 구비하고 있다.

NMOS(41a)는 ON되어 콘덴서(41b)를 방전하기 위한 N채널형 MOSFET이며, 게이트에 부하상태검출회로(40)로부터의 신호(S40)가 공급된다. NMOS(41a)의 소스는 접지되어 있다. NMOS(41a)는 부하상태검출회로(40)로부터 게이트에 “H”의 신호(S40)가 공급되어 ON되고, “L”의 신호(S40)가 공급되어 OFF된다.

콘덴서(41b)는 슈미트 트리거회로(41d)에 공급하는 신호의 레벨을 설정하기 위한 것으로서, NMOS(41a)의 드레인이 콘덴서(41b)의 한쪽의 전극에 접속되어 있다. 콘덴서(41b)의 다른쪽의 전극은 접지되어 있다.

정전류원(41c)은 콘덴서(41b)를 충전하기 위한 것으로서, 콘덴서(41b)의 한쪽의 전극과 NMOS(41a)의 소스와의 접속점에 접속되어 있다.

슈미트 트리거회로(41d)의 입력단자는 콘덴서(41b)의 한쪽의 전극에 접속되어 있다. 슈미트 트리거회로(41d)는 콘덴서(41b)의 한쪽의 전극의 전압(Vc)과 미리 설정된 임계값을 비교하고, 비교결과에 의거하여 출력신호(S41)를 출력한다. 슈미트 트리거회로(41d)는 2개의 임계값 Vth1, Vth2를 갖고 있다. 임계값 Vth1은 전압(Vc)이 낮은 곳에서 상승할 때에 비교하기 위한 임계값이다. 임계값 Vth2는 전압(Vc)이 높은 곳에서 하강할 때에 비교하기 위한 임계값이다. 신호(S40)의 레벨이 “H”에서 “L”로 천이하여, 전압(Vc)이 낮은 곳에서 임계값 Vth1을 초과하면, 인버터가 부착된 슈미트 트리거회로(41d)는 “L”의 신호(S41)를 출력한다. 신호(S40)의 레벨이 “L”에서 “H”로 천이하여, 전압(Vc)이 높은 곳에서 임계값 Vth2를 초과하면, 슈미트 트리거회로(41d)는 “H”의 신호(S41)를 출력한다.

임계값 Vth1은 임계값 Vth2보다 높게 설정된다(Vth1>Vth2). 2개의 임계값 Vth1, Vth2가 이와 같이 설정됨으로써, 슈미트 트리거회로(41d)는 입력된 전압(Vc)과 출력하는 신호(S41)의 신호레벨 사이에 히스테리시스를 갖게 되어, 노이즈 등의 영향을 받지 않고 안정하게 동작한다.

또한, 콘덴서(41b)의 용량값과 정전류원(41c)의 전류공급능력은 NMOS(41a)가 OFF되고 나서 콘덴서(41b)의 한쪽의 전극의 전압이 임계값 Vth1을 초과하기까지의 시간(T)이 미리 설정된 시간으로 되도록 설정된다.

시간 (T)는 역률개선회로(20)가 기동을 개시하고나서 역률개선회로의 출력전압인 콘덴서(24)의 충전전압(E₀)이 전압 E₁에 도달하기까지의 기동시간 및 소비전력의 저감효과에 의거해서 설정되며, 실용상 100μsec∼10sec가 바람직하다.

PFC ON/OFF전환회로(42)는 기간설정회로(41)로부터 “L”의 신호(S41)가 출력되었을 때, 타이밍제어회로(25a)의 제어신호(S25)의 NMOS(22)로의 출력을 정지시켜 역률개선회로(20)의 동작을 정지시키기 위한 회로이다.

PFC ON/OFF전환회로(42)는 도 4에 도시하는 바와 같이, PMOS(42a)를 구비한다. PMOS(42a)는 P채널형 MOSFET이고, 게이트에 기간설정회로(41)의 신호(S41)가 입력된다. PMOS(42a)의 소스는 PFC부 제어회로(25)의 출력단자에 접속되고, PMOS(42a)의 드레인이 접지되어 있다. PMOS(42a)는 게이트에 “L”의 신호(S41) 가 인가되면 ON된다. PMOS(42a)가 ON되면, PFC부 제어회로(25)에서 출력하는 제어신호(S25)는 “L”로 되고, NMOS(22)는 OFF되어, 역률개선회로(20)의 동작은 정지한다.

다음에, 이 스위칭 전원장치의 동작을 설명한다.

전파정류회로(2)는 교류전원(1)으로부터 교류전압이 공급되면, 공급된 교류전압을 정류해서 역률개선회로(20)에 맥류전압을 인가한다.

PFC ON/OFF전환회로(42)의 PMOS(42a)가 OFF이면, PFC부 제어회로(25)는 타이 밍 제어회로(25a)가 생성한 교대로 “H”, “L”로 되는 제어신호(S25)를 역률개선회로(20)로 출력한다.

역률개선회로(20)의 NMOS(22)는 제어신호(S25)가 게이트에 공급되고, 제어신호(S25)의 레벨에 따라서 ON, OFF된다.

제어신호(S25)가 “H”로 되면, NMOS(22)는 ON되며, NMOS(22)가 ON되어 있는 기간에, 코일(21)에 스위칭전류가 흘러 에너지가 축적된다. 제어신호(S25)가 “L”로 되면, NMOS(22)는 OFF되고, NMOS(22)가 OFF된 기간에, ON기간에 축적된 에너지에 따라서 전류가 다이오드(23)를 통하여 콘덴서(24)에 흐른다. 콘덴서(24)는 이 전류에 의해서 충전되며, 역률개선회로(20)에 인가된 맥류전압을 평활화한다. 역률개선회로(20)는 콘덴서(24)를, 교류전원(1)에서 발생하는 교류전압보다도 높은 전압으로 충전한다. 콘덴서(24)의 충전전압(E₀)은 전압 E₁로 된다.

