KR100378476B1

KR100378476B1 - 경제적광역속도제어시스템

Info

Publication number: KR100378476B1
Application number: KR1019970703276A
Authority: KR
Inventors: 마틴 에이. 루이스
Original assignee: 시게이트 리모버블 스토리지 솔루션스 엘엘씨
Priority date: 1994-11-14
Filing date: 1995-11-09
Publication date: 2003-06-09
Also published as: WO1996015581A1; JP3759957B2; US5854877A; HK1005819A1; CN1053533C; EP0791240B1; DE69510465D1; US5642461A; HK1002474A1; KR970707629A; DE69510465T2; JPH11501497A; EP0791240A1; CN1171865A

Abstract

무브러시 DC 모터와 자기성저항부호기가 임의저속으로 모터를 회전시킬 수 있는 속도제어시스템을 개시한다. 모터는 부호기에 의하여 발생되는 여과된 신호를 그 입력에 인가되게 함으로써 저속으로 회전할 수 있다. 부호기는 생성되는 부호기 신호로 부터 DC 레벨 및 고조파 일그러짐을 제거하는 일련의 필터에 연결되어 있다. 그 다음에, 이와 같이 여과된 신호가 모터에 인가되어 모터의 회전속도를 제어한다.

Description

경제적 광역속도 제어 시스템

관련출원에 대한 상호 참조

본 출원은 본 출원과 동시에 또는 그 전에 제출원 다음의 미합중국 특허출원에 관련되는 것이다.

1. "호상주사판독/기록어셈블리"

발명자: 게리 넬슨 및 스테픈 제어. 크럼톤

일련번호: 08/337,255 제출일 : 1994. 11. 10

2. "호상주사테이프 드라이브"

발명자: 죤 엠. 로텐버그, 조셉 린, 로버트 에이취, 페어스, 리차드 밀러, 미카엘 앤드류

일련번호 : 08/113,996 제출일: 1993. 8. 30

3. "무브러쉬 DC 모터의 최고속도의 최대화 방법 및 장치"

발명자: 마틴 에이 루이스

일련번호: 08/336,093 제출일: 1994. 11. 10

4. "호상주사 헤드위치 결정을 위한 시스템 및 장치

발명자: 마틴 에이. 루이스, 파울 스타비쉬

일련번호: 08/337,093 제출일 : 1994. 11. 10

상기 출원은 모두 본 발명의 양수인에게 양도되고, 여기에 참고로 명백히 합체되어 있음.

발명의 배경

광역속도 제어 시스템은 다수의 서로 다른 응용에 사용하기 위하여 개발되었다. 이러한 시스템의 일예는 시퀀셜 일렉트로닉 시스템 회사(Sequential Electronic Systems, Inc.)에 의한 대역스캔 FPL 제어 시스템("Jitterless Photorecon Systems", Electromechanical Design, 1965, 12)이다. 또다른 예는 라마르 고우저(Lamar Cowger)의 논문 "극저온운동제어의 해결방안"(Drivers & Controls Int'l., 1982. 1)에서 볼 수 있다. 그외에도, 1976년 8월 10일에 하플 (Hafle)에게 부여된 미합중국 특허 제 3,974,428호, 리틀록, 아켄소의 BEI 시스템을 모터 샤프트 또는 가동부재의 위치신호를 생성하기 위하여 광학적 인코더를 이용하는 속도제어 시스템을 개시한 바 있다. 인코더는 변조주파수로 위상가변 출력 신호를 생성하도록 구성 및 배열되어 있고, 출력신호의 위상은 기준신호와 비교된다. 상기 2개 신호의 위상 및 주파수에 근거하여, 회전부재용 드라이브 모터의 속도가 증감된다.

전술한 2가지 시스템은, 비용이 많이 소모되고, BEI 시스템의 경우에는, 신호출력을 저왜곡 사인, 코사인 파형을 생성하도록 신중히 정형하여야 하는 광학인코더를 사용하고 있다. 코닥(Kodak)의 데이터 테이프부에서 제작하는 ATAR 테이프 레코더도 고해상도 광학 인코더를 사용한다. 디지털 이산시간 제어 시스템을 이용함으로써 전자기기의 비용 및 크기를 감소시킬 수 있으나, 고해상도 사인.코사인 신호를 생성하는 광학 인코더는 여전히 필요하다.

비디오 테이프 레코더에는 저렴한 자기 저항(MR) 인코더를 사용하는 저비용 속도제어 시스템이 이용된다. 그러나, 이러한 시스템은, 약 5RPM 이하의 속도로는 모터를 회전시킬 수 없다. MR 신호는 그 고유성질이 유사하고, 의사정현(quasi-sinusoidal)이더라도, 광학인코더에 의하여 생성되는 신호에 비하여, 상당한 일그러짐, 진폭변조 및 DC 레벨 드리프트를 받게 된다. DC 레벨 드리프트는 DC 레벨 불확실성이 몇십 밀리볼트에 걸쳐 있을 수 있기 때문에, 매우 중요하다. 그러나, MR 인코더는 속도와는 무관한 몇십 밀리볼트의 피크-피크신호를 생성한다. 이는 피크 MR 신호가 종래의 동작 조건하에서, 병행 DC 레벨내의 불확실성으로 인하여 실질적으로 방해될 수 있음을 의미한다. 더구나, 현재의 일반적인 MR 인코더는 약 1.5인치 직경의 패키지내에서, 1회전당 약 1500 사인 및 코사인파 사이클로 제한되어 있다.

인코더 이상(encoder abnomaly)은 인코더 서보 루프대역폭까지의 회전 주파수에서 일반적으로 샤프트 위치교란으로서 나타난다. 인코더서보자연주파수 근방 주파수에서의 인코더이상은 실제적으로 악화된다.

정밀한 모터속도 제어를 필요로 하는 각 응용에는 리니어 테이프 매체로부터의 데이터의 저장 및 검색이 포함된다. 전형적으로 속도조절 모터는 기계적으로 테이프에 링크되어 있는 변속기구를 거쳐 직접으로 캡스턴(capstan)을 구동시키는데 이용된다. 따라서, 기록모드에서 세로방향이 아닌 데이터트랙을 가진 시스템에 있어서는 캡스턴의 불균일한 동작으로 인하여, (1) 트랙피치변화, (2) 테이프를 가로지르는 헤드의 원하는 궤적으로부터의 위치편차라는 바람직하지 아니한 2가지 결과가 생긴다. 판독모드에서는 트랙피치변화가 가용 오프트랙마진을 감소시킨다. 추종되지 못하는 정도까지 트랙궤적변화는 오프트랙마진을 감소시킨다.

발명의 분야

본 발명은 모터속도 제어 시스템, 특히 광범위한 속도를 정밀하게 제어할 수 있는 모터속도 제어 시스템에 관한 것이다.

본 발명의 추가정점 및 특징은 첨부도면에 의한 다음의 실시예의 설명에 의하여 더 명확히 이해하게 될 것이다.

도 1은 본 발명과 함께 사용되는 테이프 드라이브 시스템의 블록도.

도 2는 본 발명의 속도 제어 시스템의 전체적인 블록도.

도 3은 본 발명의 반송파억제 알고리즘의 블록도.

도 4는 본 발명의 고조파억제 알고리즘의 블록도.

도 5는 본 발명의 점성보상 알고리즘의 개략도.

도 6은 본 발명의 리플억제 알고리즘의 블록도.

도 7은 시동루틴중 모터의 드라이브 파형을 도시한 도면.

