KR100526542B1

KR100526542B1 - 이동 통신 시스템에서 다중안테나를 사용하는송신다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 송수신하는장치 및 방법

Info

Publication number: KR100526542B1
Application number: KR10-2003-0030886A
Authority: KR
Inventors: 김성진; 문용석
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2003-05-15
Filing date: 2003-05-15
Publication date: 2005-11-08
Anticipated expiration: 2023-05-15
Also published as: CN100338889C; CN1574685A; KR20040098676A; US7366253B2; US20050037718A1

Abstract

본 발명은 이동 통신 시스템에서 수신기들이 수신 기준 채널 신호를 가지고 채널 특성을 측정하고, 상기 채널 특성을 고려하여 이동 통신 시스템에서 미리 설정하고 있는 설정 개수의 가중치벡터들 각각에 대해서 다른 가중치벡터들과 직교성을 가지면서도, 최대 신호대 간섭및 잡음비를 가지는 가중치벡터와 이에 해당하는 신호대 간섭및 잡음비를 결정하여 송신기로 피드백한다. 그러면 송신기가 상기 수신기들로부터 피드백되는 피드백 정보들을 해석하여 상기 수신기들중 상호간에 직교성을 가지면서도 동시에 전송되는 신호대 간섭및 잡음비에 따른 가산 용량이 최대 전송량을 가지는 수신기들을 결정하고, 상기 결정된 수신기들에 피드백되어온 가중치벡터를 전송에 사용할 가중치벡터들로 결정하고, 상기 안테나들에 상기 결정한 가중치벡터들 각각을 잘 알려진 다중 사용자 빔포밍 원리에 근거하여 적용하여 상기 결정한 수신기들 각각으로 데이터를 송신함으로써, 아주 간단한 시스템 구조를 가지면서도 시스템 전송 용량(Capacity) 효율을 극대화시킨다.

Description

이동 통신 시스템에서 다중안테나를 사용하는 송신다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 송수신하는 장치 및 방법{APPARATUS FOR TRANSMITTING/RECEIVING DATA USING TRANSMIT DIVERSITY SCHEME WITH MULTIPLE ANTENNA IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM AND METHOD THEREOF}

본 발명은 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 다중 안테나를 사용한 송신다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 송수신하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

차세대 이동 통신 시스템은 패킷 서비스 통신 시스템(packet service communication system) 형태로 발전되어 왔으며, 패킷 서비스 통신 시스템은 버스트(burst)한 패킷 데이터(packet data)를 다수의 이동국들로 전송하는 시스템으로서, 대용량 데이터 전송에 적합하도록 설계되어 왔다. 이런 패킷 서비스 통신 시스템은 고속 패킷 서비스를 위해 발전해나가고 있으며, 비동기 방식 표준 단체인 3GPP(3rd Generation Partnership Project)는 상기 고속 패킷 서비스를 제공하기 위해 고속 순방향 패킷 접속(HSDPA: High Speed Downlink Packet Access, 이하 "HSDPA"라 칭하기로 한다) 방식을 제안하며, 동기 방식 표준 단체인 3GPP2(3rd Generation Partnership Project2)는 상기 고속 패킷 서비스를 제공하기 위해 1x EV-DO/V(1x Evolution Data Only/Voice) 방식을 제안한다. 상기 HSDPA 방식 및 1x EV-DO/V 방식 모두는 웹(web)과 같은 인터넷 서비스의 원활한 전송을 위해 고속 패킷 서비스를 제공하는 것을 제안하고 있고, 상기 고속 패킷 서비스를 제공하기 위해서는 평균 전송량(Average Throughput)뿐 아니라 최대 전송량(Peak Throughput)을 최적화하여 음성 서비스와 같은 서킷(circuit) 데이터 뿐만 아니라 패킷 데이터 전송을 원활하게 한다.

그러면 여기서 상기 HSDPA 방식을 설명하기로 한다.

일반적으로 HSDPA 방식은 광대역 부호 분할 다중 접속(W-CDMA: Wideband-Code Division Multiple Access, 이하 "W-CDMA"라 칭하기로 한다) 통신시스템에서 순방향 고속 패킷 데이터 전송을 지원하기 위한 순방향 데이터 채널인 고속 순방향 공통 채널(HS-DSCH: High Speed - Downlink Shared Channel, 이하 "HS-DSCH"라 칭하기로 한다)과 이와 관련된 제어채널들 및 이들을 위한 장치, 시스템, 방법들을 총칭한다. 여기서, 설명의 편의상 제 3세대 비동기 이동 통신 방식의 표준인 3GPP에서의 HSDPA 방식을 일 예로 들어 설명하지만, 두 개 혹은 그 이상의 전송 안테나를 이용하여 전송 다이버시티를 구현하는 다른 모든 통신 시스템에서도 본 발명이 적용됨은 물론이다.

상기 HSDPA 방식을 사용하는 통신 시스템에서 고속 패킷 데이터 전송을 지원하기 위해서 하기 3가지 방식, 즉 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding, 이하 "AMC"라 칭하기로 한다) 방식, 복합 재전송(HARQ: Hybrid Automatic Retransmission Request, 이하 "HARQ"라 칭하기로 한다) 방식 및 빠른 셀 선택(FCS: Fast Cell Select, 이하 "FCS"라 칭하기로 한다) 방식을 새롭게 도입하였다.

첫 번째로, 상기 AMC 방식에 대해 설명하기로 한다.

상기 AMC 방식은 셀(cell), 즉 기지국(Node B)과 사용자 단말기(UE: User Equipment) 사이의 채널 상태에 따라 서로 다른 데이터 채널의 변조 방식과 코딩 방식을 결정해서, 상기 셀 전체의 사용 효율을 향상시키는 데이터 전송 방식을 말한다. 상기 AMC 방식은 복수개의 변조 방식들과 복수개의 코딩 방식들을 가지며, 상기 변조 방식들과 코딩 방식들을 조합하여 데이터 채널 신호를 변조 및 코딩한다. 통상적으로 상기 변조 방식들과 코딩 방식들의 조합들 각각을 변조 및 코딩 방식(MCS ; Modulation and Coding Scheme, 이하 "MCS"라 칭하기로 한다)이라고 하며, 상기 MCS들의 수에 따라 레벨(level) 1에서 레벨(level) N까지 복수개의 MCS들을 정의할 수 있다. 즉, 상기 AMC 방식은 상기 MCS의 레벨을 상기 사용자 단말기와 현재 무선 접속되어 있는 기지국 사이의 채널 상태에 따라 적응적으로 결정하여 상기 기지국 전체 시스템 효율을 향상시키는 방식이다.

두 번째로, HARQ 방식, 특히 다채널 정지-대기 혼합 자동 재전송(N-channel SAW HARQ: n-channel Stop And Wait Hybrid Automatic Retransmission Request,이하 "N-channel SAW HARQ"라 칭하기로 한다) 방식에 대해서 설명하기로 한다.

통상적인 ARQ(Automatic Retransmission Request, 이하 "ARQ"라 칭하기로 한다) 방식은 사용자 단말기와 기지국 제어기(RNC: Radio Network Controller)간에 인지(ACK: Acknowledgement , 이하 "ACK"라 칭하기로 한다) 신호와 재전송 패킷데이터의 교환이 이루어졌다. 그런데 상기 HARQ 방식은 상기 ARQ 방식의 전송 효율을 증가시키기 위해 다음과 같은 2 가지 방안들을 새롭게 적용한다. 첫 번째 방안은 상기 HARQ는 사용자 단말기와 기지국 사이에서의 재전송 요구 및 응답을 수행하는 것이고, 두 번째 방안은 오류가 발생한 데이터들을 일시적으로 저장하였다가 해당 데이터의 재전송 데이터와 컴바이닝(Combining)해서 전송하는 것이다. 또한, 상기 HSDPA 방식은 사용자 단말기와 기지국의 매체 접속 제어(MAC: Media Access Control, 이하 "MAC"이라 칭하기로 한다) HS-DSCH 사이에서 ACK 신호와 재전송 패킷 데이터가 교환된다. 또한, 상기 HSDPA 방식에서는 N개의 논리적인 채널(logical channel)들을 구성해서 ACK 신호를 받지 않은 상태에서 여러 개의 패킷 데이터를 전송할 수 있는 상기 N-channel SAW HARQ 방식을 도입하였다. 상기 SAW ARQ 방식의 경우 이전 패킷 데이터에 대한 ACK 신호를 수신하여야만 다음 패킷 데이터를 전송한다. 그런데, 이렇게 이전 패킷 데이터에 대한 ACK 신호를 수신한 후에만 다음 패킷 데이터를 전송하기 때문에 상기 SAW ARQ 방식은 패킷 데이터를 현재 전송할 수 있음에도 불구하고 ACK 신호를 대기하여야 하는 경우가 발생할 수 있다는 단점이 있다. 상기 N-channel SAW HARQ 방식에서는 상기 이전 패킷 데이터에 대한 ACK 신호를 받지 않은 상태에서 다수의 패킷 데이터들을 연속적으로 전송해서 채널의 사용 효율을 높일 수 있다. 즉, 사용자 단말기와 기지국간에 N개의 논리적인 채널들을 설정하고, 특정 시간 또는 채널 번호로 상기 N개의 논리 채널들 각각을 식별 가능하다면, 패킷 데이터를 수신하게 되는 사용자 단말기는 임의의 시점에서 수신한 패킷데이터가 어느 논리 채널을 통해 전송된 패킷 데이터인지를 알 수 있으며, 수신되어야 할 순서대로 패킷 데이터들을 재구성하거나 해당 패킷 데이터를 소프트 컴바이닝(soft combining) 하는 등 필요한 조치를 취할 수 있다.

마지막으로 상기 FCS 방식을 설명하기로 한다.