DC/DC부 제어회로(35)는 동작을 개시하고, NMOS(32)의 게이트에 “H” 또는 “L”의 제어신호(S35)를 공급한다.

제어신호(S35)가 “H”일 때에 NMOS(32)는 ON되며, NMOS(22)가 ON되어 있는 기간에, 콘덴서(24)로부터 트랜스(31)의 1차권선(31a)에 스위칭전류가 흘러 에너지가 축적된다.

제어신호(S35)가 “L”일 때에 NMOS(32)는 OFF되며, NMOS(32)가 OFF되었을 때, ON기간에서 축적된 에너지에 따라서 전류가 2차권선(31b) 및 다이오드(33)를 통하여 콘덴서(34)에 흐른다. 콘덴서(34)는 이 전류에 의해서 충전되며, 다이오 드(33)의 정류전압을 평활화한다. 콘덴서(34)는 부하(L)에 공급하기 위한 직류전압(V₀)으로 충전된다.

출력전압검출회로(36)는 직류전압(V₀)에 비례하는 전압을 저항(36a) 및 (36b)에서 생성하고, 직류전압(V₀)의 레벨을 나타내는 신호를 DC/DC부 제어회로(35)에 인가한다. DC/DC부 제어회로(35)는 출력전압검출회로(36)로부터 인가된 신호의 레벨에 의거해서 PWM제어를 실행한다.

즉, 직류전압(V₀)이 미리 설정된 전압보다도 약간 높아지면, DC/DC부 제어회로(35)는 제어신호(S35)의 듀티비를 약간 작게 한다. 제어신호(S35)의 듀티비가 약간 작아지면, 직류전압(V₀)은 저하한다.

한편, 직류전압(V₀)이 미리 설정된 전압보다 약간 저하하면, DC/DC부 제어회로(35)는 제어신호(S35)의 듀티비를 약간 크게 한다. 제어신호(S35)의 듀티비를 약간 크게 하면, 직류전압(V₀)은 상승한다. 이와 같이 해서, 직류전압(V₀)은 미리 설정된 전압으로 되도록 제어되며, 거의 일정하게 된다.

부하(L)에 흐르는 부하전류(I_O)의 증감에 수반해서, 부하(L)는 경부하상태로 되거나 비경부하상태로 된다. 이 부하상태의 변화에 수반해서, 직류전압(V₀)도 약간 변화한다.

부하상태검출회로(40)는 DC/DC부 제어회로(35)가 발생하는 제어신호(S35)의 듀티비에 의거해서 부하(L)의 부하상태를 검출한다.

부하상태검출회로(40)의 저항(40a) 및 저항(40b)은 “H”와 “L”이 반복되는 제어신호(S35)의 레벨을 분압한다. 콘덴서(40c)는 이 제어신호(S35)의 분압신호에 의해서 충전되며, 이 분압신호를 평활화한다. 부하상태검출회로(40)는 평활화된 레벨의 신호를 비교기(40d)의 입력단자(+)에 공급한다.

비교기(40d)는 콘덴서(40c)로부터 인가된 신호의 레벨과 기준전원(40e)으로부터 인가된 기준전압을 비교한다.

도 5에 도시하는 바와 같이, 시각 t2∼t3에 있어서, 부하(L)에 일정한 부하전류(I₀)가 흐르고, 비교기(40d)의 입력단자(+)에 인가된 콘덴서(40c)의 신호레벨이 기준전압보다도 높아지면, 비교기(40d)는 “H”의 신호(S40)를 출력한다. 부하상태검출회로(40)는 부하(L)가 비경부하상태인 것을 나타내는 판별신호로서, 이 “H”의 신호(S40)를 기간설정회로(41)로 출력한다.

기간설정회로(41)의 NMOS(41a)의 게이트에 공급되는 신호(S40)의 레벨이 “H”이면, NMOS(41a)는 ON된다. NMOS(41a)가 ON되면, 콘덴서(41b)의 한쪽의 전극은 접지되고, 콘덴서(41b)의 충전전압(Vc)은 대략 0으로 된다. 슈미트 트리거회로(41d)에 공급되는 신호의 레벨은 임계값 Vth1 이하로 되므로, 슈미트 트리거회로(41d)는 “H”의 신호(S41)를 PFC ON/OFF전환회로(42)에 공급한다.

PFC ON/OFF전환회로(42)의 PMOS(42a)는 게이트에 “H”의 신호(S41)가 공급되고 OFF된다. PMOS(42a)가 OFF되면, PFC부 제어회로(25)는 타이밍 제어회로(25a) 가 생성한 제어신호(S25)를 역률개선회로(20)로 출력한다. 역률개선회로(20)는 콘덴서(24)를 교류전원(1)에서 발생하는 교류전압보다도 높은 전압으로 충전하며, 콘덴서(24)의 충전전압(E₀)은 전압 E₁로 된다.

시각 t3이 되어, 부하(L)에 흐르는 부하전류(I₀)가 감소하면, 제어신호(S35)의 듀티비는 작아진다. 제어신호(S35)의 듀티비가 작아져, 콘덴서(40c)로부터 인가된 신호의 레벨이 기준전압보다도 낮아지면, 비교기(40d)가 출력하는 신호(S40)의 레벨은 “H”에서 “L”로 변화한다. 부하상태검출회로(40)는 부하(L)가 경부하상태로 된 것을 나타내는 신호로서, 이 “L”의 신호(S40)를 기간설정회로(41)로 출력한다.