발명의 간단한 설명

본 발명은 다른 방법으로는 부적당한 MR 사인/코사인 인코더와 비교적 높은 토크 리플무브러시모터가 모터의 동작을 임의의 저속에서 정밀하게 제어할 수 있게 하는 몇가지 신호처리기술을 이용한다. MR 인코더의 서로 다른 샘플로부터의 DC 레벨의 불확실성을 제거하기 위하여, 특정 인코더 샘플의 MR 신호의 평균 DC 레벨은 동작의 초기단계중에 설정된다. 나머지 DC 레벨 불확실성은 MR 인코더로부터의 위치의존신호의 피크값 이하인 것으로 알려져 있다. 그러므로, MR 신호는 그 출력이 0에서 매우 높은 속도까지 사인 인코더 사이클당 2개의 펄스와 코사인 인코더 사이클당 2개의 펄스를 확실하게 제공할 수 있는 적산회로(squaring circuit)에 결합된 DC일 수 있다. 1 사이클(1회전당) 부호가 샤프트 어드레스 값을 만들어내기 위하여, 하나의 카운터와 함께 2개의 펄스트레인이 사용된다. 룩업 테이블을 이용하여 3상 정현파 신호는 샤프트 어드레스로부터 생성된다.

본 발명의 장점은 저렴한 MR 인코더를 이용하여, 모터의 회전을 임의의 저속으로 정밀하게 제어할 수 있는 모터속도 제어 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 또다른 장점은 마이크로 프로세서에 근거한 소형 제어 시스템내에서 최적으로 실시할 수 있는 몇가지 신호처리기술을 이용하는 것이다.

본 발명의 또다른 장점은 미가공인코더 출력을 처리하여, 높은 토크리플모터를 임의의 저속으로 구동시키기에 충분한 여과된 신호를 생성하는 것이다.

본 발명의 또다른 장점은 몇가지 신호처리기술을 디지털 영역과 마이크로 프로세서에 근거한 최소 제어 시스템내에서 효과적으로 실시할 수 있는 것이다.

본 발명의 또다른 장점은 본 발명의 모터속도 제어 시스템을 실시하기 위하여 정당한 성능과 저비용의 마이크로 프로세서만이 필요하다는 것이다.

실시예의 상세한 설명

도 1은 본 발명의 속도 제어 시스템(300)과 함께 사용되는 대표적인 테이프 드라이브 시스템(100)을 도시한 것이다. 테이프 드라이브 시스템(100)에는 라인(301)을 경유하여 호스트(미도시)로부터 명령을 수신하는 마이크로제어기(200)가 포함되어 있다. 양호한 실시예에서는, 마이크로제어기(200)는 Intel에 의하여 제조된 80C196 마이크로제어기이다. 호스트는 명령을 마이크로제어기(200)에 송신하여 정보가 테이프에 기록되게 하거나, 정보가 테이프(11)로부터 판독하게 된다. 마이크로제어기(200)는 테이프(11)가 전파하는 속도를 제어하는 캡스턴 모터(210)에 연결되어 있다. 캡스턴 모터(210)는 캡스턴 모터(210)의 모터 샤프트의 회전 정보를 포함하는 라인(213, 214)상에서 1회전당 1542 사인 및 코사인파 사이클을 생성하는 MR 인코더(212)내의 저렴한 MR 센서에 연결되어 있다. MR 인코더(212)의 출력사인 및 코사인파형은 마이크로제어기(200)에 전송되고, 여기서 라인(213, 214)은 부호가 사인 및 코사인파형내에 존재하는 잡음 및 기타 일그러짐을 제거하고, 캡스턴 모터(210)에 고도로 여과된 신호를 전송하여 캡스턴 모터(210)의 권선을 효율적으로 정류하기 위하여, 마이크로제어기(200)내의 일련의 디지털 필터가 사용된다. 본 발명에서 사용되는 인코더에 관한 설명은 발명자 개리 넬슨 및 스테픈 제이. 크럼톤이 1994년 11월 10일에 제출하고, 본 출원의 양수인에게 양도되고, 참고로 여기에 합체시킨 미합중국 특허출원 "호상주사판독/기록 어셈블리"(제 08/337,255호)내에 제시되어 있다. 본 발명의 양호한 실시예에 사용되는 캡스턴 모터(210)는 발명자 죤 엠, 로텐버그, 조셉 린, 로버트 에이취, 페어스, 리차드 밀로 및 미카엘 앤드류 등이 1993년 8월 30일에 제출하고, 본 발명의 양수인에게 양도되고, 참고로 여기에 합체되어 있는 미합중국 특허출원 "호상주사 테이프 드라이브"(제 08/113,996)에 기술되어 있다.

도 2는 본 발명의 속도 제어 시스템(300)을 도시한 것이다. 속도 제어 시스템(300)은 정보가 테이프(11)에 기록되는 때와, 정보가 테이프(11)로부터 판독되는 때에 활동하는 인코더 서보섹션(10)과, 정보가 테이프(11)로부터 판독되는 때에만 활동하는 트랙킹 서보 섹션(20)으로 구성되어 있다. 본 발명의 양호한 실시예에서는 속도 제어 시스템(300)에 의하여 발생된 플랜트 제어신호(u)가 정류기 블록(150)으로 통과하고, 정류기 블록의 출력은 라인(12)을 경유하여 디지털 -아날로그 변환기(DAC) 및 모터 드라이브 증폭기(MDA)를 통과함으로써 무브러시모터(즉, 캡스턴 모터 210)를 정류한다. 본 발명의 캡스턴 모터(210)의 정류에 관하여는 발명자 마틴 에이. 루이스가 1995년 11월 10일에 제출하고, 본 발명의 양수인에게 양도되고, 참고로 여기에 합체되어 있는 미합중국 특허출원 "무브러시 DC 모터의 최고속도를 최대화시키기 위한 방법 및 장치"(제 08/336,981호)에 상세히 기술되어 있다.

플랜트(14)내의 캡스턴 모터(210)에는 테이프 캡스턴에 회전할 수 있게 결합되어 있고, 그 위치가 θa인 하나의 샤프트 또는 기타 가동부재가 제공되어 있다. 모터 샤프트 위치(θa)는 라인상의 트랙킹 신호를 제공하여 테이프 드라이브 시스템(100)의 변환기 헤드(13)의 절대위치를 조정하는데 이용된다. 이러한 목적으로,샤프트 위치(θa)는 ASHA 전치증폭기(204)를 통과하고, ASHA 전치증폭기의 출력은 라인(35)을 경유하여 버스트 복조기(38)로 통과된다. 버스트 복조기(38)의 출력은 라인(37)을 거쳐 마이크로제어기(200)내의 멀티플렉서(234)에 전송된다. 샤프트 위치(θa)는 테이프 드라이브 시스템(100)의 판독헤드(13)를 지나는 테이프(11)의 상대세로방향 속도를 제어하는데에도 이용된다. 샤프트위치(θa)는 사인/코사인 인코더(212)에도 제공됨으로써 라인(19)상의 실제 샤프트위치(θa)의 사인/코사인 표시를 생성한다(라인(19)은 도 1에 도시된 라인(213, 214)과 동일하다). 라인(19)상의 신호는 마이크로제어기(200)의 멀티플렉서(234)로 통과되고, 이 멀티플렉서는 라인(19)상의 샤프트 위치의 사인/코사인 표시 또는 마이크로 제어기(200)의 ADC(36)에 대한 라인(37)상의 버스트 복조기(38)의 출력을 다중화한다. 라인(19) 상의 신호는 샤프트 어드레스 카운터(56)에도 통과되고, 샤프트 어드레스 카운터의 출력(θa의 샤프트 어드레스)은 라인(57)을 경유하여 정류기 블록(150) 및 필터박스(72)에 전송된다.