상기 FCS 방식은 상기 HSDPA 방식을 사용하고 있는 사용자 단말기가 셀 중첩지역, 즉 소프트 핸드오버 영역(soft handover region)에 위치할 경우 복수개의 셀들 중 채널 상태가 좋은 셀을 빠르게 선택하는 방법이다. 상기 FCS 방식은 구체적으로,(1) 상기 HSDPA를 사용하고 있는 사용자 단말기가 제1기지국과 제2기지국의 셀 중첩지역에 진입할 경우, 상기 사용자 단말기는 복수의 셀들, 즉 복수개의 기지국과의 무선 링크(이하 "Radio Link"라 칭하기로 한다)를 설정한다. 이때 상기 사용자 단말기와 Radio Link를 설정한 셀들의 집합을 액티브 셋(active set)이라 칭하기로 한다. (2) 상기 액티브 셋에 포함된 셀들 중에서 가장 양호한 채널상태를 유지하고 있는 셀로부터만 HSDPA용 패킷 데이터를 수신하여 전체적인 간섭(interference)을 감소시킨다. 여기서, 상기 액티브 셋에서 채널상태가 가장 양호하여 HSDPA 패킷 데이터를 전송하는 셀을 베스트 셀(best cell)이라 하고, 상기 사용자 단말기는 상기 액티브 셋에 속하는 셀들의 채널 상태를 주기적으로 검사하여 현재 베스트 셀보다 채널 상태가 더 좋은 셀이 발생하는지를 검사한다. 상기 검사 결과 현재 베스트 셀보다 채널 상태가 더 좋은 셀이 발생할 경우 상기 사용자 단말기는 베스트 셀을 새로 발생한 채널 상태가 더 좋은 셀로 바꾸기 위해 베스트 셀 지시자(Best Cell Indicator) 등을 상기 액티브 셋에 속해있는 모든 셀들로 전송한다. 상기 베스트 셀 지시자에는 베스트 셀로 선택된 셀의 식별자가 포함되어 전송되고, 상기 액티브 셋내의 셀들은 상기 베스트 셀 지시자를 수신하고, 그 수신한 베스트 셀 지시자에 포함된 셀 식별자를 검사한다. 그래서 상기 액티브 셋 내의 셀들 각각은 상기 베스트 셀 지시자가 자신에게 해당하는 베스트 셀 지시자인지를 검사하고, 상기 검사 결과 베스트 셀로 선택된 해당 셀은 HS-DSCH를 이용해서 상기 사용자 단말기로 패킷 데이터를 전송한다.

상기에서 설명한 바와 같이 HSDPA 방식을 사용하는 통신 시스템은 데이터 전송률을 높이기 위해서 여러 가지 새로운 방식들을 제안하고 있다. 물론 상기에서는 HSDPA 방식을 일 예로 하여 설명하였지만 데이터 전송률을 높이기 위한 또 다른 시스템으로는 상기 1xEV-DO/V와 같은 시스템이 존재하며 상기 1xEV-DO/V 시스템 역시 데이터 전송률을 높이는 것이 통신 시스템 성능의 관건이 되고 있다. 상기 AMC 방식과, HARQ 방식 및 FCS 방식 등과 같은 새로운 방식들뿐만 아니라 할당된 대역폭(band width)의 한계를 극복하기 위한, 즉 데이터 전송률을 높이기 위한 또 다른 방식으로는 다중 안테나(multiple antenna) 방식이 존재한다. 상기 다중 안테나 방식은 공간축(space domain)을 활용하므로 주파수축 대역폭 자원의 한계를 극복하며, 상기 다중 안테나 방식에는 일반적으로 널링(nulling) 기술이 사용된다. 여기서, 상기 널링 기술은 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

그리고 상기 다중 안테나 방식을 설명하기 전에 다중 사용자 다이버시티 스케줄링(multiuser diversity scheduling) 방식에 대해서 설명하기로 한다. 상기 패킷 서비스 통신 시스템, 일 예로 HSDPA 통신 시스템은 패킷 서비스를 요구하는 다수의 사용자 채널들의 상태를 피드백 정보를 가지고 판단하고, 상기 판단 결과 가장 우수한 채널 품질(channel quality)을 가지는 사용자 채널로만 패킷 데이터를 전송하는 방식을 사용하여 신호대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio, 이하 "SNR"이라 칭하기로 한다) 이득을 증가시키는데, 이런 방식이 바로 상기 다중 사용자 다이버시티 스케줄링 방식이다. 여기서, 상기 다중 사용자 다이버시티 이득의 정도를 나타내는 다이버시티 차수(order)는 동시에 패킷 서비스를 요구하는 사용자들의 수에 해당한다.

그러면 여기서, 상기 다중 안테나 방식을 설명하기로 한다.

먼저, 이동 통신 시스템은 한 기지국을 통해 여러 사용자 단말기들이 교신하는 형태로 구성된다. 상기 기지국이 상기 다수의 사용자 단말기들로 고속 데이터 전송을 수행할 경우 무선 채널상의 특성으로 인해 페이딩(fading) 현상이 발생한다. 이런 페이딩 현상을 극복하기 위해 상기 다중 안테나 방식인 전송 안테나 다이버시티(transmit antenna diversity) 방식이 제안되었다. 여기서, 상기 전송 안테나 다이버시티 방식이라 함은 하나의 전송 안테나가 아닌 적어도 2개 이상의 전송 안테나들, 즉 다중 안테나들을 이용하여 신호를 송신함으로써 페이딩 현상에 따른 전송 데이터 손실을 최소화하여 데이터 전송률을 높이는 방식을 의미한다. 그러면 여기서 상기 전송 안테나 다이버시티 방식을 설명하기로 한다.

일반적으로 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음 및 간섭 등과 같은 여러 요인들로 인해 실제 송신 신호에서 왜곡된 신호를 수신하게 된다. 여기서, 상기 다중 경로 간섭에 의한 페이딩은 반사체나 사용자, 즉 사용자 단말기의 이동성에 밀접한 관련을 가지며, 실제 송신 신호와 간섭 신호가 혼재한 형태로 수신된다. 그래서, 상기 수신 신호는 실제 송신 신호에서 심한 왜곡을 겪은 형태가 되어 전체 이동 통신 시스템의 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 결과적으로 상기 페이딩 현상은 수신 신호의 크기(amplitude)와 위상(phase)을 왜곡시킬 수 있어, 무선 채널 환경에서 고속의 데이터 통신을 방해하는 주요 원인이며, 상기 페이딩 현상을 해결하기 위한 많은 연구들이 진행되고 있다. 결과적으로, 이동 통신 시스템에서 데이터를 고속으로 전송하기 위해서는 페이딩 현상과 같은 이동 통신 채널의 특성에 따른 손실 및 사용자별 간섭을 최소화해야 한다. 페이딩 현상으로 인해 통신이 불안정하게 되는 것을 방지하기 위한 방식으로 다이버시티 방식을 사용하며, 이러한 다이버시티 방식들 중 하나인 공간 다이버시티(space diversity) 방식이 다중 안테나를 이용한다.

그리고 상기 페이딩 현상을 해결하기 위한 방식들중 효과적인 방식으로서 전송 안테나 다이버시티 방식이 대두되고 있다. 상기 전송 안테나 다이버시티 방식은 무선 채널 환경에서 독립적인 페이딩 현상을 겪은 다수의 전송 신호들을 수신하여 페이딩 현상에 따른 왜곡에 대처하게 된다. 상기 전송 안테나 다이버시티 방식에는 시간 다이버시티(time diversity) 방식과, 주파수 다이버시티(frequency diversity) 방식과, 다중 경로 다이버시티(multipath diversity) 방식 및 공간 다이버시티(space diversity) 방식 등과 같은 다양한 방식들이 존재한다. 다시 말해서, 이동 통신 시스템은 고속 데이터 전송을 수행하기 위해서 통신 성능에 가장 심각한 영향을 미치는 상기 페이딩 현상을 잘 극복해야만 한다. 이렇게 페이딩 현상을 극복해야하는 이유는 상기 페이딩 현상이 수신 신호의 진폭(amplitude)을 수 dB에서 수십 dB까지 감소시키기 때문이다. 상기 페이딩 현상을 극복하기 위해서 상기 다이버시티 방식들이 사용되며, 일 예로 코드 분할 다중 접속(CDMA: Code Division Multiple Access) 방식은 채널의 지연 분산(delay spread)을 이용해 다이버시티 성능을 얻을 수 있는 레이크(Rake) 수신기를 채택하고 있다. 여기서, 상기 레이크 수신기는 다중 경로(multi-path) 신호를 수신하는 일종의 수신 다이버시티 방식이다. 그러나, 상기 레이크 수신기에서 사용하는 수신 다이버시티 방식은 채널의 지연 분산이 비교적 작을 경우에는 원하는 다이버시티 이득을 갖지 못한다는 단점을 가진다.

상기 시간 다이버시티 방식은 인터리빙(interleaving) 및 코딩(coding) 등과 같은 방법을 이용하여 무선 채널 환경에서 발생하는 버스트 에러(burst error)에 효과적으로 대응하며, 일반적으로 도플러 확산(doppler spread) 채널에서 사용된다. 그러나, 상기 시간 다이버시티 방식은 저속 도플러 채널에서는 그 다이버시티 효과를 갖기가 어렵다는 문제점이 있다. 상기 공간 다이버시티 방식은 일반적으로 채널의 지연 분산이 비교적 작은 채널, 일 예로 실내 채널과 저속 도플러 채널인 보행자 채널 등과 같은 지연 분산이 비교적 작은 채널에서 사용된다. 상기 공간 다이버시티 방식은 두 개 이상의 안테나들을 사용하여 다이버시티 이득을 획득하는 방식으로서, 한 안테나를 통해 송신한 신호가 페이딩 현상에 의해 감쇄된 경우, 나머지 안테나를 통해 송신한 신호를 수신하여 다이버시티 이득을 획득하는 방식이다. 여기서, 상기 공간 다이버시티 방식은 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 송신 안테나 다이버시티 방식으로 분류된다. 그런데 사용자 단말기의 경우 하드웨어 최소화 측면이나 혹은 제조 단가 등의 측면에서 여러 가지로 수신 안테나 다이버시티 방식을 적용한다는 것은 난이하기 때문에, 일반적으로 기지국에서 송신 안테나 다이버시티 방식을 사용하는 것이 권장된다. 또한 상기 주파수 다이버시티 방식은 서로 다른 주파수로 전송된 신호가 서로 다른 다중 경로를 겪어 다이버시티 이득을 얻으며, 상기 다중 경로 다이버시티 방식은 다중 경로 신호가 서로 다른 페이딩 정보를 가지기 때문에 상기의 다중 경로 신호를 분리하여 다이버시티 이득을 획득한다. 뿐만아니라, 공간 채널의 특성과 조화됨에 따라 coherent 전송이 가능하여 안테나들 수에 비례하는 만큼 SNR 증가의 이득이 있다.