기간설정회로(41)의 NMOS(41a)의 게이트에 공급되는 신호(S40)의 레벨이 “H”에서 “L”로 변화되면, ON되어 있던 NMOS(41a)는 OFF된다. NMOS(41a)가 OFF되면, 콘덴서(41b)는 정전류원(41c)의 전류에 의해 충전되고, 콘덴서(41b)의 충전전압(Vc)은 0에서 상승한다.

콘덴서(41b)의 충전전압(Vc)이 상승해도, 슈미트 트리거회로(41d)의 임계값 Vth1을 초과하기 전의 시각 t4에 있어서, 비경부하상태로 되돌아가면, 부하상태검출회로(40)는 “H”의 신호(S40)를 기간설정회로(41)로 출력한다. 그리고, 기간설정회로(41)의 NMOS(41a)는 게이트에 “H”의 신호(S40)가 공급되어 ON되고, 콘덴서(41b)의 충전전압(Vc)은 임계값 th1을 초과하지 않은채, 콘덴서(41b)는 재차 접지된다. 이 때문에, 슈미트 트리거회로(41d)는 “H”의 신호(S41)를 계속해서 PFC ON/OFF전환회로(42)의 PMOS(42a)의 PMOS(42a)에 공급한다.

PMOS(42a)는 OFF된 채로 되고, 역률개선회로(20)의 NMOS(22)는 PFC부 제어회로(25)가 출력한 제어신호(S25)의 레벨에 따라서 ON, OFF된다. 이와 같이, 부하(L)가 경부하상태로 되어도, 미리 설정된 시간(T)이 경과하기 전에 비경부하상태로 전환되면, 역률개선회로(20)는 그대로 동작을 계속한다.

역률개선회로(20)가 동작을 계속해서 시각 t9로 되고, 부하(L)에 흐르는 부하전류(I₀)가 감소하여, 비교기(40d)의 입력단자(+)의 전압이 기준전압 미만으로 되면, 부하상태검출회로(40)는 마찬가지로 부하(L)가 경부하상태로 된 것을 나타내는 신호로서 “L”의 신호(S40)를 기간설정회로(41)로 출력한다.

기간설정회로(41)의 NMOS(41a)는 OFF되고, 콘덴서(41b)의 충전전압(Vc)은 0에서 상승한다. 시각 t9에서 시간(T)이 경과하여 시각 t10이 되어도, 비경부하상태가 계속되어 있으면, 콘덴서(41b)의 충전전압(Vc)은 슈미트 트리거회로(41d)의 임계값 Vth1을 초과한다.

슈미트 트리거회로(41d)에 공급되는 신호의 레벨이 임계값 Vth1을 초과하면, 슈미트 트리거회로(41d)는 “L”의 신호(S41)를 PFC ON/OFF전환회로(42)에 공급한다.

PFC ON/OFF전환회로(42)의 PMOS(42a)는 게이트에 “L”의 신호(S41)가 공급되어 ON된다. PMOS(42a)가 ON되면, PFC부 제어회로(25)는 “L”의 제어신호(S25)를 역률개선회로(20)에 공급한다. 역률개선회로(20)의 NMOS(22)는 게이트에 “L”의 제어신호(S25)가 공급되어 OFF된 채로 된다. 즉, 역률개선회로(20)의 동작은 정지한다. 역률개선회로(20)의 동작이 정지하면, 그만큼 소비전력은 저하한다. 그리고, 콘덴서(24)의 충전전압(E₀)은 저하한다.

시각 t11에 있어서, 부하(L)가 비경부하상태로 된 경우, 역률개선회로(20)는 동작을 개시한다. 부하(L)가 비경부하상태로 된 경우, 스위칭전원장치의 부하가 증대하기 때문에, 콘덴서(24)의 충전전압(E₀)은 더욱 저하한다. 그러나, 역률개선회로(20)가 동작을 정지한 시각 t10에 있어서의 콘덴서(24)의 충전전압(E_O)이 전압 E₁로 되어 있으므로, 역률개선회로(20)가 동작을 개시해도 충전전압(E₀)은 전압 E₂ 이하로는 저하하지 않는다. 따라서, DC/DC 변환회로(30)는 출력전압(V_O)을 유지할 수 있으며, 대략 일정한 출력전압(V_O)을 부하(L)에 인가한다.

그리고, 역률개선회로(20)는 동작을 개시하고나서 기동시간이 경과하면, 콘덴서(24)를 충전하고, 충전전압(E_O)을 전압 E₁까지 상승시킨다.

이상 설명한 바와 같이, 이 실시형태의 스위칭 전원장치에서는 부하(L)가 경부하상태로 되어도, 미리 설정된 시간(T)이 경과하기까지는 기동에 일정 시간을 요하는 역률개선회로(20)의 동작을 계속시키도록 하였다.

따라서, 부하(L)가 경부하상태와 비경부하상태를 반복해도 콘덴서(24)의 충전전압(E_O)이 DC/DC변환회로(30)의 최저동작전압 E₂이하로 되는 것을 방지할 수 있 어, DC/DC변환회로(30)의 출력전압(V_O)을 미리 설정된 전압으로 유지할 수 있다. 이 때문에, 부하(L)의 오동작을 방지하는 것도 가능하다.

<제 2 실시형태>

도 6은 본 발명의 제 2 실시형태에 관한 스위칭 전원장치를 도시하는 구성도이다.