본 발명의 드라이브 시스템은 절대 샤프트 위치를 인코더가 사용할 수 있는 것을 전제로 한다. 그러나, 파워가 온으로 되어 있는 때에는 인코더가 증분장치이기 때문에, 절대위치를 즉시 알 수 없다. 그러므로, 원하는 정현파위상조정과 인코더 사이의 관계를 초기화하는 수단을 제공하여야 한다. 전술한 바와 같이, 모터 샤프트 위치는 정류 각으로 정의할 수 있다. 3상 12폴 모터에 있어서는 1기계도(mechanical degree)당 6 전기도가 있다. 0 정류각 코일에 0 전류를 120 정류각 코일에 양의 풀 스케일 전류를, 240 정류각 코일에 음의 풀 스케일 전류를 인가할 때, 피크 시계방향 토크를 생성하는 모터샤프트 위치는 0 정류각으로서 정의된다. -90 정류각의 +에서는 동일한 코일여기가 0 토크를 생성한다. 180 정류각에서는 동일한 여기가 피크 카운터 시계방향토크를 생성한다. 도 7은 코일전류가 샤프트 각과 무관하게 유지되는 3가지 조건, 즉 (1) 0 정류각 코일내에는 양의 풀 스케일 전류가 있고, 다른 2개의 코일에는 하프 스케일전류가 있을 것, (2) 120 정류각 코일에는 양의 풀 스케일 전류가 있고, 다른 2개의 코일에는 음의 하프 스케일전류가 있을 것, (3) 240 정류각 코일에는 양의 풀 스케일 전류가 있고, 다른 2개의 코일에는 음의 하프 스케일전류가 있을 것 등의 조건에 있어서, 정류각 샤프트각의 함수로서 모터 토크를 표시하였다.

도 7에 의하면, 임의의 샤프트 위치에 있어서, T₀, T₁₂₀또는 T₂₄₀여기(excitation)는 가장 큰 토크를 생성한다. 더구나, 이 토크가 T_min: 1.5·K_ph·I_p...(1) 이하인 샤프트 위치는 없다.

도 7에 의하면, 2개의 0 이 3개의 여기와 연관되어 있다. 그러나, 0중 하나는 잠재적으로 불안정한 반면에, 다른 하나는 안정적이다.

예를 들면, T₀여기(勵起) 값을 이용하여, 마찰이 없을때, 이상적인 여기 상태에서 가장 미세한 불일치 상태가 널(null)의 위치로부터 떨어지게 샤프트를 구동하기 때문에 0 정류 각도의 샤프트 위치는 불안정 상태가 된다. 다른 측면에서는, 만약 상기 샤프트가 180도의 정류각에 위치한다면, 널(null)로부터 벗어나게 하는장애는 재저장 토크에 의해 카운트될 것이기 때문에, 샤프트 위치는 T₀의 여기 값을 갖는 안정된 상태의 널(null)이 된다. 분명하게는, 안정된 널(null)들은 토크 특성의 네가티브 기울기와 관련이 있다. 가장 나쁜 경우의 카트리지 마찰 및 다른 저속 감소의 경우, T0 여기값에 대한 실제적인 레스트(rest) 위치는 180 정류각도로부터 소정의 각도내에 있게 될 것이다. 이러한 범위는 제로(0) 정류각 코일에서 안정된 상태 전류로 표현된다.

레스트 위치가 180도 정류 각도 널(null)이라는 가정하에 정류가 시작된다면, θr 정류각도의 잠재적인 에러에도 불구하고, 유효한 모터 토크 상수는 1-cos(θr)의 율까지 감소할 것이다.

이런 에러는 저속에서 심각하지는 않지만, 고속에서 그 값이 줄어야 한다. 알고리즘에 대한 파워는 다음과 같다.

1. 만약 파워 증폭기 Gm이 0.8Amps/Volt라면, 포지티브 풀 스케일 전류(positive full scale current) 12Amps를 0 정류각도 코일에 인가하고, 네가티브 하프 스케일 전류(negatvie half scale current)를 다른 코일들에 인가한다. 상기의 상태는 180도 정류 각도 널(null)이라고 불리우며, 상기 180 정류 각도 널(null)을 위하여 안정된 널(null)이 180 정류 각도의 전기적인 샤프트 각도에 존재 한다.

2. 최초의 위치에 따라, 모터는 레스트(rest)상태에 있든지, 또는 모터 토크와 마찰 토크가 균형을 이루는 위치로 이동한다.

3. 모터가 레스트 위치에 올때까지 약 4초간 기다린다. 레스트 위치에 오면, 상기 모터는 발생된 모터 토크가 모터 마찰에 의하여 균형을 이루기 위한 위치에 있는 것으로 간주된다. 상기의 계산에 따라, 레스트 위치는 안정된 널(null) 위치로부터 θr 정류 각도보다 작게된다. 상기 동작이 이루어지는 동안에 인코더 사인, 코사인, 및 인덱스 채널용의 3가지 제로 세팅 DAC를 조정하는 알고리즘이 사용된다. 상기의 알고리즘이 최소한 몇 개의 모터 작동에 기인된 것이기 때문에, 만약 아무 것도 발생하지 않는다면, 다른 코일 시퀀스가 모션을 가능하게 하기 위하여 활성화 된다.

4. 제로 값을 정류 카운터의 값으로 할당함으로써, 에러 값이 잠재적인 θr 정류 각도를 허용하고, 시스템은 증가 또는 감소된 정류 카운트를 갖는 작동 카운트를 실제의 작동 방향에 따라 수신함으로써, 카운터를 4*1542 카운트 마다 리세팅한다. 모터에 유도된 사인파 페이징은 180 정류 각도 또는 30 기계적인 샤프트 각도에 해당하는 제로 카운트를 한번의 어라운드 수탁(around fiduciary)으로써 이용한다.

5. 마지막으로, 정류 인덱스의 평가값을 개선하기 위하여, 모터는 짧은 시간동안, 발생될(IR 드롭(drop)과 비교하여) 소정의 역기전력용으로 충분히 높은 속도로 회전되지만 유도 리엑턴스가 감소하도록 저속으로 회전된다(데이타 카트리지를 현재의 위치에서 구동시키면서). 상기의 속도로 회전하는 동안, 모터의 페이즈 A에 인가된 전압과 모터의 페이즈 A로의 전류사이의 페이즈 상호 관계가 측정되며, 정류의 페이즈는 모터와 전류의 페이즈 상호 관계가 제로가 될 때까지 계속되든가,지연된다. 이때, 저속작동을 위한 최적의 모터 정류 각도가 얻어진다. 상기 테스트용 작동 속도는 다음과 같이 얻어진다.