한편, 상기 송신 안테나 다이버시티 방식, 즉 전송 안테나 다이버시티 방식은 사용자 단말기로부터 순방향(downlink) 채널 정보를 피드백(feedback)받아 기지국이 그 피드백받은 정보를 이용하는 폐루프(closed loop) 전송 안테나 다이버시티 방식과, 상기 피드백 정보를 이용하지 않는 개루프(open loop) 전송 안테나 다이버시티 방식의 두 가지 방식으로 분류된다. 특히, 상기 폐루프 전송 안테나 다이버시티 방식은 사용자 단말기의 채널 위상(phase)과 크기(power)를 측정하여 상기 사용자 단말기의 채널에 적용할 최적의 가중치(weight)를 찾는다. 그러므로 상기 기지국은 상기 채널의 크기와 위상을 측정하기 위해 안테나 별로 구분되는 파일럿(pilot) 신호를 전송해야만 한다. 그러면 상기 사용자 단말기는 상기 기지국에서 전송한 파일럿 신호를 수신하여, 상기 사용자 단말기 자신에 대한 채널의 크기 및 위상을 측정하고, 상기 측정한 채널 크기 및 위상 정보를 가지고 최적의 가중치를 찾는다.

한편, 상기 패킷 서비스 통신 시스템에서 한정된 시스템 전송 용량을 증대시키기 위한 또 다른 방법으로 안테나 빔 포밍(beam forming) 방식이 존재한다. 상기 안테나 빔 포밍 방식은 다수의 안테나들을 구비하여, 상기 안테나들 각각이 전송하고자 하는 방향성을 가지고 신호를 전송하는 방식을 의미한다. 상기 빔 포밍 방식의 경우 실제 상기 다수의 안테나들중 임의의 한 안테나를 통해 전송되는 신호가 다른 나머지 안테나들을 통해 전송되는 신호들에 대한 간섭(interference)으로서 작용하지 않도록 하게 하기 위해서 널링 방식을 사용한다. 그러나, 패킷 데이터 등 데이터 전송을 위한 핵심 부분인 널링 방식에 의한 전송량 증대는 안테나들간 거리가 일정치로 한정된 상기 안테나 빔 포밍 방식에만 적용이 가능하여, 안테나들간 거리가 일정치로 한정되지 않은, 즉 안테나들간 거리가 비교적 먼 전송 안테나 다이버시티 방식에서는 일반적으로 사용되지 못하고 있다. 여기서, 상기 안테나 빔포밍 방식에서는 상기 안테나들간 거리가 비교적 가까운 거리 를 가지고, 상기 전송 안테나 다이버시티 방식에서는 안테나들간 거리가 비교적 먼 거리 10λ를 가진다. 그래서 상기 전송 안테나 다이버시티 방식에서는 안테나들간 거리로 인해 안테나들간 상관 관계가 거의 없어 상기 안테나 빔포밍 방식의 널링 기술을 사용하는 것이 불가능하다.

그러면 여기서 상기 빔포밍 방식에 대해서 설명하기로 한다.

상기 빔포밍 방식은 안테나간 거리가 와 같이 비교적 가까워 안테나간 상관관계를 이용하여 널링 방식을 사용하는 방식을 의미한다. 상기 널링 방식은 하기 수학식 1과 같이 임의의 제1사용자 단말기의 수신신호 r₁에는 임의의 제2사용자 단말기의 데이터 d₂가 수신되지 않고, 상기 제2사용자 단말기의 수신신호 r₂에는 상기 제1사용자 단말기의 데이터 d₁이 수신되지 않도록 안테나 가중치를 w₁ ^Hh ₂ = 0, w₂ ^Hh₁ = 0조건으로 만드는 방식을 나타낸다.

따라서, 상기 수학식 1과 같은 조건을 만족하는 가중치가 항상 생성되도록 주어진 채널 조건이 설정된다면 다른 사용자 단말기를 위한 채널의 영향을 완전히 제거하는 것이 가능해져 시스템은 사실상 2배의 용량 증대가 가능하다. 물론 빔포밍 환경에서 널링해야 할 다른 사용자 단말기들의 수가 원하는 사용자 단말기를 포함하여 안테나수보다 1개 적다면 이론적으로 항상 널링이 가능하다. 그러나 이런 이상적인 상황은 안테나간 상관도가 완전히 존재하여 위상만 달라질 경우에 가능하기 때문에 일반적인 빔포밍의 널링 기술은 이동 통신 무선 채널 환경에서 구현하기가 상당히 힘들다.

그러나, 채널의 페이딩 현상을 극복하기 위해 사용되는 다중 안테나 다이버시티 방식은 안테나간 거리가 10λ등과 같이 거리가 멀어 안테나간 상관관계가 거의 없어, 상기 널링 방식을 적용하는 것이 난이하다. 이렇게, 다중 안테나 다이버시티 방식에는 널링 기술을 적용하는 것이 난이하기 때문에, 기지국이 다수의 사용자에게 데이터를 동시에 전송하고자 할 경우에는 일반적으로 확산 코드(spreading code)의 직교성에 의한 다중 사용자(multiple user) 전송 방식을 사용한다. 그러나 상기 확산 코드의 직교성을 사용하는 다중 사용자 전송 방식도 다중 경로 페이딩 현상이 발생할 경우에는 다중 코드간 자기 간섭(SI: Self interference)과, 다중 접속 간섭(MAI: Multiple Access Interference) 등이 발생하기 때문에 성능 저하가 발생한다. 따라서, 다중 사용자 전송 방식을 사용하는 경우 역시 널링 방식을 적용하는 필요성이 대두된다.

상기에서 설명한 바와 같이 고속 패킷 데이터 서비스를 위해서는 널링 방식을 사용하는 것이 중요한 요건으로 작용하지만, 상기 널링 방식은 안테나간 거리가 한정되어 있는 빔포밍 기술에만 적용이 가능하다. 이는 일반적으로 안테나간 거리가 멀어지면, 안테나간 신호의 상관도가 낮아지게 되어 채널의 변동 주기, 즉 채널 도플러가 급격하게 증가하여, 기존의 음성 통신 환경에서는 한 사용자의 한 프레임 구간 동안에도 채널이 일정하지 않고 변하게 되어 이를 고정적으로 널링하는 것이 불가능하였었기 때문이다. 특히, 상기 코드 분할 다중 접속 이동 통신 시스템의 경우 동시 사용자 단말기들 수보다 많은 수의 안테나를 구비하여 다중 안테나의 널링 자유도인 안테나수-1의 초과로 널링 방식을 적용한다는 것은 거의 불가능하다. 다시 말하면, 미리 설정되어 있는 설정 프레임 길이가 채널 변화 구간인 coherent time에 비해 훨씬 길고, 동시에 접속되는 사용자들의 수가 안테나들의 수에 비해서 훨씬 많다는 문제점으로 인해서 널링 방식을 적용하는 것은 거의 불가능하다.

그러면 여기서, 상기에서 설명한 폐루프 전송 안테나 다이버시티 방식중에서 전송 안테나 어레이(TxAA: Transmit Antenna Array, 이하 TxAA"라 칭하기로 한다) 방식을 설명하기로 한다.

먼저, 상기 TxAA 방식은 그 동작 모드(mode)가 제1 TxAA 모드(이하 "TxAA Mode1"라 칭하기로 한다)와, 제2 TxAA 모드(이하 "TxAA Mode2"라 칭하기로 한다)의 2가지 모드로 크게 구분된다. 상기 TxAA Mode1에서 UE는 UE가 수신하는 신호의 수신전력이 최대가 되도록 UTRAN에서 사용할 가중치 w₁, w₂를 기지국에서 전송한 파일럿(pilot) 신호를 이용하여 계산한다. 그리고, 상기 계산된 가중치 w₁, w₂를 특정 채널, 일 예로 전용 물리 제어 채널(DPCCH: Dedicated Physical Control CHannel)의 피드백 정보(FBI: FeedBack Information) 필드를 통해 기지국으로 전송한다. 현재, 상기 TxAA Mode1 방식으로 동작하는 UTRAN에서 사용 가능한 가중치는 총 4개의 가중치, 즉 00, 01, 10, 11의 가중치를 가진다. 다음으로 상기 TxAA Mode2에 대하여 설명하면 다음과 같다. 상기 TxAA Mode2는 TxAA Mode 1의 경우와는 다르게 위상 및 진폭, 즉 전력 정보 모두를 조정한다. 즉, 상기 TxAA Mode 1는 위상만을 조정하였으나, 상기 TxAA Mode2는 위상뿐만 아니라 진폭까지 모두 조정한다. 현재, UTRAN에서 사용 가능한 가중치는 총 16개로 제안되고 있으며, 상기 16개의 가중치들 각각은 위상과 진폭이 구별되는 값을 가진다.

여기서, 상기 가중치 w는 전송 채널과 관계된 값으로서 예를 들면 w=h^*(단, w와 h는 벡터)를 사용한다. 또한 상기 h는 전송 안테나 어레이 채널을 나타낸다. 일반적으로, 이동 통신 시스템들 중 주파수 분할 듀플렉스(FDD: Frequency Division Duplex)를 사용하는 방식은 전송 채널과 수신 채널의 특성이 다르기 때문에 기지국에서 전송 채널(h)을 알기 위해서는 사용자 단말기가 상기 기지국으로 전송 채널 정보를 피드백시켜야 한다. 이를 위해 TxAA Mode1 혹은 TxAA Mode2는 채널 정보(h)로부터 구하게 될 가중치(w) 정보를 사용자 단말기가 계산하여 기지국으로 피드백하도록 구현되어 있다. 상기 TxAA Mode1는 가중치(w=[|w1|exp(jθ1),|w2|exp(jθ2)])(여기서, 상기 w1과 w2는 스칼라 성분이다.) 정보 중 위상 성분에 해당하는 θ₂-θ₁ 부분만 두 비트로 양자화하여 피드백시킨다. 따라서, 위상의 정밀도는 π/2가 되고 양자화 오류는 최대 π/4가 된다. 또한 상기 피드백의 효율성을 높이기 위해 매 순간 두 비트들 중 한 비트만 갱신(update)하는 정제(refine) 방법을 사용한다. 예를 들면 두 비트들의 조합으로서 {b(2k), b(2k-1)}, {b(2k), b(2k+1)}(여기서, b는 매 순간 슬롯(slot) 단위로 피드백되는 비트를 의미한다)이 가능하도록 한다. 또한, 상기 TxAA Mode2는 가중치 정보의 구성 요소인 위상과 진폭을 모두 피드백시킨다. 여기서, 상기 위상은 3비트로 피드백시키고, 상기 진폭은 1비트로 피드백시킨다. 따라서, 위상의 정밀도는 π/4이고 양자화 오류는 최대 π/8가 된다. 또한, 상기 피드백의 효율성을 높이기 위해 매 순간 4비트 중 한 비트만 갱신하는 진보된 정제(progressive refine)모드를 사용한다. 정제 모드에서 각 비트는 직교하는 베이시스(basis)의 값이 되는 반면 진보된 정제 모드는 그러한 규정을 갖지 않는다.