전술한 제 1 실시형태에서는 코일(21)을 이용한 비절연형 역률개선회로(20)를 탑재한 스위칭 전원장치를 설명했지만, 각종의 역률개선회로를 탑재하는 것이 가능하다. 또, 제 1 실시형태의 스위칭전원장치의 DC/DC변환회로(30)는 트랜스(31)를 사용하고 있지만, 트랜스를 사용하지 않는 DC/DC변환회로를 탑재해도 좋다. 본 실시형태의 스위칭장치는 절연형의 역률개선회로(50)와 승압형의 DC/DC변환회로(60)를 탑재하는 동시에, 부하상태검출회로(70)와, 기간설정회로(71)와, PFC ON/OFF전환회로(72)를 구비하고 있다.

역률개선회로(50)는 트랜스(51)와, NMOS(52)와, 다이오드(53)와, 콘덴서(54)와, PFC부 제어회로(55)를 구비하고 있다.

교류전원(1)이 발생하는 교류전압을 정류하는 전파정류회로(2)의 양극에 트랜스(51)의 1차권선의 일단이 접속되고, 1차권선의 타단에 NMOS(52)의 드레인이 접속되어 있다. NMOS(52)의 소스는 전파정류회로(2)의 음극에 접속되어 있다.

트랜스(51)의 2차권선의 일단에, 다이오드(53)의 애노드가 접속되고, 다이오드(53)의 캐소드에 콘덴서(54)의 한쪽의 전극이 접속되어 있다. 콘덴서(54)의 다 른쪽의 전극은 트랜스(51)의 2차권선의 타단과 함께 접지되어 있다. NMOS(52)의 게이트에 PFC부 제어회로(55)의 출력단자가 접속되어 있다. PFC부 제어회로(55)는 제 1 실시형태의 PFC부 제어회로(25)와 마찬가지의 회로이다.

DC/DC변환회로(60)는 코일(61)과, NMOS(62)와, 다이오드(63)와, 콘덴서(64)와, DC/DC부 제어회로(65)와, 출력전압검출회로(66)를 구비하고 있다.

코일(61)의 일단은 역률개선회로(50)의 콘덴서(54)와 다이오드(53)와의 접속점에 접속되어 있다. 코일(61)의 타단에는 NMOS(62)의 드레인과 다이오드(63)의 애노드에 접속되어 있다. 다이오드(63)의 캐소드가 콘덴서(64)의 한쪽의 전극에 접속되어 있다. 콘덴서(64)의 다른쪽의 전극은 NMOS(62)의 소스와 함께 접지되어 있다. 콘덴서(64)의 양 전극간에 부하(L)가 접속된다.

DC/DC부 제어회로(65)는 제 1 실시형태의 DC/DC부 제어회로(35)와 마찬가지의 회로이며, DC/DC부 제어회로(65)의 출력단자가 NMOS(62)의 게이트에 접속되어 있다. 출력전압검출회로(66)는 출력전압검출회로(36)와 마찬가지의 회로이며, 콘덴서(64)의 한쪽의 전극과 다이오드(63)의 캐소드와의 접속점에 접속되어 있다. 출력전압검출회로(66)의 출력단자가 DC/DC부 제어회로(65)에 접속되어 있다.

부하상태검출회로(70), 기간설정회로(71) 및 PFC ON/OFF전환회로(72)는 제 1 실시형태의 부하상태검출회로(40), 기간설정회로(41) 및 PFC ON/OFF전환회로(42)와 각각 마찬가지의 회로이며, 마찬가지로 접속되어 있다.

역률개선회로(50)는 PFC부 제어회로(55)가 발생하는 제어신호에 의해, NMOS(52)를 ON, OFF시킨다. NMOS(52)가 ON되었을 때에, 트랜스(51)의 1차권선에 스위칭전류가 흐른다. 이 스위칭전류가 흐름으로써 트랜스(51)에 에너지가 축적되고, NMOS(52)가 OFF되었을 때, 그 에너지가 트랜스(51)의 2차권선 및 다이오드(53)를 통하여 콘덴서(54)에 충전된다.

DC/DC변환회로(60)의 NMOS(62)는 DC/DC부 제어회로(65)가 발생하는 제어신호의 레벨에 의거하여 ON, OFF되고, NMOS(62)가 ON되었을 때에 코일(61)에 스위칭전류가 흐른다. 스위칭전류가 흐름으로써 코일(61)에 축적된 에너지가, NMOS(62)가 OFF되어 있는 기간에 다이오드(63)를 통하여 콘덴서(64)에 축적된다. 콘덴서(64)에 축적된 에너지가, 부하(L)에 공급되는 직류출력전압(V₀)으로 된다.

부하상태검출회로(70), 기간설정회로(71) 및 PFC ON/OFF전환회로(72)는 제 1 실시형태의 부하상태검출회로(40), 기간설정회로(41) 및 PFC ON/OFF전환회로(42)와 각각 마찬가지로 동작한다.

이상과 같이 본 실시형태의 스위칭 전원장치는 제 1 실시형태와는 다른 역률개선회로(50) 및 DC/DC 변환회로(60)를 탑재하고 있지만, 부하상태검출회로(70), 기간설정회로(71) 및 PFC ON/OFF전환회로(72)가, 제 1 실시형태의 부하상태검출회로(40), 기간설정회로(41) 및 PFC ON/OFF전환회로(42)와 각각 마찬가지로 동작한다. 그 때문에, 제 1 실시형태와 마찬가지로, 부하(L)에 인가하는 직류출력전압(V_O)의 변동이 억제되어, 부하(L)의 오동작 등을 방지할 수 있다.