라인(19)에서 사인/코사인 신호들이 멀티플렉서(234)를 통하여 시스템(100)으로 멀티플렉싱되는 것을 설명한다. 라인(19)에서의 사인/코사인 신호들은 먼저 ADC(36)를 경유한다. 라인(23)에서의 디지털 위치 신호인 ADC 출력은 인코더 카운트 보전을 가능하게 하기 위하여 라인(23)에서의 신호의 DC 레벨 드리프트를 무효로 하기 위하여 코스 바이어스 보상기(CBC:course bias compensator) 필터(84)를 경유한다. CBC 필터(84)의 출력은 DAC(50)을 경유한 것이며, 사인/코사인 인코더(212)의 출력이 가산된 것이다. 라인(23)에서의 디지털 화된 위치 신호들은 하이어 하모닉 서프레션/바이어스 러닝 알고리즘(HHS/BLA: Higher Harmonic suppression/Bias Learning algorithm) 노치 필터 블록(86)을 경유하여 4 상관기(quadricorrelator)(24)에 제 1 입력으로서 입력된다. 4 상관기(24)로의 제 2 입력신호는 "사인/코사인 모델"이라고 이름 붙여진 록-업 테이블(30)에 의하여 발생되는 참조 신호이다. 테이블(30)은 사인/코사인 인코더가 실제적인 모터 인코더 샤프트 위치를 표시하는 것과 같은 방법으로 샤프트의 위치를 표시하는 일련의 이상적인 값들을 저장한다.

라인(23)에서의 신호들은 일 회전 당 6168 카운트를 갖는 샤프트 어드레스 증가(또는 감소) 카운트를 제공하기 위해 사인 및 코사인 신호들의 각각의 바이어스 레벨 크로싱에 해당하는 디지털 신호들로써 사용된다. 인코더(212)는 자화 패턴의 두 개의 트랙을 갖는 자화된 드럼 근처에 설치된 3-채널 MR 센서를 바탕으로 이루어진다. 즉, 자기화 패턴은 교번하는 북-북 및 남-남 천이의 1542 사이클로 이루어지는 위치 트랙과, 북-북 및 남-남의 분리된 쌍으로 이루어지는 인덱스 트랙이다. 위치 트랙은 두 개의 그룹이 공칭적으로 90도 각도 만큼 떨어진 아날로그 사인 곡선 신호들을 발생시킬 수 있도록 배열된 한쌍의 쿼드-센서 그룹에 의하여 감지된다. 인덱스 채널은 일회전 당 단일의 포지티브 전압과 단일의 네그티브한 전압을 발생시키는 듀얼-센서 그룹에 의하여 읽혀진다. 상기 신호들의 진폭은 서보의 구성에 의하여 필요한 캡스턴 모터의 작동 속도 범위에 대한 주파수에 대하여 실질상으로는 무관하다. 불행히도, DC 오프셋은 제로에서 피크 출력 신호 만큼의 범위에 대하여 이루어진다. 이는 샤프트의 위치와 저속에서의 4 상관기(24)의 왜곡을 측정하는 카운터에 의한 부정확한 펄스 감지를 가져오게 된다(DAC 박스(50)의 일부임). DC 전압을 3개의 전치 증폭기의 입력으로 조정할 수 있는 3개의 DAC(DAC(50)이라고 이름 붙여진 박스의 부분인)는 3개의 MR 센서 신호용으로 사용된다. 작동 초기에, 캡스턴 모터(210)의 정류 순서를 학습하는 알고리즘은 최소한 일 회전의 1/12 만큼을 움직이게 하기 위하여 사용된다. 상기와 같은 작동이 일어나는 동안에 3개의 DAC는 CBC 필터(84)에 의하여 수행되는 다음의 순서에 따라 조정된다.

첫째, 높은 속도, 예를 들면, fsc 샘플/초의 시간에서 ADC(36)를 클록킹하여 3개의 샘플의 채널을 구한다.

둘째, 사인 및 코사인 채널의 피크에서 피크로의 값들과 인덱스 채널의 평균 값을 결정한다. 인덱스 채널의 평균 값은 하나의 인덱스 펄스 또는 두 개의 인덱스 펄스들을 포함하는 샤프트의 움직임을 포함할 수도 있고, 포함하지 않을 수도 있다. 이것은 인덱스 펄스에서의 에너지가 모션의 약 1/12(128 엔코더 사이클) 동안의 전체 에너지와 비교하여 작기 때문에 평균 공정에서 대단히 적은 혼란이다.

셋째, 회로 요소 값들로부터, DAC(50) 워드(word)의 기능으로 사용되는 오프셋은 알려져 있다. 사인 및 코사인 채널은 각각의 포지티브 및 네가티브 피크 값들 사이의 중간 포인트에 해당하는 DAC(50)워드와 오프셋된다. 하지만, 인덱스 채널은 검출된 평균값에 해당하는 DAC(50) 워드만큼 오프셋된다.

넷째, 상기 오프셋이 충분히 커서, 사인 및 코사인 채널들은 상기 두 번째 공정 동안에 포화될 수도 있으므로, 일 회전 모션에 대한 또다른 1/12은 적절한 모터 페이즈들을 활성화시켜 얻을 수 있다. 포화 이외의 신호들에 의하여 상기 두번째 공정이 반복된다. 이는 상기 3번째 단계를 반복함으로써 얻을 수 있다.

다섯째, 인코더로부터의 세 개의 신호들은 충분히 센터링된 모든 가능한 미래의 캡스턴 작동 중에 매 회전마다 리셋되는 인덱스 신호를 포함하는 인코더 펄스 카운터의 보전이 확보된다.

그 주파수들이 서보 대역폭 내에 또는 그 범위를 넘어서 존재하는 인코더(212)의 예외적인 사항들은 인코더 서보 섹션(10)을 불안정하게 하는 것을 피하기 위하여 대단히 높은 Q(예를 들면, 낮은 댐핑률) 노치 필터를 이용하여 다루어져야 한다. 노치가 임계 서보 루프 크로스오버 주파수에 가까울수록, 크로스오버 주파수에서 페이즈 지연을 피하기 위하여 Q값이 높아야 한다. 동일한 토크에 의해, 노치 주파수가 서보 루프 크로스오버 주파수로부터 더 발생될수록, 크로스 오버 주파수에서 페이즈 뒤짐을 피하기 위하여 Q가 더 낮을 필요가 있다. 캡스턴 속도가판독 모드에서 인코더의 주파수 변화를 유발하도록 몇퍼센트의 플러스 또는 마이너스 가변할 수 있기 때문에, 고정된 높은 Q 노치 필터는 효과적이지 않다. 왜냐하면 혼란 주파수는 높게 선택될 수 있는 노치 필터의 범위를 벗어나도록 이동할 수 있기 때문이다. 따라서, 노치 필터는 적응성이 있어야 한다. 여러개의 다른 유형의 노치 필터들이 사용된다.

인코더 서보 루프 샘플링 주파수의 1/4까지의 주파수들에 있어서, 바람직한 실시예에서는 2083Hz 또는 520.833Hz의 1/4, 가장 좋은 유형의 적응 가능한 높은 Q 트랙킹 노치는 1985년 Prentive-Hall에 의하여 발표된 Widrow & Stearns, Adaptive Signal Processing에 기술된 리스트 민 스퀘어(LMS: Least Mean Square)에 기초를 두고 있다. 따라서, 하프 캐리어(189.665Hz) 및 캐리어 주파수(379.33Hz) 왜곡은 LMS 유형의 노치를 이용하여 취급된다.