한편, 상기 HSDPA 방식을 지원하는 통신 시스템은 그 시스템의 특성상, 즉 패킷 서비스 시스템의 특성상 설정 단위, 일 예로 프레임(frame) 단위로 패킷 데이터를 해당 시점에서 가장 좋은 채널 상태를 가지고 있는 사용자 단말기로만 전송한다. 즉, 상기 HSDPA 통신 시스템은 다중 사용자 다이버시티 방식을 사용하고 있으며, 상기 HSDPA 서비스를 요청한 다수의 사용자 단말기들로부터 채널 품질 정보를 수신하고, 상기 수신한 사용자 단말기들의 채널 품질 정보를 이용하여 상기 사용자 단말기들의 채널 상태를 판단한다. 그래서 채널 상태가 가장 양호한 사용자 단말기를 선택하고, 상기 해당 시점에서 상기 선택한 사용자 단말기로만 패킷 데이터를 전송한다. 따라서, 실제 상기 시스템 전송 용량 자원에 여유가 있을 경우도 선택한 하나의 사용자 단말기로만 패킷 데이터를 전송하기 때문에 전송 용량 자원의 효율성을 저하시킨다는 문제점이 있었다. 그리고, 상기 HSDPA 통신 시스템은 상기에서 설명한 바와 같이 널링 방식을 적용하는 것이 난이하다는 문제점이 있었다.

따라서, 본 발명의 목적은 이동 통신 시스템에서 다중 안테나 다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 송수신하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 이동 통신 시스템에서 전송 용량을 최대화하는 다중 안테나 다이버시티 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 이동 통신 시스템에서 널링 방식이 적용된 다중 안테나 다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 전송하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 송신 장치는; 송신기가 적어도 두 개 이상의 안테나들을 구비하는 이동 통신 시스템에서 다중 안테나를 사용하는 송신 다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 송신하는 장치에 있어서, 다수의 수신기들로부터 수신되는 피드백 정보들을 해석하여 상기 각 수신기의 피드백 정보가 서로 직교성을 가지면서도 동시에 전송될 때 가산 용량이 최대 전송량을 가지는 수신기들을 결정하고, 상기 최대 전송량을 가지는 수신기들의 피드백정보에 해당하는 가중치를 결정하는 피드백 정보 처리기와, 상기 안테나들 각각에 상기 결정한 가중치들 각각을 적용하여 상기 결정한 수신기들 각각으로 데이터를 송신하는 신호 송신기를 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 수신 장치는; 송신기가 적어도 두 개 이상의 안테나들을 구비하는 이동 통신 시스템에서 다중 안테나 다이버시티 방식을 사용하여 송신한 데이터를 수신하는 장치에 있어서, 수신 기준 채널 신호를 역확산 및 디스크램블링하는 신호 수신기와, 상기 역확산 및 디스크램블링된 기준 채널 신호를 가지고 채널 특성을 측정하고, 상기 채널 특성을 고려하여 이동 통신 시스템에서 미리 설정하고 있는 설정 개수의 가중치들 각각에 대해서 서로 직교성을 가지는 가중치와 함께, 최대 신호대 간섭 잡음비를 가지는 가중치를 결정하는 피드백 정보 생성기를 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 송신 방법은; 송신기가 적어도 두 개 이상의 안테나들을 구비하는 이동 통신 시스템에서 다중 안테나를 사용하는 송신다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 송신하는 방법에 있어서, 다수의 수신기들로부터 수신되는 피드백 정보들을 해석하여 상기 수신기들중 상호간에 직교성을 가지면서도 동시에 전송되는 가산 용량이 최대 전송량을 가지는 수신기들을 결정하고, 상기 최대 전송량을 가지는 가중치들을 결정하는 피드백 정보 처리 과정과, 상기 안테나들 각각에 상기 결정한 가중치들 각각을 적용하여 상기 결정한 수신기들 각각으로 데이터를 송신하는 신호 송신 과정을 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 수신 방법은; 송신기가 적어도 두 개 이상의 안테나들을 구비하는 이동 통신 시스템에서 다중 안테나를 사용하는 송신다이버시티 방식을 사용하여 송신한 데이터를 수신하는 방법에 있어서, 수신 기준 채널 신호를 역확산 및 디스크램블링하는 신호 수신 과정과, 상기 역확산 및 디스크램블링된 기준 채널 신호를 가지고 채널 특성을 측정하고, 상기 채널 특성을 고려하여 이동 통신 시스템에서 미리 설정하고 있는 설정 개수의 가중치들 각각에 대해서 서로 직교성을 가지는 가중치와 함께, 최대 신호대 간섭 잡음비를 가지는 가중치를 결정하는 피드백 정보 생성 과정을 포함함을 특징으로 한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

도 1은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 패킷 통신 시스템의 개략적인 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 1을 참조하면, 먼저 기지국(Node B)(10)은 패킷(packet) 서비스를 지원하는 시스템으로서, 일 예로 고속 순방향 패킷 접속(HSDPA: High Speed Downlink Packet Access: 이하 "HSDPA"라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 시스템으로서, 대용량 데이터 전송을 수행하는 시스템이다. 그리고 제1사용자 단말기(UE: User Equipment)(32) 내지 제 X 사용자 단말기(36)는 상기 기지국(10)과 무선 연결되어 패킷 서비스를 받는 사용자 단말기들이다. 상기 기지국(10)은 다중 안테나 다이버시티(Multiple Antenna Diversity) 방식인 전송 안테나 다이버시티(Transmit Antenna Diversity) 방식을 사용하며, 상기 전송 안테나 다이버시티 방식중에서도 특히 전송 안테나 어레이(TxAA: Transmit Antenna Array, 이하 "TxAA"라 칭하기로 한다) 방식을 사용한다. 여기서, 상기 TxAA 방식은 그 동작 모드(mode)가 제1 TxAA 모드(이하 "TxAA Mode1"라 칭하기로 한다)와, 제2 TxAA 모드(이하 "TxAA Mode2"라 칭하기로 한다)의 2가지 모드로 크게 구분된다. 상기 기지국(10)은 파일럿(pilot) 신호를 전송하고, 상기 제1 사용자 단말기(32) 내지 제 X 사용자 단말기(36) 각각은 상기 파일럿 신호를 수신하여 순방향(downlink) 채널의 채널 특성을 측정하고, 상기 측정한 채널 특성을 가지고 피드백 정보(feedback information)를 생성한다. 그리고 나서 상기 제1 사용자 단말기(32) 내지 제 X 사용자 단말기(36) 각각은 상기 생성한 피드백 정보를 특정 채널, 일 예로 전용 물리 제어 채널(DPCCH: Dedicated Physical Control CHannel)의 피드백 정보(FBI: FeedBack Information) 필드를 통해 상기 기지국(10)으로 전송하거나 혹은 상기 DPCCH가 아닌 새로운 별도의 제어 채널을 통해 상기 기지국(10)으로 전송한다. 이하, 본 발명을 설명함에 있어 상기 기지국(10)이 전송 안테나 다이버시티 방식으로 상기 TxAA Mode1를 사용하는 경우를 가정하기로 한다.

또한, 상기 기지국(10)은 다수의 송신 안테나들을 구비하며, 또한 안테나 빔 포밍(beam forming) 방식을 사용한다. 그리고, 상기 기지국(10)은 확산 코드(spreading code)의 직교성에 의한 다중 사용자(multiple user) 전송 방식을 사용한다. 상기 도 1에 도시한 바와 같이 상기 기지국(10)은 X개의 확산 코드들을 구비하며, 상기 X개의 확산 코드들 각각을 가지고 확산한 제1채널(22) 내지 제X채널(26)을 전송한다. 여기서, 상기 X개의 확산 코드들 각각은 상기 제1사용자 단말기(32) 내지 제X사용자 단말기(36) 각각에 전송되는 채널들에 직교성을 가지고 적용되는 것이다.

다음으로 도 2를 참조하여 다중 안테나 다이버시티 방식, 즉 전송 안테나를 사용하는 전송다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 전송하는 과정을 설명하기로 한다.

상기 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 이동 통신 시스템에서 다중 안테나 다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 전송하는 과정을 도시한 신호 흐름도이다.

상기 도 2를 참조하면, 먼저 기지국(200)은 사용자 단말기들로 채널 신호를 송신한다(211단계). 상기 채널 신호는 고속 순방향 공통 채널(HS-DSCH: High Speed - Downlink Shared Channel, 이하 "HS-DSCH"라 칭하기로 한다) 신호와 파일럿 채널(pilot channel) 신호가 가산된 신호라고 가정하기로 한다. 상기 HS-DSCH는 공통 채널이기 때문에 상기 기지국(200)에서 전송하는 채널 신호는 다수의 사용자 단말기들로 전송되는데, 상기 도 2에서는 설명의 편의상 임의의 사용자 단말기, 즉 사용자 단말기(250)로 전송된다고 가정하기로 한다. 상기 기지국(200)에서 전송한 채널 신호는 채널 환경을 겪는다. 그러면 여기서, 상기 기지국(200)에서 전송한 채널 신호가 겪는 채널 환경을 설명하기로 한다.

먼저, 상기에서 설명한 바와 같이 상기 이동 통신 시스템은 다중안테나를 사용하는 전송 다이버시티방식을 사용하기 때문에 상기 기지국(200)은 다수의 송신 안테나들, 즉 적어도 2개 이상의 송신 안테나들을 구비하며, 상기 다수의 송신 안테나들을 통해 채널 신호를 송신한다. 상기 다수의 송신 안테나들을 통해 송신된 신호들 각각은 송신 안테나별로 그 출력된 신호에 이득(gain)과, 위상(phase) 및 지연(delay)으로 구성되는 다중 송신 안테나 및 다중 경로에 의한 채널 특성을 겪게 된다. 여기서, 다중 송신 안테나 및 다중 경로에 의한 채널 특성을 나타내면 하기 수학식 2와 같다.

상기 수학식 2에서 n은 전송 안테나 번호를 나타내고, k는 사용자 단말기 번호를 나타내고, l은 1, ... , L까지 값을 갖는 다중 경로 번호를 나타내고, δ(x)는 x = 0에서만 값을 가지면 면적인 1인 델타 함수를 나타내고, T_c는 다중 경로 단위 시간 지연량을 나타낸다.