또한, 본 발명은 상기 실시형태에 한정되지 않고, 각종 변형이 가능하다. 그 변형예로서는 다음과 같은 것이 있다.

[1] 본 발명은 역률개선회로(20, 50)에 한정되는 것은 아니며, 역률개선회로(20, 50)와는 다른 승압형의 스위칭 전원회로라도 좋으며, 배(倍)전압 정류회로와 같은 것이어도 좋다.

[2] 본 발명은 DC/DC변환회로(30, 60) 뿐만 아니라, 각종의 DC/DC변환회로를 탑재하는 스위칭 전원장치에 적용할 수 있다.

[3] 도 3의 기간설정회로(41)는 슈미트 트리거회로(41d)를 구비하고 있었지만, 슈미트 트리거회로(41d) 대신에 도 7에 도시하는 바와 같이 직류전원(41e) 및 비교기(41f)를 구비해도 좋다.

도 7은 기간설정회로(41)의 변형예를 도시하는 회로도이다. 이 경우, 콘덴서(41b)의 한쪽의 전극과 NMOS(41a)의 드레인과의 접속점을 비교기(41f)의 입력단자(-)에 접속하고, 직류전원(41e)을 비교기(41f)의 입력단자(+)에 접속하면 좋다. 또, 비교기(41f)의 출력에 따라서 직류전원(41e)이 발생하는 기준전압을 가변으로 하고, 슈미트인버터인 슈미트 트리거회로(41d)를 설치한 경우와 마찬가지로, 히스테리시스를 갖게 해도 좋다.

[4] 제 1 실시형태에서는 슈미트 트리거회로를 갖는 기간설정회로(41)를 사용하고, 부하상태검출회로(40)의 출력신호(S40)와 기간설정회로(41)의 출력신호(S41) 사이에 히스테리시스를 마련하여, 역률개선회로(20)에서의 충전의 실시와 정지가 안정하게 전환되도록 하였다. 이에 대해, 부하상태검출회로(40)에 슈미트 트리거회로 등의 히스테리시스를 갖게 하는 회로를 설치하고, 역률개선회로(20)에서의 충전의 실시와 정지가 안정하게 전환되도록 해도 좋다.

[5] 부하상태검출회로(40)에서는 경부하상태인지 비경부하상태인지를 제어신호(S35)의 듀티비에 의거해서 판정하고 있지만, 직류출력전압(V_O)으로부터 판정하는 구성, 혹은 귀환신호로부터 판정하는 구성으로 해도 좋다.

[6] PFC ON/OFF전환회로(42)를 PMOS(42a)로 구성하고, 제어신호(S25)를 “L”로 고정시키는 구성으로 했지만, PFC ON/OFF전환회로(42)가 발생하는 신호로 PFC부 제어회로(25)를 활성화시키거나, 비활성으로 하는 구성으로 해도 좋다.

[7] 부하상태검출회로(40)는 다음의 도 8에 도시하는 부하상태검출회로(80)로 변경하는 것이 가능하다.

도 8은 부하상태검출회로(40)의 변형예인 부하상태검출회로(80)를 도시하는 회로도이다.

이 부하상태검출회로(80)는 ON기간비교회로(80A)와, 기준기간발생회로(80B)를 구비하고 있다.

ON기간비교회로(80A)는 지연형플립플롭(이하, D-FF라 한다)(81)으로 구성되어 있다. D-FF(81)의 데이타입력단자(D)에는 DC/DC부 제어회로(35)로부터 NMOS(32)의 게이트에 인가하는 제어신호(S35)가 입력된다. D-FF(81)의 정상(正相)출력단자(Q)가 이 부하상태검출회로(80)의 출력단자로 되며, 부하상태검출회로(80)는 부하(L)가 경부하상태인지 비경부하상태인지를 나타내는 신호(S40)를 출력한다.

기준기간발생회로(80B)는 제 1 기준기간발생회로(82)와 제 2 기준기간발생회 로(83)와, 전환스위치회로(84)를 구비하고 있다. 제 1 기준기간발생회로(82)는 도시하지 않은 내부발진기 등이 발생하는 주기파신호에 동기하고, 제 1 기준기간(T1)의 폭을 갖는 펄스신호(P1)를 발생하는 회로이다. 제 2 기준기간발생회로(83)는 그 주기파신호에 동기하고 또한 제 1 기준기간보다 짧은 제 2 기준기간(T2)의 폭을 갖는 펄스신호(P2)를 발생하는 회로이다.

전환스위치회로(84)는 2입력 AND 게이트(84a)와, 2입력 AND 게이트(84b)와, 2입력 OR 게이트(84c)를 구비하고 있다. AND 게이트(84a)의 한쪽의 입력단자는 제 1 기준기간 발생회로(82)의 출력단자에 접속되고, AND 게이트(84a)의 다른쪽의 입력단자는 D-FF(81)의 역상(逆相)출력단자(

)에 접속되어 있다. AND 게이트(84a)의 출력단자가 OR게이트(84c)의 한쪽의 입력단자에 접속되어 있다.

AND게이트(84b)의 한쪽의 입력단자는 제 2 기준기간발생회로(83)의 출력단자에 접속되어 있다. AND게이트(84b)의 다른쪽의 입력단자는 D-FF(81)의 정상출력단자(Q)에 접속되어 있다. AND게이트(84b)의 출력단자가 OR게이트(84c)의 다른쪽의 입력단자에 접속되어 있다. OR게이트(84c)의 출력단자가 전환스위치회로(84)의 출력단자로 되고, D-FF(81)의 클럭단자에 접속되어 있다.