샘플링 율의 1/2까지의 주파수에 있어서, 노치 필터는 1990년 Addison Wesley에 의하여 출판된 Franklin, Powell, and Workman, Digital Control of Dynamic Systems, Second Edition에 공개된 기법 즉, 인코더 샘플 율로 샘플링되며, 스탠다드 프리-래핑(Standard pre-wraping) 및 바이리니어 트랜스폼(bilinear transform) 기법으로 이루어지는 표준 제 2차 디지털 노치 필터가 될 수 있다. 그러한 노치의 Q는 노치에 따른 LMS 만큼 높이 만들어질 수 없다. 그렇지만, 이러한 것들은 크로스오버 주파수로부터 현저히 제거되기 때문에 보다 높은 부파수 왜곡들을 위해서는 필요한 것이 아니다. 제 2차 노치는 단일 매개변수 제어에 의해 작동 스피드를 트랙하기 위하여 만들어진다.

하프 샘플율 보다도 더 높은 주파수에서도 인코더 왜곡이 나타낸다. 이러한 이상 상태는 라인(23)의 디지털 화된 사인/코사인 신호들에서 작동하는 이중 샘플된(인코더 서보 루프 샘플링율의 두배에서 샘플된 것을 의미함) 필터를 이용하여 취급된다. 이러한 필터들은 상기에 설명한 단일 샘플링된 필터들과 같은 방법으로 이루어진다. 그렇지만, 이중 샘플링됨으로 인하여, 인코더 서보 샘플링 주파수까지의 주파수들을 이용할 수 있다. 이러한 필터들은 역시 적용가능하다.

LMS는 쿼드러쳐(quadrature) 신호들의 발생을 필요하고, 서보 샘플율이 인코더 캐리어 주파수 보다 높은 주파수용의 쿼드러쳐 신호들을 발생시키기에 충분히 높지 않기 때문에, 보다 높은 고조파들은 LMS 알고리즘을 이용하여 처리될 수 없다. 따라서, 각각 10의 Q를 갖는 표준 제 2차 노치들은 보다 높은 주파수 인코더 이상상태를 위하여 사용된다. 이것은 서보 샘플율에서 작동하는 제어신호에서의 HHS/BLS 필터 박스(86)에서 사용되는 제 2차 노치 필터를 이용하여 성취되며, 서보 샘플율의 두배로 인코더 신호를 샘플링함에 의하여, 그리고 두 개의 노치를 서보 샘플율로 작동하는 서보 제어 알고리즘에 공급되기 전에 이중 샘플된 신호들 각각에 인가함으로써 보다 높은 고조파에 대하여 성취된다. 노치 필터용 트랜스퍼 함수는 다음과 같다.

여기서 β는 다음과 같이 구현된다.

여기서 δ 는 다음과 같이 구현된다.

여기서 ψ는 다음과 같이 표현된다.

상기 각 계수는 상기 반복식을 실행하는 속도, 바람직한 노치 주파수 및 제동계수의 함수이다. 주파수 노치가 상기 서보 샘플 속도의 두배로 실행되면, 상기 서보 샘플 속도는 더 낮아진다. 전체 6개의 제 2 명령 노치가 있고; 상기 노치중에서 2개는 제어신호로 작용하고, 다른 두쌍은 라인(23)에서 사인 및 코사인 신호로 작용한다. 모든 노치는 제동계수 0.05에 해당하는 10의 Q를 가지고 있다. 아래 표는 상기 상태를 요약하고 있다:

δ 및 φ는 모두 상대적으로 노치 주파수 및 샘플링 속도에 민감하지 않으므로, 지령된 속도의 작은 변화는 β를 선형으로 변화시킴으로서 수용된다.

상기의 과정은 인코더 계수 보전을 보장하기에 적절하지만, 이는 라인(25)의 4-상관기 출력 q의 오염을 방지하기 위해 상기 사인 및 코사인 채널을 충분히 정확하게 센터링하지 못할수도 있다. 이는 상기 오프셋 DAC(50)의 중심값 및 이득이 상기 ADC(36)의 중심값 및 이득과 일치하지 않을 수 있기 때문이다. 따라서, 상기 사인 및 코사인 채널의 바이어스 값을 추가적으로 세분하여 결정하는 것이 바람직하다. 이의 실행은 상기 바이어스 학습 알고리즘(BLA)(86)에 따라 이루어지며, 일 회전동안 약 1ips로 수행된다.

상기 BLA(86)의 이러한 속도가 선택되는 것은, 이것이 상기 알고리즘에 걸리는 시간을, 가장 낮은 시스템 속도인 0.5734ips로 회전하는데 걸리던 시간인 4.5초에서 약 2.5초로 줄이기 때문이다. 상기 사인 및 코사인 채널의 일회전에 대한 중간값은 일회전동안의 모든 샘플의 평균(480 마이크로 초/샘플)을 취하여 확인된다. 그리고, 상기 4-상관기(24)에 인가되기 전에, 상기 두가지 중간값은 사인 및 코사인 채널의 모든 차후의 샘플로부터 차감된다.

상기와 같은 전원이 온(on)으로 조절된 후에, 상기 바이어스의 더욱 느린 변화는 상기 신호를, 컷-오프 주파수가 속도에 따라 변화도는 고역 통과 필터를 통하여 통과시킴으로서 설명된다. 상기 고역 통과 필터는 Z 변형 대신에 델타 변형을 활용하여 실행되며, 이는 델타 변형이 다음과 같은 우수한 수치조건을 가지고 있기 때문이다.

여기서, 고역 통과 필터로의 입력은 U(k)이고; 고역 통과 필터로의 출력은 Y(k)이고; HPF의 중간 상태는 X(k)이고; 인코더 주파수는 fc이고; 그리고 인코더 샘플 간격은 tse이다.

상기 고역 통과 필터는 결과적으로 상기 인코더 주파수와 관련된 다음과 같은 컷-오프 주파수를 갖게 된다:

HHS 필터(86)의 출력은 상기 4-상관기 24에 인가된다.

상기 4-상관기(24)는, 상기 HHS/BLA 필터(86)에서 출력되어 실제 모터샤프트 위치를 나타내는 필터 디지털 신호와, 라인(30)을 통하여 사인/코사인 표본(30)에서 생성된 이론적 또는 표본 인코더샤프트 위치신호와의 사이에서의 각차(angular difference)를 계산한다. 라인(25)의 상기 4-상관기 q의 출력은, 라인(23)의 상기 실제 샤프트 위치 θa와 상기 표본샤프트 위치 신호 θe의 차이와 일치하고, 합계 정션(28)과 3-요소 계수 벡터 Le(26) 라인(25)를 통하여 모두에 전송된다. 계수 벡터(26)의 출력은 라인(27)을 통하여 인코더 서보 표본(32)에 전달된다. 상기 인코더 서보 표본(32)는, 인가된 압력신호를 토대로, 라인(90)의 표본 샤프트 위치 신호 θc를 생성시키는 상기 속도 제어기(300)의 표본을 나타내고 있다. 라인(90)의 상기 표본샤프트 위치 신호 θc는 또한 상기 정션(28)을 합하여 라인(25)의 4-상관기 출력 q에 가산되어, 캡스턴 모터(210)의 상기 실제 샤프트 위치 θc에 비례하는 라인(33)의 톱니파 신호 θr를 생성한다. 상기 톱니파 신호 θr은 또한 라인(33)을 통하여 상기 필터 박스(72)에 입력된다.