상기 송신 안테나별로 출력된 신호들은 상기 수학식 2와 같은 채널 특성을 겪게 되고, 이와 동시에 무선 채널 상의 잡음(noise)이 가산된다. 이렇게 채널 특성을 가지고 잡음이 가산된 신호를 상기 사용자 단말기(250)에서 수신하게 되는 것이다(213단계). 상기 사용자 단말기(250)가 수신하는 수신 신호를 나타내면 하기 수학식 3과 같다.

상기 수학식 3에서, x_n은 n번째 안테나로 송신되는 신호를 나타낸다.

여기서, 상기 사용자 단말기(250)는 상기 수신한 채널 신호, 특히 파일럿 채널 신호를 가지고 순방향 채널, 즉 TxAA Mode 1 채널의 특성을 검출한다. 상기 파일럿 채널 신호를 이용하여 채널 특성을 검출하는 방법은 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 사용자 단말기(250)는 상기 검출한 TxAA Mode 1 채널의 특성을 이용하여 피드백 정보(feedback information)를 생성한다(215단계). 상기 사용자 단말기(250)가 피드백 정보를 생성하는 방법 역시 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 사용자 단말기(250)는 상기 생성한 피드백 정보를 상기 피드백 정보 필드를 통해 기지국(200)으로 송신한다(217단계). 상기 기지국(200)은 상기 사용자 단말기(250)에서 송신한 피드백 정보를 수신하고, 상기 수신한 피드백 정보를 처리한다(219단계). 여기서, 상기 기지국(250)은 도시하지는 않았지만 상기 사용자 단말기(250)뿐만 아니라 상기 기지국(250)이 서비스하고 있는 다른 사용자 단말기들 모두로부터 피드백 정보를 수신하고, 상기 수신된 피드백 정보들을 처리하여 이후의 데이터 송신을 제어하게 된다. 상기 기지국(250)이 상기 피드백 정보를 처리하여 데이터 송신을 제어하는 과정은 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

다음으로 도 3을 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 기지국 및 사용자 단말기 내부 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 3은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 기지국 및 사용자 단말기 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 3을 참조하면, 먼저 기지국(310)은 신호 송신기(311)와, 피드백 정보 처리기(313)로 구성되며, 사용자 단말기(330)는 신호 수신기(331)와, 피드백 정보 생성기(333)로 구성된다. 상기 신호 송신기(311)는 피드백 정보 처리기(313)로부터 전달받은 제어 정보들을 가지고 HS-DSCH들 중 특정 개수의 HS-DSCH들을 선택하고, 또한 상기 피드백 정보 처리기(313)로부터 전달받은 제어 정보들에 상응하는 송신 전력(transmit power) 및 변조 및 코딩 방식들을 가지고 상기 선택한 HS-DSCH들을 증폭 및 변조, 인코딩하여 송신한다. 상기 신호 송신기(311)에서 출력한 신호는 송신 채널(320)을 통해 상기 사용자 단말기(330)의 신호 수신기(331)로 수신된다. 여기서, 상기 송신 채널(320)은 상기 도 2의 211단계에서 설명한 채널 환경과 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

상기 신호 수신기(331)는 상기 송신 채널(320)을 통해 수신된 수신 신호를 수신한다. 상기 신호 수신기(331)는 상기 송신 채널(320)을 통해 수신된 수신 신호를 다중 경로별로 지연값을 달리하여 역확산(de-spreading) 및 디스크램블링(de-scrambling)한다. 상기 수신 신호를 다중 경로별로 역확산 및 디스크램블링한 신호는 하기 수학식 4와 같다.

상기 수학식 4는 k_o번 사용자의 l_o번 다중 경로를 고려하여 전개한 역확산 식을 나타낸다.

상기 수학식 4와 같이 역확산 및 디스크램블링된 다중 경로별 신호들은 상기 다중 경로별 신호대 간섭 잡음비(SINR: Signal to Interference and Noise Ratio, 이하 "SINR"이라 칭하기로 한다) 특성을 고려한 가중치들(weighting value), 즉 을 사용하여 하기 수학식 5와 같이 컴바이닝(combining)한다.

또한, 상기 수학식 5와 같은 컴바이닝 신호를 검출할 때 SINR을 계산하면 하기 수학식 6과 같다.

상기 신호 수신기(331)는 상기와 같이 컴바이닝된 수신 신호를 피드백 정보 생성기(333)로 출력한다. 상기 피드백 정보 생성기(333)는 상기 신호 수신기(331)에서 출력한 컴바이닝된 수신 신호를 입력하여 피드백 정보, 즉 최대 가중치별 SINR과 그 가중치 인덱스(index)를 상기 기지국(310)으로 송신한다. 상기 피드백 정보 생성기(333)의 구체적인 구조 및 동작은 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

다음으로 도 4를 참조하여 상기 신호 송신기(311)의 동작 과정을 설명하기로 한다.

상기 도 4는 도 3의 신호 송신기(311)의 동작 과정을 도시한 순서도이다.

상기 도 4를 참조하면, 먼저 신호 송신기(311)는 411단계에서 피드백 정보 처리기(313)에서 출력하는 제어 정보중 채널 선택 정보에 상응하게 K개의 HS-DSCH들, 즉 제1HS-DSCH 내지 제KHS-DSCH들중 K_c개의 HS-DSCH들을 선택하고 413단계로 진행한다. 상기 413단계에서 상기 신호 송신기(311)는 피드백 정보 처리기(313)에서 출력하는 제어 정보중 변조 및 코딩 방식 정보와, 전력 제어 정보에 상응하게 상기 선택된 K_c개의 HS-DSCH들을 변조 및 인코딩, 전력 제어한 후 415단계로 진행한다. 상기 415단계에서 상기 신호 송신기(311)는 미리 설정되어 있는 확산 코드 및 스크램블링 코드(scrambling code)를 가지고 상기 변조 및 인코딩, 전력 제어된 K_c개의 HS-DSCH들을 확산 및 스크램블링한 후 417단계로 진행한다. 상기 417단계에서 상기 신호 송신기(311)는 송신 안테나들별로 미리 설정되어 있는 가중치들을 상기 확산 및 스크램블링된 K_c개의 HS-DSCH들과 곱한 후 419단계로 진행한다. 상기 419단계에서 상기 신호 송신기(311)는 상기 가중치가 곱해진 HS-DSCH들과 해당 송신 안테나들에 적용되는 파일럿 채널, 즉 공통 파일럿 채널(CPICH: Common Pilot Channel) 신호들을 가산한 후 421단계로 진행한다. 상기 421단계에서 상기 신호 송신기(311)는 상기 공통 파일럿 채널 신호들까지 가산된 채널 신호를 송신 안테나들을 통해 송신하고 종료한다.

그러면 다음으로 도 5를 참조하여 상기 신호 송신기(311)의 내부 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 5는 도 3의 신호 송신기(311)의 내부 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 5를 참조하면, 상기 신호 송신기(311)는 채널 선택기(channel selector)(511)와, 다수의 전력 및 적응적 변조 및 코딩(P-AMC: Power-Adaptive Modulation and Coding) 제어기들(513, 515)과, 다수의 곱셈기들(517, 519, 521, 523, 525, 527)과, 다수의 가산기들(529, 531)과, 다수의 송신 안테나들(541, 543)로 구성된다. 상기 채널 선택기(511)는 피드백 정보 처리기(313)에서 출력하는 제어 정보 중 채널 선택 정보에 상응하게 K개의 HS-DSCH들, 즉 제1HS-DSCH 내지 제KHS-DSCH들())중 K_c개의 HS-DSCH들()을 선택하고, 상기 선택한 HS-DSCH들 각각을 전력 및 적응적 변조 및 코딩 제어기들(513, 515) 각각으로 출력한다. 여기서, 상기 K_c는 상기 신호 송신기(311)에서 동시에 송신하는 HS-DSCH들의 개수를 나타낸다. 상기 전력 및 적응적 변조 및 코딩 제어기들(513, 515) 각각은 상기 채널 선택기(511)에서 출력한 K_c개의 HS-DSCH들() 각각을 입력하여 피드백 정보 처리기(313)에서 출력하는 제어 정보중 전력 및 변조 및 코딩 방식에 상응하게 송신 전력을 조정하고, 다시 변조 및 코딩하여 곱셈기들(517, 519)로 출력한다. 이를 상세하게 설명하면, 상기 전력 및 적응적 변조 및 코딩 제어기들(513, 515) 각각은 상기 피드백 정보 처리기(313)에서 출력하는 변조 방식 정보, 즉 변조 차수들()에 상응하게 상기 채널 선택기(511)에서 출력한 K_c개의 HS-DSCH들() 각각을 변조한다. 상기 전력 및 적응적 변조 및 코딩 제어기들(513, 515) 각각은 다시 상기 피드백 정보 처리기(313)에서 출력하는 코딩 방식 정보, 즉 코딩 레이트(coding rate)()에 상응하게 상기 변조된 K_c개의 HS-DSCH들() 각각을 인코딩한다. 상기 전력 및 적응적 변조 및 코딩 제어기들(513, 515) 각각은 다시 상기 피드백 정보 처리기(313)에서 출력하는 전력 제어 정보, 즉 전력 크기 정보()에 상응하게 상기 변조 및 인코딩된 K_c개의 HS-DSCH들() 각각을 전력 제어하여 곱셈기들(517, 519)로 출력한다. 여기서, 상기 전력 크기 정보()에 상응하게 상기 변조 및 인코딩된 K_c개의 HS-DSCH들() 각각을 전력 제어하는 과정은 상기 전력 크기 정보()의 제곱근들 각각을 상기 변조 및 인코딩된 K_c개의 HS-DSCH들() 각각에 곱하는 것이다.

상기 곱셈기들(517,519)들 각각은 상기 전력 및 적응적 변조 및 코딩 제어기들(513, 515) 각각에서 출력하는 신호들 각각을 입력하여 미리 설정되어 있는 확산 코드 및 스크램블링 코드들로 확산 및 스크램블링한다. 여기서, 상기 전력 및 적응적 변조 및 코딩 제어기들(513, 515) 각각에서 출력하는 신호들은 하기 수학식 7과 같이 표현된다.

상기 수학식 7에서 p는 송신 전력을 나타내고, k_c는 선택된 총 사용자 단말기들의 개수를 나타낸다.

한편, 상기 곱셈기들(517,519) 각각은 상기 전력 제어되고, 변조 및 인코딩된 HS-DSCH 신호들, 즉 각각을 입력하여 해당하는 확산 코드 및 스크램블링 코드로 확산 및 스크램블링한다. 여기서, 상기 확산 코드 및 스크램블링 코드들을 나타내면 하기 수학식 8과 같다.