부하상태검출회로(80)의 동작을 설명한다.

제 1 기준기간발생회로(82)는 도시하지 않은 발진기가 발생하는 주기파신호에 동기해서, 펄스폭이 T1인 펄스신호(P1)를 발생한다. 제 2 기준기간발생회로(83)는 펄스폭이 T1보다도 짧은 T2의 펄스신호(P2)를 그 주기파신호에 동기해서 발생한다.

D-FF(81)의 정상출력단자(Q)와 역상출력단자(

)는 논리레벨이 상보적인 신호를 각각 출력한다. D-FF(81)의 역상출력단자(

)가 “H”일 때에는 전환스위치회로(84)의 AND게이트(84a)는 제 1 기준기간발생회로(82)가 발생하는 펄스신호(P1)를 통과시킨다. D-FF(81)의 정상출력단자(Q)가 “H”일 때에는 AND게이트(84b)는 제 2 기준기간발생회로(83)가 발생하는 펄스신호(P2)를 통과시킨다. OR 게이트(84c)는 AND게이트(84a), (84b)의 출력신호의 논리합을 구하고, D-FF(81)의 클럭단자에 인가한다. 즉, 전환스위치회로(84)는 D-FF(81)의 정상출력단자(Q)가 “H”일 때에는 제 2 기준기간발생회로(83)를 선택하며 그의 출력신호를 D-FF(81)의 클럭단자에 인가하고, D-FF(81)의 역상출력단자(

)가 “H”일 때에는 제 1 기준기간 발생회로(82)를 선택해서 그의 출력신호를 D-FF(81)의 클럭단자에 인가한다.

D-FF(81)는 클럭단자의 레벨이 하강했을 때, DC/DC부 제어회로(35)가 NMOS(32)의 게이트에 인가하고 있는 제어신호(S35)의 신호레벨의 상태를 래치한다.

예를 들면, D-FF(81)의 역상출력단자(

)가 “H”로 되어 있을 때에 전환스위치회로(84)가 제 1 기준기간발생회로(82)를 선택하고, D-FF(81)의 클럭단자에 펄스신호(P1)를 인가한다. 펄스신호(P1)가 하강했을 때에 제어신호(S35)가 “H”이고 NMOS(32)가 ON되어 있는 상태이면, D-FF(81)가 “H”를 래치하고, 정상출력단자(Q)로부터 “H”를 출력한다.

제어신호(S35)가, 펄스신호(P1)가 하강하기 이전에 “L”로 되어 있으면, D- FF(81)가 “L”을 래치하고, 정상출력단자(Q)로부터 “L”을 출력한다. 즉, D-FF(81)는 NMOS(32)가 ON되어 있는 기간과, 제 1 기준기간발생회로(82)가 발생하는 기간과 비교하고, 그 결과를 신호(S40)로 나타낸다. 부하(L)가 경부하상태일 때에는 NMOS(32)가 OFF되는 타이밍이 빠르므로, 신호(S40)가 “L”로 된다. 부하(L)가 비경부하상태일 때에는 NMOS(32)가 OFF되는 타이밍이 느리므로, 신호(S40)가 “H”로 된다.

D-FF(81)의 정상출력단자(Q)가 “H”로 되어 있을 때, 전환스위치회로(84)는 제 2 기준기간발생회로(83)를 선택하여, D-FF(81)의 클럭단자에 펄스신호(P2)를 인가한다. 펄스신호(P2)가 하강했을 때 제어신호(S35)가 “H”이고 NMOS(32)가 ON되어 있는 상태이면, D-FF(81)가 “H”를 래치하고, 정상출력단자(Q)의 레벨이 “H”로 된다. 제어신호(S35)가, 펄스신호(P2)가 하강하기 이전에 “L”로 되어 있으면, D-FF(81)가 “L”을 래치하고, 정상출력단자(Q)의 레벨을 출력한다.

즉, D-FF(81)는 NMOS(32)가 ON되어 있는 기간과, 제 2 기준기간 발생회로(83)가 발생하는 기간과 비교하고, 그 결과를 나타내는 신호(S40)를 출력한다. 부하(L)가 경부하상태일 때에는 NMOS(32)가 OFF되는 타이밍이 빠르므로, 신호(S40)의 레벨은 “L”로 된다. 부하(L)가 비경부하상태일 때에는 NMOS(32)가 OFF되는 타이밍이 느리므로, 신호(S40)의 레벨은 “H”로 된다.

또한, 제 1 기준기간발생회로(82)에서 설정하는 기간(T1)을, 제 2 기준기간회로(83)에서 설정하는 기준기간(T2)보다 길게 한 것에 의해, 전환스위치회로(84)는 선택전환에 히스테리시스를 갖는다.

[8] 도 4의 PFC ON/OFF전환회로(42)는 PMOS(42a)를 ON하고, PPC부 제어회로(25)의 출력단자를 접지시킴으로써, 스위칭소자의 NMOS(22)의 스위칭동작을 정지시키고 있다, 이 방법에서는 PFC부 제어회로(25)를 구동하는 도시하지 않은 제어전원이 접지되게 되어, 손실이 커진다. 이와 같은 손실을 방지하기 위해, 다음의 도 9 및 도 10의 PFC ON/OFF전환회로(90), (100)을 이용해도 좋다.

도 9는 PFC ON/OFF전환회로(42)의 변형예인 PFC ON/OFF전환회로(90)를 도시하는 회로도이다.