라인(91)의 표본 위치 신호 θc 이외에, 상기 인코더 서보 표본(32)는 라인(27)의 상기 계수 벡터(26)을 토대로 세 개의 출력 신호를 발생시킨다. 첫째신호는, 이득 블록 Kc(2)의 스칼라 값에 따라 증폭되고, 라인(41)을 통하여 정션(68)에 전송되는 상기 제어기의 속도평가 신호 vel. est이다. 두 번째 신호는, 상기 제어기내의 교란된 양을 나타내는 신호 dist. est이다. 상기 교란신호는, 라인(35, 37)에서의 이득 블록 Kc(3)(36) 및 Kc(4)(34)의 출력을 각각 정션(38)에서 가산하여 생성된다. 상기 이득 블록 Kc(3)(36) 및 Kc(4)(34)의 입력 신호는 상기 인코더 표본(32)에서 인가하고 이용된 상기 제어기 표본에 의존한다. 상기 교란 평가 값은 라인 dist. est에 따라 라인(39)을 통하여 정션(68)으로 전송된다. 세 번째 출력 신호인 라인 pos. est에 나타나는 위치 오류 평가값은 라인(91)의 표본 위치 신호 θc와 같다. 상기 전기 기계적 제어기의 모델링(modeling) 및 표본에서 출력된 상기 제어기의 위치신호 pos. est., 속도신호 vel. est., 및 교란신호 dist. est 값을 비교하는 값의 생성은 적용방식에 따른다.

라인(90)(또한 Ef로 표시된)의 상기 위치 오류 평가 신호 pos. est.는 인코더 표본(32)에 따라 생성되어, 감산기(82)에서 위치 참고 신호 Er로부터 차감되어, 라인(83)의 파형사이의 위상차를 만든다. 라인(83)의 위치 오류 신호 εp를 나타내는 이러한 위상차는 위치 귀환 이득 Ks(1)(74)에 승산된다. 이득 블록 Ke(2)(40)에서의 스칼라 값에 따라 증폭된 상기 속도 평가 값 vet. est. 및 라인 dist. est의 제어기의 교란 평가값은 정션(68)에서 라인(75)의 상기 증폭된 위치 오류 신호 εp로부터 차감되어, 라인(79)에서 속도오류 신호 εv를 생성시킨다. 라인(79)의 속도 오류 신호 εv는, 출력인 라인(73)의 표본 제어신호 Um이, 캡스턴 모터의 교환에 이용되고 출력이 라인(12)의 설비제어신호 U인 상기 속도 보상 알고리즘(VCA)을 구동하는 상기 필터 박스(72)로 전달된다. 라인(23)의 상기 표본 제어 신호 Um은 또한 상기 인코더 서보 표본(32)로의 상기 두 번째 입력 신호로 전송된다.

상기 인코더 서보부(10)은 명령입력 신호로 라인(65)의 위치 참고 신호 Er을 입력받고, 상기 위치 참고 신호 Er은, 20.2248Hz 주파수의 톱니 램프 신호 θramp을 출력이 라인(67)을 통하여 가산기(62)로 전송되는 누산기(64)로 전송됨으로서 생성된다. 가산기(62)로의 다른 입력신호는 라인(61)을 통하여 가산기(62)에 연결되는 상수 값 신호원(60) 및 라인(71)의 트랙 서보부(20)에서 출력되는 속도 조절 신호이다.

상기 램프 신호 θramp는 정션(66)의 라인(33)의 톱니파 신호 θr에서 차감되어, 캡스턴 모터가 일정한 속도로 동작할때의 모터 샤프트 위치 θa의 변형 특성을 포함하는 오류 신호 θre을 발생시킨다. 오류 신호 θre는 플랜트(14) 전달 함수의 측정으로 사용할 수도 있다.

트랙킹 서보부(20)는 헤드 위치를 테이프(11)의 트랙 중심선에 유지되도록 작용한다. 트랙킹 서보부(20)는 판독 동작 동안 펌웨어(firmware) 스위치 S를 닫음으로서 인에이블된다. 라인(37)에서 헤드(13)와 테이프(11)의 트랙 중심선간의 비정렬 정도를 나타내는 버스트 복조기(burst demodulator)(38)의 출력은 라인(23)을 거쳐 ADC(36)를 통하여 트랙킹 서보 부(20)로 전송된다. 라인(23)상의 신호는 라인(49)상의 트랙킹 서보 모델(48)의 출력과 함께 감산기(44)에 연결된다. 서보 모델(48)은 상기에서 언급한 인코더부로부터 만들어진 인코더 위치피드백이 디스에이블된 폐루프시스템의 모델을 포함한다. 감산기(44)의 출력은 비정렬 정도와 모델 시스템 값 사이의 차이를 나타내며, 이 출력은 라인(45)를 거쳐 트랙킹 변수 벡터L_t(46)에 전송되어, 여기서의 출력은 라인(47)을 거쳐 트랙킹 모델(48)의 두 입력중 하나의 입력으로 전달된다. 트랙킹 모델(48)의 두 번째 입력은 변형 트랙킹 에러 신호 U_t이며 이하 설명될 것이다. 트랙킹 모델(48)의 출력은 트랙 중심선에 대한 헤드(13)의 위치 에러의 평가값이며 라인(51)에 PES 평가값이라고 표시됐다. 테이프의 중심선에 대해 헤드를 위치시키는 것에 대한 언급은 본 발명의 양수인에 또한 양수된 병행출원인 출원번호 08/337,093(출원일: 1994년 11월 10일; 발명자: 루이스, 마틴 에이. 와 스테비수, 폴) "정확한 궁형 스캔(arcuate scan)헤드 위치 시스템과 방법"에 설명되어있다.

PES 평가값은 라인(51)을 거쳐 결함 처리기(58)로 전송된다. 라인(53)에 있는 결함 처리기의 출력에는 시스템의 트랙킹 에러를 나타내는 이득 계수(gain factor)Kt(52)가 곱해지며, 라인(55)에 εt로 나타냈다. 결함 처리기 함수는 당업자들에게 알려져 있으며 여기서는 더 이상 언급하지 않겠다. 트랙킹 모델(48)의 한 입력인 변형 트랙킹 에러 신호 Ut는 라인(55)의 위치에러 신호 εt와 접지를 가산기(54)에서 합쳐서 얻는다. 헤드들을 트랙의 중심선과 항상 일직선에 맞추기 위해 캡스턴 모터(210)의 속도를 증가 또는 감소시킨다. 판독 상태에서 사용되는 보통 속도로부터 속도를 조정하는 것은 변형 트랙킹 에러 신호 Ut의 사용에 의해 속도 명령을 인코더부(10)에 전송하여 이루어진다.

캐리어 주파수는 라인(19)에서 인코더(212)로부터 발생된 사인 또는 코사인 신호들의 주요 주파수 구성요소이며 라인(79)의 속도 에러 신호 εv에 존재한다.모터 샤프트가 일정한 속도로 움직일 때 캐리어 주파수는 일정하다. 바람직한 실시예에서는 기록과 판독 동작에서 테이프(11)를 이송하기 위해 요망하는 테이프 속도는 0.5734ips이며 여기에 대응하는 모터 샤프트/인코더(212) 속도는 초당 약 0.246 회전이다. 본 발명의 인코더(212)는 초당 1.542 인코더 사이클을 가지며, 약 379.33Hz의 캐리어 주파수와 대응한다.