상기 수학식 8에서 는 확산 코드들을 나타내며, 는 스크램블링 코드들을 나타낸다.

또한, 상기 곱셈기들(517,519)에서 출력되는 신호들, 즉 대역 확산된 신호들은 하기 수학식 9와 같이 표현된다.

상기 곱셈기들(517,519)에서 출력되는 신호들 각각은 곱셈기들(521, 523, 525, 527) 각각으로 입력되고, 상기 곱셈기들(521, 523, 525, 527) 각각은 상기 곱셈기들(517,519)에서 출력되는 신호들 각각에 결정된 가중치들() 각각을 곱한 후 해당 가산기들(529, 531)로 출력한다. 상기 가산기들(529, 531)은 곱셈기들(521, 523, 525, 527) 각각에서 출력한 신호들()을 해당 공통 파일럿 채널(CPICH: Common Pilot Channel) 신호들과 가산하여 해당 안테나들(541,543)로 출력한다. 여기서, 상기 가산기들(529, 531)에서 출력하는 신호들은 하기 수학식 10과 같다.

다음으로 도 6을 참조하여 상기 피드백 정보 생성기(333)의 동작 과정을 설명하기로 한다.

상기 도 6은 도 3의 피드백 정보 생성기(333)의 동작 과정을 도시한 순서도이다.

상기 도 6을 참조하면, 먼저 611단계에서 상기 피드백 정보 생성기(333)는 상기 신호 수신기(330)에서 출력한 컴바이닝된 채널 신호, 특히 공통 파일럿 채널 신호를 가지고 사용자 단말기별 다중 안테나 다중 경로 채널 특성을 측정하고 613단계로 진행한다. 상기 613단계에서 상기 피드백 정보 생성기(333)는 상기 측정한 채널 특성에 상기 이동 통신 시스템에서 송신다이버시티 모드별로 미리 설정하고 있는 설정 개수의 가중치 벡터(vector)들 각각을 인가하여 상기 가중치 벡터들별 전력을 계산하고 615단계로 진행한다. 상기 615단계에서 상기 피드백 정보 생성기(333)는 상기 가중치 벡터들별 전력들 중 순차적으로 어느 하나의 전력을 선택하고, 일 예로 제1가중치 벡터의 전력을 선택하고, 상기 선택한 전력에 사용된 가중치 벡터, 즉 상기 제1가중치 벡터와 직교성(orthogonality)을 가지는 가중치들을 가지고 SINR을 계산한다. 이런 식으로 해당 가중치 벡터들별 전력들 각각에 대해서 해당 가중치 벡터와 직교성을 가지는 가중치들을 가지고 전력을 생성한다. 그리고, 상기 피드백 정보 생성기(333)는 상기 가중치 벡터와 직교성을 가지는 가중치 벡터별로 전력들 각각에 대해서 해당 가중치 벡터와 직교성을 가지는 가중치들을 가지고 생성된 전력들 각각을 가지고 가중치별 SINR을 계산하고 617단계로 진행한다. 상기 617단계에서 상기 피드백 정보 생성기(333)는 상기 가중치와 직교성을 가지는 가중치별로 계산된 SINR들중 상기 가중치별로 각각 최대값을 가지는 SINR을 선택하고 619단계로 진행한다. 상기 619단계에서 상기 피드백 정보 생성기(333)는 상기 선택한 가중치별 최대 SINR과, 해당 가중치와 직교성을 가지는 가중치의 인덱스들을 피드백 정보로 생성하여 기지국으로 송신한 후 종료한다.

그러면 다음으로 도 7을 참조하여 상기 피드백 정보 생성기(333)의 내부 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 7은 도 3의 피드백 정보 생성기(333)의 내부 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 7을 참조하면, 상기 피드백 정보 생성기(333)는 채널 특성 측정기(711)와, 가중치별 전력 계산기(713)와, 최대 가중치별 SINR 계산부(720)와, 피드백 정보 송신기(725)로 구성된다. 여기서, 상기 최대 SINR 계산부(720)는 SINR 계산기(721)와, 최대값 선택기(723)로 구성된다.

먼저, 수신 안테나(710)를 통해 파일럿 채널 신호가 수신되면, 상기 수신된 파일럿 채널 신호는 채널 특성 측정기(711)로 전달된다. 상기 채널 특성 측정기(711)는 상기 수신된 파일럿 채널 신호를 입력하여 사용자 단말기별 다중 안테나 다중 경로 채널 특성 을 측정하고, 상기 측정한 채널 특성 을 가중치별 전력 계산기(713)로 출력한다. 여기서, 상기 채널 특성 은 매트릭스(matrix)이다.

상기 가중치별 전력 계산기(713)는 상기 채널 특성 측정기(711)에서 출력한 채널 특성 에 I개의 가중치 벡터들 을 인가하여 상기 가중치 벡터들별 전력, 즉 I개의 전력들 을 계산하여 가중치별 SINR 계산기(721)로 출력한다. 상기 가중치별 SINR 계산기(721)는 상기 가중치별 전력 계산기(713)에서 출력한 가중치 벡터들별 전력들 중 순차적으로 어느 하나의 전력을 선택하고, 일 예로 제1가중치 벡터의 전력을 선택하고, 상기 선택한 전력에 사용된 가중치 벡터, 즉 상기 제1가중치 벡터와 직교성을 가지는 가중치들을 가지고 전력을 생성한다. 여기서, 상기 가중치 벡터들별 전력들 중 선택된 전력을 라고 가정하며, 상기 생성에 사용된 가중치 벡터를 라고 가정하기로 한다. 또한, 상기 가중치 벡터와 직교인 가중치들을 라고 정의하기로 하며, 상기 가중치 벡터와 직교인 가중치들 에 의해 계산된 전력들을 라고 정의하기로 한다. 상기 가중치별 SINR 계산기(721)는 상기 선택된 전력과 상기 계산된 I개의 전력들 을 이용하여 I개의 가중치들별 각각의 SINR을 계산하고, 상기 계산된 I개의 가중치별 SINR을 최대값 선택기(723)로 출력한다. 여기서, 상기 가중치별 SINR 계산기(721)는 상기 가중치 벡터들별 전력들 각각에 대해서 상기와 같은 동작, 즉 가중치별 SINR을 계산하여 상기 최대값 선택기(723)로 출력한다. 또한, 상기 가중치별 SINR 계산기(721)는 상기 수학식 6에서 설명한 바와 같이 SINR을 계산한다.

상기 최대값 선택기(723)는 가중치별 SINR 계산기(721)에서 출력한 각 가중치별 SINR들 을 입력하여 최대값, 즉 최대 가중치별 SINR을 선택하여 상기 최대 가중치별 SINR과 상기 최대 가중치별 SINR을 가지는 가중치의 인덱스를 피드백 정보 송신기(725)로 출력한다. 여기서, 선택된 최대 가중치별 SINR을 SINR(i(k₀))라고 정의하기로 하며, 따라서 상기 최대 가중치별 SINR SINR(i(k₀))의 가중치 인덱스는 i(k₀)가 된다. 결과적으로, 상기 최대값 선택기(723)는 상기 최대 가중치별 SINR SINR(i(k₀))과 그 가중치 인덱스 i(k₀)를 상기 피드백 정보 송신기(725)로 출력하는 것이다. 상기 피드백 정보 송신기(725)는 상기 최대 가중치별 SINR SINR(i(k₀))과 그 가중치 인덱스 i(k₀)를 DPCCH의 피드백 정보 필드에 포함시켜 기지국으로 송신한다.

다음으로 도 8을 참조하여 상기 피드백 정보 처리기(313)의 동작 과정을 설명하기로 한다.

상기 도 8은 도 3의 피드백 정보 처리기(313)의 동작 과정을 도시한 순서도이다.

상기 도 8을 참조하면, 먼저 811단계에서 상기 피드백 정보 처리기(313)는 사용자 단말기들 각각이 전송한 DPCCH의 피드백 정보 필드들을 통해 피드백된 피드백 정보들을 해석하여 최대 가중치별 SINR들과, 상기 최대 가중치별 SINR들에 해당하는 가중치 인덱스들을 해석하고 813단계로 진행한다. 상기 813단계에서 상기 피드백 정보 처리기(313)는 상기 해석된 결과를 사용자 단말기별로 조합하고, 그 조합된 결과, 즉 가중치 인덱스들과, 최대 가중치별 SINR들을 가중치 종류별로 분류하고 815단계로 진행한다. 상기 815단계에서 상기 피드백 정보 처리기(313)는 상기 가중치 종류별로 분류된 상기 조합 결과들 중 최대 SINR을 가지는 조합 결과를 선택하고 817단계로 진행한다. 상기 817단계에서 상기 피드백 정보 처리기(313)는 상기 가중치별로 최대 SINR을 가지는 조합 결과들 중 가중치 인덱스에 해당하는 가중치가 서로 직교인 직교 조합들을 생성하고 819단계로 진행한다. 상기 819단계에서 상기 피드백 정보 처리기(313)는 상기 직교 조합들 각각에 대해서 가산 용량, 즉 전송량을 계산하고 821단계로 진행한다. 상기 821단계에서 상기 피드백 정보 처리기(313)는 상기 가산 용량들 중 최대 가산 용량을 가지는 직교 조합을 선택하여 해당 사용자 단말기의 인덱스들과, 가중치 벡터들 및 전력 및 변조 및 코딩 방식을 제어 정보로서 생성하고 종료한다.