이 PFC ON/OFF전환회로(90)는 인버터(91)와, 3개의 NPN형 트랜지스터(92), (93), (94)와, 2개의 PNP형 트랜지스터(95), (96)와, 정전류원(97)을 구비하고 있다. 인버터(91)의 입력단자에는 기간설정회로(41)로부터 신호(S41)가 입력된다. 인버터(91)의 출력단자가 트랜지스터(92)의 베이스에 접속되어 있다. 트랜지스터(92)의 에미터는 접지되어 있다.

트랜지스터(92)의 콜렉터와, 트랜지스터(93)의 콜렉터 및 베이스와, 트랜지스터(94)의 베이스는 정전류원(97)에 접속되어 있다. 트랜지스터(93),(94)의 에미터는 모두 접지되어 있다. 트랜지스터(93), (94)는 커런트미러회로를 구성하고 있다.

트랜지스터(94)의 콜렉터가 트랜지스터(95)의 콜렉터 및 베이스와, 트랜지스터(96)의 베이스에 접속되어 있다. 트랜지스터(95), (96)의 에미터는 전원에 공통으로 접속되어 있다. 트랜지스터(95), (96)에 의해서 커런트미러회로가 구성된다. 트랜지스터(96)의 콜렉터가 PFC부 제어회로(25)의 구동전류(I bias) 입력 단자에 접속되어 있다.

도 9의 PFC ON/OFF전환회로(90)에서는 기간설정회로(41)로부터 인가된 신호(S41)의 레벨이 높으면, 인버터(91)가 “L”을 출력하고, 트랜지스터(92)가 OFF된다. 이에 따라, 트랜지스터(93) 및 트랜지스터(94)의 베이스전압이 상승하고, 트랜지스터(93) 및 트랜지스터(94)가 ON된다. 즉, 트랜지스터(93), (94)로 이루어지는 커런트미러회로가 ON된다. 트랜지스터(94)가 ON됨으로써, 트랜지스터(95) 및 트랜지스터(96)의 베이스전압이 강하되고, 트랜지스터(95) 및 트랜지스터(96)로 이루어지는 커런트미러회로가 ON된다. 이에 따라, PFC부 제어회로(25)에 구동전류(I bias)가 트랜지스터(96)를 통하여 유입된다. 구동전류(I bias)가 인가된 PFC부 제어회로(25)는 동작을 개시하고, NMOS(22)를 ON/OFF하는 제어신호(S25)를 발생한다.

기간설정회로(41)로부터 인가된 신호(S41)의 레벨이 낮으면, 인버터(91)가 “H”를 출력하고. 트랜지스터(92)가 ON된다. 트랜지스터(92)가 ON됨으로써 트랜지스터(93) 및 트랜지스터(94)의 베이스전압이 저하하고, 트랜지스터(93), (94)로 구성되는 커런트미러회로가 OFF상태로 된다. 트랜지스터(94)가 OFF됨으로써, 커런트미러회로를 구성하는 트랜지스터(95), (96)의 베이스전압이 상승하고, 트랜지스터(96)가 OFF된다. 트랜지스터(96)가 OFF됨으로써, PFC부 제어회로(25)에는 구동전류(I bias)가 유입되지 않게 되어, PFC부 제어회로(25)의 동작은 정지한다. 즉, NMOS(22)의 ON, OFF를 제어하는 제어신호(S25)가 “L”로 고정되고, NMOS의 ON, OFF가 정지된다.

이 도 9의 PFC ON/OFF전환회로(90)에서는 PFC부 제어회로(25)의 내부의 구동전류(I bias)를 PFC부 제어회로(25)에 유입시키지 않음으로써, NMOS(22)의 ON, OFF를 정지시키므로, PFC부 제어회로(25)에서의 전력소비를 대폭 억제할 수 있다.

도 10은 PFC ON/OFF전환회로(42)의 다른 변형예인 PFC ON/OFF전환회로(100)를 도시하는 회로도이다.

이 PFC ON/OFF전환회로(100)는 저항(101)과, NPN형 트랜지스터(102)와, 저항(103)과, PNP형 트랜지스터(104)로 구성되어 있다. 저항(101)의 일단에는 기간설정회로(41)로부터 신호(S41)가 입력된다. 저항(101)의 타단이 트랜지스터(102)의 베이스에 접속되어 있다. 트랜지스터(102)의 에미터가 접지되고, 트랜지스터(102)의 콜렉터가 저항(103)의 일단에 접속되어 있다. 저항(103)의 타단이 트랜지스터(104)의 베이스에 접속되어 있다.

트랜지스터(104)의 에미터가 전원에 접속되고, 트랜지스터(104)의 콜렉터가 PFC부 제어회로(25)의 전원단자에 접속되어 있다. 트랜지스터(104)는 PFC부 제어회로(25)에 공급되는 전력을 차단하는 스위치로 된다.

기간설정회로(41)가 출력하는 신호(S41)의 레벨이 높을 때에는 트랜지스터(102)가 ON상태이고, 트랜지스터(104)의 베이스전압을 강하시키고 있다. 따라서, 트랜지스터(104)가 ON상태이고, PFC부 제어회로(25)에 전력이 공급되어, PFC부 제어회로(25)가 동작한다. 이에 따라, NMOS(22)가 ON, OFF된다. 기간설정회로(41)의 출력신호(S41)의 레벨이 저하하면, 트랜지스터(102)가 OFF되고, 트랜지스터(104)가 OFF된다. 이 상태에서는 PFC부 제어회로(25)에 전력이 공급되지 않고, PFC부 제어회로(25)는 동작하지 않아 NMOS(22)는 ON, OFF되지 않는다.