인코더(212)가 생성하고 라인(79)의 속도 에러 신호 εv에 존재하는 직류 수준 드리프트(DC level drift)는 도 3의 필터 박스(72)내의 캐리어 억압 알고리즘(Carrier Suppression Algorithm)CSA(72a)에 의해서 취소된다. 라인(79)의 속도 에러 신호 εv는 비교기(110)를 거쳐 CSA(72a)로 전달된다. 비교기(110)의 출력은 라인(118)을 거쳐 최소 평균 제곱(least meal squares: LMS) 블록(104)로 전송하기 전에, 라인(79)의 속도 에러 신호 εv로부터 직류 상쇄(DC offset)를 제거하는 고역 통과 필터(102)로 전달된다. LMS 알고리즘을 전개하는 일반적인, 애디슨 외슬리(Addison Wesley)사가 출판한, 월리는 프랜클린, 파월과 워크맨(Franklin, Powell and Workman)의 "다이내믹 시스템이 디지털 제어(Digital Control of Dynamic Systems)", 제2판, 1990과 프렌티스 홀(Prentice-Hall)사가 출판한 위드로와 스턴즈(Widrow and Sterns)의 "적응성 신호 처리(Adaptive Signal Processing)"에 설명되어 있다. LMS 블록(104)에 사용되는 공식은 재구성한 램프 신호 Urec(120)로부터 입력된 사인과 코사인 신호를 추적하는 노치 필터(notch filter)를 산출하는 표준 LMS 반복이다.

LMS 블록(104)이 실행하는 공식들은:

여기서, k는 표본 수 인덱스; 라인(95s)의 sin(θ_r(k)는 재구성한 램프 신호로부터 얻은 표본 k의 사인신호; 라인(95c)의 cos(θ_r(k)는 재구성한 램프 신호로부터 얻은 표본 k의 코사인신호; W_s(k+1)은 k에서 사인신호의 가중치; W_c(k+1)는 k에서 코사인 신호의 가중치 ; 라인 118의 u_mf(K+1)는 k에서 고역 통과 필터링된 제어 신호; μ_c는 LMS 루프의 이득이다. 또한, 라인(95s)와 라인(95c)에서 θ_r의 사인과 코사인 성분 각각이 LMS 블록(104)에 전송된다.

LMS블럭의 출력인 라인 114의 W_s와 라인 116의 W_c는, LMS 블록의 또다른 입력들인 라인 95s의 사인(θ_r)신호 및 라인 95c의 코사인(θ_r)신호와 멀티플렉서(106, 108)에서 각각 멀티플렉스된다. 멀티플렉스된 출력들은 가산기(112)에서 더해지고, 여기서나온 출력은 비교기(110)에서 라인(79)의 속도 에러 신호 εv로부터 뺀다. 이 감산 결과, 즉, 라인(120)의 재구성한 제어 신호 Urec는 고조파 억제 알고리즘(Harmonic Suppression Algorithm: HSA)(50b)로 전송된다.

사인/코사인 인코더(212) 때문에 생기는 왜곡은 샤프트 위치(60), 온도 또는 시간과 일정하지 않다. 이상적인 알고리즘은 인코더 왜곡의 세가지 양상을 모두 제거할 것이다. CSA(72a)는 아주 높은 Q값의 트랙킹 노치 필터를 사용한다. 이 높은 Q값은 인코더 주파수(교차 주파수 보다 약 23%큼)에서의 노치(norch)가 교차 주파수에서 불안정하게 만드는 지체가 발생하지 않도록 보장한다. 필터는 트랙킹 필터라야하는데 그 이유는 판독 동작의 캡스턴 속도와 연관된 인코더 주파수가 카트리지 드라이브 비율(cartridge drive ratio)에 대한 허용 오차 때문에 기록 동작의 캡스턴 속도와 연과된 인코더 주파수와 8%까지의 차이가 있을 수 있기 때문이다.

도 4에서 도시된 필터 박스(72)내에 있는 고조파 억제 알고리즘(Harmonic Suppression Algorithm: HSA)에 의해 라인 120의 재구성한 신호 Urec로부터 고조파 왜곡 현상을 제거한다. 라인 120의 재구성한 신호 Urec는 비교기(210)을 거쳐 HSA 72b로 전송한다. 비교기(210)의 출력은 고역 통과 필터(202)로 전송되어 라인 120의 재구성한 신호 Urec로부터 고조파 왜곡 현상을 제거하여 라인(218)을 거쳐 LMS 블록(204)으로 전해진다. LMS 블록(204)에 사용된 공식은 라인(120)의 재구성 제어 신호 Urec의 입력 사인과 코사인신호를 추적하는 노치 필터를 발생시키는 표준 LMS 반복이다.

또 하나의 문제가 있는데, 라인(222s, 222c) 각각의 참조 사인과 코사인 파형들은 알맞은 고조파 또는 분수 고조파에 있어야 한다는 것입니다. 이는 라인(120)의 재구성 제어신호 Urec으로부터 비례적으로 증가하는 기울기를 가진 램프 신호들을 구해야 된다는 것을 의미한다. 이러한 램프신호들을 발생시키는 알고리즘은:

θ_r는 범위가 [0. 655355]인 재구성 인코더 램프 신호를 나타내며; 고조파 비율의 범위가[1.5, 2, 2.5, 3, 4]이며; θ_h는 원하는 고조파 램프를 나타내고:

가 된다.

여기서, k는 표본 수 인덱스; 라인 222s의 sin(θ_h(k))는 재구성한 램프 신호로부터 얻은 표본 k의 사인신호; 라인 222c의 cos(θ_h(k))는 재구성한 램프 신호로부터 얻은 표본 k의 코사인신호; W_s(k+1)는 k에서 사인신호의 가중치; W_c(k+1)는 k에서 코사인신호의 가중치; 라인(218)의 u_mf(k)는 k에서 고역 통과 필터링된 제어 신호; μ_c는 LMS 루프의 이득이다. 또한, 라인(222s, 222c)에서 θ_h의 사인파 코사인 성분 각각이 LMS 블록(204)에 전송된다.

라인(214, 216)에서 LMS 블록의 출력인 W_sh과 W_ch은 라인(222s, 222c)의 sin(θ_h) 신호와 cos(θ_h)신호에 각각 멀티플렉스되며, LMS 블록(204)의 입력들이 된다. 라인(215, 216)의 멀티플렉스된 출력들은 가산기(212)에서 더해지며 여기서 나온 출력은 비교기(210)에서 라인(120)의 재구성 제어 신호 Urec으로부터 뺀다. 이 감산의 결과는 라인(73)을 거쳐 점도 보상 알고리즘(Viscosity Compensation Algorithm: VCA)로 전송된다.

캐리어 주파수 에러와 더불어, 분수 고조파를 포함한 캐리어 주파수의 고조파에서도 에러가 발생한다. 이러한 것들은 캐리어 주파수 왜곡과 마찬가지로 아주 높은 Q값을 가진 노치 필터를 이용하여 처리한다. HSA(72a)는 서보 루프(servo loop)에서 아주 높은 Q값을 가진 트랙킹 노치 필터를 사용한다. 필터는 트랙킹 필터라야 하는데 그 이유는 판독 동작의 캡스턴 속도와 연관된 인코더 주파수가 카트리지 드라이브 비율(cartridge drive ratio)에 대한 허용 오차 때문에 기록 동작의 캡스턴 속도와 연관된 인코더 주파수와 8%까지의 차이가 있을 수 있기 때문이다.

테이프 카트리지(또는 부하) 때문에 생기는 점도 왜곡은 도 5에 도시된 점도 보상 알고리즘(Viscosity Compensation Algorithm: VCA)(70)에 의해 제거된다. VCA(70)은 루프 이득 교차 주파구가 약 125Hz이고 위상 마진(phase margin)이 약 30도가 되도록 한다. 이 알고리즘은 원하는 참조 위상 지연 특성을 지니고 이득이 1이며 실제 시스템 위상 지연과 이득을 할 수 있는 참조 모델을 (상기 평가 모델과 혼동을 방지하기 위해) 창조하는 모델 참조 적응 구조(model reference adaptive structure: MARAS)와 함께 표준 LMS 반복을 사용한다.