그러면 다음으로 도 9를 참조하여 상기 피드백 정보 처리기(313)의 내부 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 9는 도 3의 피드백 정보 처리기(313)의 내부 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 9를 참조하면, 상기 피드백 정보 처리기(313)는 피드백 정보 해석기(911)와, 가중치별 분류기(categorize subset)(913)와, 다수의 가중치별 최대값 선택기(select maximum)들(915, 917)과, 직교 조합기(919)와, 다수의 가산 용량 생성기(sum capacity calculation)들(921, 923)과, 최대값 선택기(925)로 구성된다. 먼저, 피드백 정보 해석기(911)는 사용자 단말기들 각각이 전송한 DPCCH의 피드백 정보 필드들을 통해 피드백된 피드백 정보들을 해석하여 최대 가중치별 SINR SINR(i[k])들과 상기 최대 가중치별 SINR SINR(i[k])들에 해당하는 가중치 인덱스들 i[k]들을 해석한다. 상기 피드백 정보 해석기(911)는 상기 해석된 결과를 사용자 단말기별로 조합하고, 그 조합된 결과 (i[k], SINR(i[k]))들, 즉 을 가중치별 분류기(913)로 출력한다. 상기 가중치별 분류기(913)는 상기 피드백 정보 해석기(911)에서 출력한 가중치와, 최대 SINR의 조합 결과들, 즉 (i[k], SINR(i[k]))을 입력하고, 상기 조합 결과들 (i[k], SINR(i[k])) 각각에 포함되어 있는 가중치 인덱스 i[k]를 참조하여 상기 조합 결과들 (i[k], SINR(i[k]))을 가중치 종류별로 분류한다. 그리고, 나서 상기 가중치별 분류기(913)는 상기 가중치 인덱스 i[k]에 따라 분류된 조합 결과들 (i[k], SINR(i[k]))을 그 가중치 인덱스 i[k]에 상응하게 가중치별 최대값 선택기들(915, 917) 각각으로 출력한다. 일 예로, 상기 가중치별 분류기(913)에서 가중치 인덱스 i(k₀)로 분류한 조합 결과, 즉 는 가중치별 최대값 선택기(915)로 출력되고, 상기 가중치별 분류기(913)에서 가중치 인덱스 i(k_I)로 분류한 조합 결과, 즉 는 가중치별 최대값 선택기(917)로 출력되는 것이다.

상기 가중치별 최대값 선택기들(915, 917) 각각은 상기 가중치별 분류기(913)에서 각 가중치별로 분류하여 출력한 조합 결과들 (i[k], SINR(i[k])) 중 최대 SINR을 가지는 조합 결과를 선택하고, 상기 선택한 조합 결과를 직교 조합기(919)로 출력한다. 상기 직교 조합기(919)는 상기 가중치별 최대값 선택기들(915, 917) 각각에서 출력하는 최대 SINR을 가지는 조합 결과를 입력하고, 상기 최대 SINR을 가지는 조합 결과들 중 가중치 인덱스 i[k]에 해당하는 가중치가 서로 직교인 그룹을 생성하고, 상기 생성한 그룹의 조합 결과, 즉 (i[k], SINR(i[k]))들을 가산 용량 생성기들(921, 923)로 출력한다. 상기 가산 용량 생성기들(921, 923)은 상기 직교 조합기(919)에서 출력한 그룹들 각각에 대해서 가산 용량, 즉 전송량을 계산하고 상기 계산된 전송량을 최대값 선택기(925)로 출력한다. 여기서, 상기 가산 용량 생성기들(921, 923)은 Shannon bound(log₂(1+SINR)) 방식에 근거하여 상기 SINR(i[k])로부터 전송량을 계산한다. 상기 최대값 선택기(925)는 상기 가산 용량 생성기들(921, 923) 각각에서 출력하는 전송량들중 최대값을 선택하고, 상기 선택한 최대값에 해당하는 사용자 단말기의 인덱스들과, 가중치 벡터들 및 전력 및 변조 및 코딩 방식을 생성하여 상기 신호 송신기(311)로 출력한다.

그러면 여기서 본 발명에 따른 데이터 통신을 일 예를 들어 설명하기로 한다.

먼저 기지국은 2개의 송신 안테나들을 가지고 있고(N = 2, 단 N은 송신 안테나들의 개수), 상기 기지국에서 서비스하고 있는 사용자 단말기들의 개수는 4개이고(K = 4, 단 K는 사용자 단말기들의 개수), 채널 환경에서 겪는 다중 경로의 수는 2개이고(L = 2, 단 L은 다중 경로 수), 안테나 빔의 개수는 4개라고 가정하기로 한다. 여기서, 상기 4개의 안테나 빔들은 상호 직교성을 가지는 2개의 쌍(pair)들이라고 가정하기로 한다. 상기 본 발명에 따른 데이터 통신을 설명하기에 앞서 상기와 같은 조건에서 기존 방식에 따른 데이터 통신을 설명하면 다음과 같다.

먼저, 사용자 단말기는 상기 4개의 안테나 빔들중 채널의 SINR을 최대화하는 안테나 빔을 선택한다. 여기서, 상기 사용자 단말기는 하기 수학식 11과 같이 최대 SINR을 가지는 안테나 빔을 선택한다.

상기 수학식 11에서 H는 다중 안테나뿐만 아니라 다중 경로를 고려한 채널 매트릭스이다.

상기 사용자 단말기는 상기 수학식 11을 통해서 선택한 (w_o, γ_o)를 기지국으로 송신한다. 상기 기지국은 상기 4개의 사용자 단말기들 각각에서 송신한 (w_o(K), γ_o(K))들을 수신하고, 상기 (w_o(K), γ_o(K))들중 상기 w_o(K)들중 최대 SINR을 가지는 w_o(K)를 선택한다. 그리고 상기 기지국은 상기 선택된 사용자 단말기로만 데이터를 송신한다. 이렇게 기존 방식과 같이 데이터를 송신할 경우에는 동일한 시점에서 오직 하나의 사용자 단말기로만 신호를 보낼수 있기 때문에 전송 효율면에서 시스템 성능의 저하가 발생하게 되었었으며, 고속 대용량 데이터 통신에서 상기 전송 효율 저하는 치명적인 문제점으로 작용하였다.

이와는 달리 본 발명에서 사용자 단말기는 상기 4개의 안테나 빔들중 채널의 SINR을 최대화하는 안테나 빔을 선택한다. 여기서, 상기 사용자 단말기는 하기 수학식 12와 같이 최대 SINR을 가지는 안테나 빔을 선택한다.

상기 사용자 단말기는 상기 수학식 12를 통해서 선택한 (w_o, γ_o)를 기지국으로 송신한다. 상기 기지국은 상기 4개의 사용자 단말기들 각각에서 송신한 (w_o(K), γ_o(K))들을 수신하고, 상기 (w_o(K), γ_o(K))들중 상기 w_o(K)들 각각에 대해서 최대 SINR을 선택하고, 직교인 두 개의 빔들, 즉 w_o(K)들을 조합으로 하여 가산 용량을 계산하고, 상기 계산된 가산 용량중 최대가 되는 조합을 선택한다. 그리고 상기 기지국은 상기 선택된 조합에 해당하는 2개의 사용자 단말기들로 데이터를 송신한다. 결과적으로 본 발명과 같이 데이터를 송신할 경우에는 동일한 시점에서 모든 송신 안테나들을 통해서 신호를 보낼 수 있기 때문에 전송 효율의 증가를 가져오게 되며, 고속 대용량 데이터 통신에서 상기 전송 효율 증가는 시스템 전체 성능을 극대화시키게 되는 것이다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같은 본 발명은, 다중 안테나 다이버시티 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 서로 직교이면서 가산 전송량이 최대인 안테나 빔들을 이용하여 서로 다로 이동국에게 동시에 공간분할방식(SDMA: Spatial Duplex Multiple Access)으로 데이터를 송신함으로써, 전송 및 수신 구조가 간단하고 피이드백 데이타량이 적으면서도 전송 용량(Capacity) 효율을 극대화시킨다는 이점을 가진다. 즉, N개의 송신 안테나들을 사용하여 다중 안테나 다이버시티 방식을 사용할 경우, 기지국의 별도의 부가적 공간(Spatial)신호처리없이 선택처리 만으로도 기존의 다중 안테나 다이버시티 방식에 비해서 최대 N배의 전송량(Shannon capacity)을 가지게 되어 전송 효율이 극대화되고, 또한 모든 송신 안테나들을 사용하게 되어 자원의 효율성 역시 극대화된다.

도 1은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 패킷 통신 시스템의 개략적인 구조를 도시한 도면

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 이동 통신 시스템에서 다중 안테나 다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 전송하는 과정을 도시한 신호 흐름도

도 3은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 기지국 및 사용자 단말기 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면

도 4는 도 3의 신호 송신기(311)의 동작 과정을 도시한 순서도

도 5는 도 3의 신호 송신기(311)의 내부 구조를 도시한 도면

도 6은 도 3의 피드백 정보 생성기(333)의 동작 과정을 도시한 순서도

도 7은 도 3의 피드백 정보 생성기(333)의 내부 구조를 도시한 도면

도 8은 도 3의 피드백 정보 처리기(313)의 동작 과정을 도시한 순서도

도 9는 도 3의 피드백 정보 처리기(313)의 내부 구조를 도시한 도면

Claims

송신기가 적어도 두 개 이상의 안테나들을 구비하는 이동 통신 시스템에서 다중 안테나를 사용하는 송신 다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 송신하는 장치에 있어서,

다수의 수신기들로부터 수신되는 피드백 정보들을 해석하여 상기 각 수신기의 피드백 정보가 서로 직교성을 가지면서도 동시에 전송될 때 가산 용량이 최대 전송량을 가지는 수신기들을 결정하고, 상기 최대 전송량을 가지는 수신기들의 피드백 정보를 가중치로 결정하는 피드백 정보 처리기와,

상기 안테나들 각각에 상기 결정한 가중치들 각각을 적용하여 상기 결정한 수신기들 각각으로 데이터를 송신하는 신호 송신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제1항에 있어서, 상기 피드백 정보 처리기는;

상기 피드백 정보들을 해석하여 상기 수신기들별로 최대 가중치별 신호대 간섭 잡음비와, 상기 최대 신호대 간섭 잡음비에 적용된 가중치의 인덱스를 포함하는 조합을 생성하는 피드백 정보 해석기와,

상기 조합들의 가중치 인덱스에 상응하게 상기 조합들을 가중치별로 분류하는 가중치별 분류기와,

상기 가중치별로 분류된 조합들중 최대 신호대 간섭 잡음비를 가지는 조합을 선택하는 가중치별 최대값 선택기들과,

상기 가중치별로 최대 신호대 간섭 잡음비를 가지는 조합 각각에 적용된 가중치들중 상호 직교성을 가지는 가중치들과, 그에 상응하는 최대 신호대 간섭 잡음비들을 직교 그룹들로 생성하는 직교 조합기와,

상기 직교 그룹들 각각에 대해서 전송량을 계산하는 가산 용량 생성기와,

상기 직교 그룹들 각각의 전송량들중 최대 전송량을 선택하고, 상기 최대 전송량에 해당하는 직교 그룹의 수신기 인덱스들과, 가중치 인덱스들을 상기 데이터 송신에 적용하도록 제어하는 최대값 선택기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
송신기가 적어도 두 개 이상의 안테나들을 구비하는 이동 통신 시스템에서 다중 안테나 다이버시티 방식을 사용하여 송신한 데이터를 수신하는 장치에 있어서,