이 도 10의 PFC ON/OFF전환회로(100)에서는 트랜지스터(104)가 PFC부 제어회로(25)의 전원을 차단하기 때문에, PFC부 제어회로(25)에서의 전력손실을 최소한으로 억제할 수 있다.

본 발명은 2002년 12월 24일에 출원된 특원 2002-373027를 기초로 하는 것이며, 본 명세서중에 그의 명세서, 특허청구범위, 도면 전체를 고려해서 도입하는 것으로 한다.

본 발명은 전원장치를 사용하는 산업분야에 이용가능하다.

Claims

기동되어 충전소자(24, 54)를 충전하는 충전부(20, 50);

상기 충전소자(24, 54)에 충전된 제 1 직류전압에 의거해서 제 2 직류전압을 생성하고, 생성된 제 2 직류전압을 부하(L)에 인가하는 직류전압생성부(30, 60);

상기 직류전압생성부(30, 60)가 생성하는 상기 제 2 직류전압을 인가하는 상기 부하(L)의 상태가 경부하상태인지 여부를 판별하여 해당 부하(L)가 경부하상태인지 여부를 나타내는 판별신호를 출력하는 부하상태검출부(40, 70, 80);

상기 부하상태검출부(40, 70, 80)로부터 상기 부하(L)의 상태가 경부하상태인 것을 나타내는 상기 판별신호를 입력하고, 해당 부하(L)의 상태가 경부하상태인 것을 나타내는 해당 판별신호를 입력하고 나서 미리 설정된 시간이 경과한 것을 나타내는 신호(S41, S71)를 출력하는 기간설정부(41, 71); 및

상기 기간설정부(41, 71)로부터 상기 시간이 경과한 것을 나타내는 신호가 출력되면 상기 충전부(20, 50)의 상기 충전소자(24, 54)로의 충전을 정지시키는 충전부동작정지부(42, 72)를 구비하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
제 1 항에 있어서,

상기 부하(L)가 경부하상태로 되고 나서, 상기 충전부동작정지부(42, 72)가 상기 충전부(20, 50)의 상기 충전소자(24, 25)로의 충전을 정지시키기까지의 시간은, 상기 충전부(20, 50)가 기동되고 나서 상기 제 1 직류전압이 상기 충전부(20, 50)의 비경부하상태에서 동작하고 있을 때의 전압으로 되기까지의 기동시간에 의거해서 미리 설정되는 것을 특징으로 하는 전원장치.
삭제
제 1 항에 있어서,

상기 직류전압생성부(30, 60)는 스위칭소자(32)를 구비한 스위칭전원회로에 의해서 구성되고,

상기 부하상태검출부(40, 70, 80)는 상기 스위칭소자(32)를 ON, OFF하는 제어신호를 취득하며, 취득한 제어신호의 듀티비에 의거해서 상기 부하(L)가 경부하상태로 되었는지 아닌지를 판별하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
제 1 항에 있어서,

상기 기간설정부(41, 71)는 상기 부하상태검출부(40, 70, 80)로부터 출력된 판별신호의 레벨과 비교하는 2개의 임계값을 갖고, 상기 부하(L)가 경부하상태로 된 것을 검출하기 위해 상기 판별신호의 레벨과 비교하는 제 1 임계값이, 상기 부하(L)가 비경부하상태로 된 것을 검출하기 위해 상기 판별신호의 레벨과 비교하는 제 2 임계값 보다도 높게 설정됨으로써 히스테리시스를 갖는 것을 특징으로 하는 전원장치.
제 1 항에 있어서,

상기 충전부(20, 50)는,

상기 충전소자(24, 54);

코일(21, 51);

ON/OFF하는 스위칭동작을 반복하고, 상기 코일(21, 51)에 상기 코일(21, 51)의 입력전압에 대응하는 스위칭전류를 반복해서 흘리는 스위칭소자(22, 52);

상기 코일(21, 51)에 축적된 에너지에 따라서 흐르는 스위칭전류를 정류해서, 상기 충전소자(24, 54)에 공급하는 다이오드(23, 53);를 구비하는 역률개선회로인 것을 특징으로 하는 전원장치.
제 2 항에 있어서,

상기 부하(L)가 경부하상태로 되고 나서 상기 충전부동작정지부(42, 72)가 상기 충전부(20, 50)의 상기 충전소자(24, 54)로의 충전을 정지시키기까지의 시간은 100μsec 내지 10 sec의 범위로 설정되는 것을 특징으로 하는 전원장치.
기동되어 충전소자(24, 54)를 충전하는 충전부(20, 50)와,

상기 충전소자(24, 54)에 충전된 제 1 직류전압에 의거해서 제 2 직류전압을 생성하고, 생성된 제 2 직류전압을 부하(L)에 인가하는 직류전압생성부(30, 60)를 구비한 전원장치를 제어하는 제어방법에 있어서,

상기 충전부(20, 50)를 기동하는 스텝;

상기 직류전압생성부(30, 60)가 생성하는 상기 제 2 직류전압을 인가하는 상기 부하(L)의 상태가 경부하상태인지 여부를 판별하는 스텝;

상기 판별결과가 상기 부하(L)의 상태가 경부하상태인 것을 나타내는 경우에, 상기 부하(L)의 상태가 경부하상태로 된 때부터 미리 설정된 시간이 경과한 것을 검출하는 스텝; 및

상기 시간이 경과한 것이 검출되었을 때, 상기 충전부(20, 50)의 상기 충전소자(24, 54)로의 충전을 정지시키는 스텝;을 구비한 것을 특징으로 하는 전원장치의 제어방법.