수신 기준 채널 신호를 역확산 및 디스크램블링하는 신호 수신기와,

상기 역확산 및 디스크램블링된 기준 채널 신호를 가지고 채널 특성을 측정하고, 상기 채널 특성을 고려하여 이동 통신 시스템에서 미리 설정하고 있는 설정 개수의 가중치들 각각에 대해서 서로 직교성을 가지는 가중치와 함께, 최대 신호대 간섭 잡음비를 가지는 가중치를 결정하는 피드백 정보 생성기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제3항에 있어서, 상기 피드백 정보 생성기는;

상기 기준 채널 신호를 가지고 채널 특성을 측정하는 채널 특성 측정기와,

상기 채널 특성을 가지고 상기 설정 개수의 가중치들 각각에 대한 전력들을 계산하는 가중치별 전력 계산기와,

상기 계산된 가중치별 전력들 각각에 대해서 순차적으로 어느 한 가중치 전력부터 선택하고, 상기 선택한 가중치 전력에 적용된 가중치와 직교성을 가지는 가중치들을 이용하여 신호대 간섭 잡음비들을 계산하는 가중치별 신호대 간섭 잡음비 계산기와,

상기 설정 개수의 가중치들 각각에 대한 가중치별 신호대 간섭 잡음비들 중 최대 신호대 간섭 잡음비를 선택하는 최대값 선택기와,

상기 선택된 최대 가중치별 신호대 간섭 잡음비와, 상기 선택된 최대 가중치별 신호대 간섭 잡음비에 적용된 가중치의 인덱스를 피드백 정보로 송신하는 피드백 정보 송신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
송신기가 적어도 두 개 이상의 안테나들을 구비하고, 다중 안테나를 사용하는 송신다이버시티 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 상기 다중 안테나를 사용하는 송신다이버시티 방식에 사용할 피드백 정보를 생성하는 장치에 있어서,

수신되는 기준 채널 신호를 가지고 채널 특성을 측정하는 채널 특성 측정기와,

상기 채널 특성을 가지고 상기 이동 통신 시스템에서 미리 설정하고 있는 설정 개수의 가중치들 각각에 대한 전력들을 계산하는 가중치별 전력 계산기와,

상기 가중치별 전력들 각각에 대해서 순차적으로 어느 한 가중치 전력부터 선택하고, 상기 선택한 가중치 전력에 적용된 가중치와 직교성을 가지는 가중치들 을 이용하여 신호대 간섭 잡음비들을 계산하는 가중치별 신호대 간섭 잡음비 계산기와,

상기 설정 개수의 가중치들 각각에 대한 가중치별 신호대 간섭 잡음비들 중 최대 신호대 간섭 잡음비를 선택하는 최대값 선택기와,

상기 선택된 최대 가중치별 신호대 간섭 잡음비와, 상기 선택된 최대 가중치별 신호대 간섭 잡음비에 적용된 가중치의 인덱스를 피드백 정보로 송신하는 피드백 정보 송신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제5항에 있어서,

상기 기준 채널 신호는 파일럿 채널 신호임을 특징으로 하는 상기 장치.
송신기가 적어도 두 개 이상의 안테나들을 구비하는 이동 통신 시스템에서 다중 안테나안테나를 사용하는 송신 다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 송신하는 장치에 있어서,

다수의 수신기들로부터 수신되는 피드백 정보들을 해석하여 상기 수신기들별로 최대 신호대 간섭 잡음비와, 상기 최대 신호대 간섭 잡음비에 적용된 가중치의 인덱스를 포함하는 조합을 생성하는 피드백 정보 해석기와,

상기 조합들의 가중치 인덱스에 상응하게 상기 조합들을 가중치별로 분류하는 가중치별 분류기와,

상기 가중치별로 분류된 조합들 중 최대 신호대 간섭 잡음비를 가지는 조합을 선택하는 가중치별 최대값 선택기들과,

상기 가중치별로 최대 신호대 간섭 잡음비를 가지는 조합 각각에 적용된 가중치들 중 상호 직교성을 가지는 가중치들과, 그에 상응하는 최대 신호대 간섭 잡음비들을 직교 그룹들로 생성하는 직교 조합기와,

상기 직교 그룹들 각각에 대해서 전송량을 계산하는 가산 용량 생성기와,

상기 직교 그룹들 각각의 전송량들 중 최대 전송량을 선택하고, 상기 최대 전송량에 해당하는 직교 그룹의 수신기 인덱스들과, 가중치 인덱스들을 상기 데이터 송신에 적용하도록 제어하는 최대값 선택기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
송신기가 적어도 두 개 이상의 안테나들을 구비하는 이동 통신 시스템에서 다중 안테나를 사용하는 송신다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 송신하는 방법에 있어서,

다수의 수신기들로부터 수신되는 피드백 정보들을 해석하여 상기 수신기들중 상호간에 직교성을 가지면서도 동시에 전송되는 가산 용량이 최대 전송량을 가지는 수신기들을 결정하고, 상기 최대 전송량을 가지는 가중치들을 결정하는 피드백 정보 처리 과정과,

상기 안테나들 각각에 상기 결정한 가중치들 각각을 적용하여 상기 결정한 수신기들 각각으로 데이터를 송신하는 신호 송신 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제8항에 있어서, 상기 피드백 정보 처리 과정은;

상기 피드백 정보들을 해석하여 상기 수신기들별로 최대 신호대 간섭 잡음비와, 상기 최대 신호대 간섭 잡음비에 적용된 가중치의 인덱스를 포함하는 조합을 생성하는 과정과,

상기 조합들의 가중치 인덱스에 상응하게 상기 조합들을 가중치별로 분류하는 과정과,

상기 가중치별로 분류된 조합들중 최대 신호대 간섭 잡음비를 가지는 조합을 선택하는 과정과,

상기 가중치별로 최대 신호대 간섭 잡음비를 가지는 조합 각각에 적용된 가중치들중 상호 직교성을 가지는 가중치들과, 그에 상응하는 최대 신호대 간섭 잡음비들을 직교 그룹들로 생성하는 과정과,

상기 직교 그룹들 각각에 대해서 전송량을 계산하는 과정과,

상기 직교 그룹들 각각의 전송량들중 최대 전송량을 선택하고, 상기 최대 전송량에 해당하는 직교 그룹의 수신기 인덱스들과, 가중치 인덱스들을 상기 데이터 송신에 적용하도록 제어하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
송신기가 적어도 두 개 이상의 안테나들을 구비하는 이동 통신 시스템에서 다중 안테나를 사용하는 송신다이버시티 방식을 사용하여 송신한 데이터를 수신하는 방법에 있어서,

수신 기준 채널 신호를 역확산 및 디스크램블링하는 신호 수신 과정과,

상기 역확산 및 디스크램블링된 기준 채널 신호를 가지고 채널 특성을 측정하고, 상기 채널 특성을 고려하여 이동 통신 시스템에서 미리 설정하고 있는 설정 개수의 가중치들 각각에 대해서 서로 직교성을 가지는 가중치와 함께, 최대 신호대 간섭 잡음비를 가지는 가중치를 결정하는 피드백 정보 생성 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제10항에 있어서, 상기 피드백 정보 생성 과정은;

상기 기준 채널 신호를 가지고 채널 특성을 측정하는 과정과,

상기 채널 특성을 가지고 상기 설정 개수의 가중치들 각각에 대한 전력들을 계산하는 과정과,

상기 계산된 가중치별 전력들 각각에 대해서 순차적으로 어느 한 가중치 전력부터 선택하고, 상기 선택한 가중치 전력에 적용된 가중치와 직교성을 가지는 가중치들을 이용하여 신호대 간섭 잡음비들을 계산하는 과정과,

상기 설정 개수의 가중치들 각각에 대한 가중치별 신호대 간섭 잡음비들 중 최대 신호대 간섭 잡음비를 선택하는 과정과,

상기 선택된 최대 가중치별 신호대 간섭 잡음비와, 상기 선택된 최대 신호대 간섭 잡음비에 적용된 가중치의 인덱스를 피드백 정보로 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
송신기가 적어도 두 개 이상의 안테나들을 구비하고, 다중 안테나를 사용하는 송신다이버시티 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 상기 다중 안테나 다이버시티 방식에 사용할 피드백 정보를 생성하는 방법에 있어서,

수신되는 기준 채널 신호를 가지고 채널 특성을 측정하는 과정과,

상기 채널 특성을 가지고 상기 설정 개수의 가중치들 각각에 대한 전력들을 계산하는 과정과,

상기 계산된 가중치별 전력들 각각에 대해서 순차적으로 어느 한 가중치 전력부터 선택하고, 상기 선택한 가중치 전력에 적용된 가중치와 직교성을 가지는 가중치들을 이용하여 신호대 간섭 잡음비들을 계산하는 과정과,

상기 설정 개수의 가중치들 각각에 대한 가중치별 신호대 간섭 잡음비들 중 최대 신호대 간섭 잡음비를 선택하는 과정과,

상기 선택된 최대 가중치별 신호대 간섭 잡음비와, 상기 선택된 최대 신호대 간섭 잡음비에 적용된 가중치의 인덱스를 피드백 정보로 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제12항에 있어서,

상기 기준 채널 신호는 파일럿 채널 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
송신기가 적어도 두 개 이상의 안테나들을 구비하는 이동 통신 시스템에서 다중 안테나를 사용하는 송신다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 송신하는 방법에 있어서,

다수의 수신기들로부터 수신되는 피드백 정보들을 해석하여 상기 수신기들별로 최대 가중치별 신호대 간섭 잡음비와, 상기 최대 가중치별 신호대 간섭 잡음비에 적용된 가중치의 인덱스를 포함하는 조합을 생성하는 과정과,

상기 조합들의 가중치 인덱스에 상응하게 상기 조합들을 가중치별로 분류하는 과정과,

상기 가중치별로 분류된 조합들 중 최대 신호대 간섭 잡음비를 가지는 조합을 선택하는 과정과,

상기 가중치별로 최대 신호대 간섭 잡음비를 가지는 조합 각각에 적용된 가중치들 중 상호 직교성을 가지는 가중치들과, 그에 상응하는 최대 신호대 간섭 잡음비들을 직교 그룹들로 생성하는 과정과,

상기 직교 그룹들 각각에 대해서 전송량을 계산하는 과정과,

상기 직교 그룹들 각각의 전송량들 중 최대 전송량을 선택하고, 상기 최대 전송량에 해당하는 직교 그룹의 수신기 인덱스들과, 가중치 인덱스들을 상기 데이터 송신에 적용하도록 제어하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.