목표 위상 및 이득(시스템 서보 모델(32)에 구체화 됐듯이)과 실제 루프 위상 및 이득과의 차이를 이용하여 시스템 루프 위상 및 이득의 차이가 0이 될 때 까지, 즉, 시스템 위상 및 이득이 목표 값이 될 때까지 조정한다.

도 5의 큰 점선 사각형에는 VCA(70)의 동작동안 임시로 추가된 모든 기능들을 포함한다. 도시되어 있듯이 점선 사각형은 두 쪽으로 되어 있다: 위상 한계쪽과 이득 교차쪽이 있다. 라인(73)의 HSA 출력은 전달 블록(402)을 거쳐 VCA(70)으로 보내진다. 보상기의 위상 한계 목표는 30도 이다. 이것은 라인(416)의 리턴(Return)신호의 위상이 라인(418)의 에러 신호의 위상보다 145도 쳐져야 한다는 것을 의미한다. 위상을 측정하는 위상 검출기는 멀티플라이어(422)이다. 이 멀티플라이어(422)를 통과하는 신호는 직류(DC) 신호가 멀티플라이어(422) 입력에 제시되지 않도록 교류 커플링시켜야(AC coupled)한다. 두 개의 대역 통과 필터(404, 406)들은, 각각 상기 교류 커플링을 행한다. 대역 통과 필터(404, 406)들은 라인(414)에 약 122.07Hz의 자극 주파수(stimulus frequency)에 첨두(peak)를 가지고 Q 값이 10인 이산적 시간 필터(discrete time filters)들이다. 전달 블록(402)의 출력 및 라인(416)의 리턴(Return) 신호는 대역 통과 필터(404)와 가산기(412) 양쪽에 전달된다. 대역 통과 필터(404)의 출력은 멀티플라이어(422)와 LMS 위상 한계 알고리즘 양쪽에 전달된다. 멀티플라이어(422)의 평균 출력은 두 입력의 위상이 90도로부터 벗어나는 차이의 양만큼 비례한다. 따라서, 라인(416)의 리턴(Return) 신호와 라인(418)의 에러 신호사이의 위상 차이가 145도일 때 멀티플라이어(422)가 평균 출력 신호가 0으로 출력하기 위해서, 멀티플라이어(422)에 제공하기 전에, 지연 블록(410)에서 라인(407)의 필터링된 에러 신호를 55도 지연시킨다. 이런 위상 지연은 라인(416)의 리턴(Return) 신호가 라인(407)의 지연 에러 신호보다 90도 늦다는 것을 뜻한다.

그래서, 위상 마진 알고리즘에 대한 기준 모델은 라인(411)상의 55도 위상지연 및, 증배기(422)의 고유 90도 알로리즘으로 이루어져 기준 모뎀에서 145도의 총 위상 지연에 이르게 된다. 증배기(422)는 35도의 바람직한 위상 마진이 얻어질 시에 0 평균 출력을 갖는다. 이런 특성은 적분기(426)가 증배가 출력으로서 이용되게 하고, 적분기 출력은 바람직한 위상 마진을 성취하도록 적당한 방향으로 보상위의 분자 계수의 값을 구동하는데에 이용된다. 라인(411)상에서 지연된 에러 신호의 증재 및, 라인(416)상에서의 필터 복귀 신호로부터 유발된 신호는 그때 LMS 익스커션(excursion)이득(424)만큼 증배된다. 이런 값은 적분기(426)에 가산된다. 적분기(426)의 출력, 즉 라인(416)상의 복귀 신호는 출력, 즉 라인(418)상의 에러 신호가 VCA(70)에 의해 처리되기 전에 대역 통과 필터(406) 및, 출력이 라인(12)을 통해 커뮤테이터(150)로 통과되는 이득 블록(420) 양자로 통과되는 가산기(412)에서의 122.07Hz의 스티무러스(stimulus)에 가산된다. 캡스턴(capstan) 모터(210)를 구동할 신호를 발생시키는 커뮤테이터의 일례의 기술은 본 발명의 양수인에게 양도되고, 1994년 11월 10일자로 출원되었으며, 발명자가 루이스 마틴 에이. 이며, 명칭이 "브러시리스 DC 모터의 최고속도를 최대화시킬 방법 및 장치"인 계류중인 미국 특허 출원 제 08/336,981 호에 기재되어 있다. VCA(70)는 에러 신호의 위상을 135도 만큼 지연시킨 복귀 신호 위상을 유발시킨다.

전술되고, 도 5에 도시된 바와 같이 펌웨어에 의해 수행된 위상 마진에 대한 반복(recursive)식은 아래와 같다.

여기서 반복을 위한 인덱스는 K이고, 계수의 다음 값은 Kzc(K+1)이며, 계수의 현재 값은 Kzc(K)이며, 복귀신호의 현재 샘플은 R(K)이며, 지연된 에러 신호의 현재 샘플은 Ed(K)이며, 그리고 LMS 반복 이득은 μp이다.

이득 크로스오버 조정 알고리즘은 라인(416)상의 복귀 신호 및 라인(418)상의 에러 신호의 동상 또는 이상 버전을 사용해야 한다. 전술된 위상 마진 조정 알고리즘이 라인(416)상의 복귀 신호 및 라인(418)상의 에러신호간의 145도의 위상을 확실히 가지며, 이상 조건은 라인(416)상의 복귀 신호를 35도 만큼 지연시키고, 180도의 네트(net)를 제공함으로써 성취된다. 이런 지연은 블록(408)에서 수행된다. 라인(407)상의 필터된 에러 신호는 가산기(430)에서 라인(407)상의 이상 지연된 복귀 신호에 가산되며, 그의 결과는 증배기(432)에서 지연된 복귀 에러 신호 만큼 증배된다. 라인(407)상의 필터된 에러 신호 및 라인(409)상의 지연된 복귀 신호의 진폭이 동일할 시에 증배기(432)는 평균 출력이 0인 위상 감지 동기 정류기 역할을 한다. 전술된 위상 마진 조정에서와 같이, 적분기(436)의 출력은 루프의 이득 상수를 변화시키는데에 이용된다. 적분기(436)의 존재에 기인한 VCA(70)는 대략 122.07Hz의 스티무러스 주파수에서 루프이 이득을 1로 구동한다.

전술되고, 도 5에 도시된 바와 같이 펌웨어에 의해 수행되는 이득 크로스오버에 대한 반복 식은 아래와 같다.

여기서 반복을 위한 인덱스는 K이고, 계수의 다음 값은 Kg(K+1)이며, 계수의현재값은 Kg(K)이며, 지연된 복귀 신호의 현재 샘플은 Rd(K)이며, 에러 신호의 현재 샘플은 E(K)이며, 그리고 LMS 반복의 이득은 μG이다.

플랜트의 이득은 토크 리플에 의해 샤프트 위치 θa의 함수로서 약 1.5db 만큼 변한다. 이런 변화는 모터에서 모터까지 아주 일치하고, 상기 알고리즘내에서 알제된 값이외에 샤프트 위치의 함수로서 루프 이득 조정 인수를 변화시킴으로써 보상될 수 있다. 이런 과정은 위상 마진 조정과 동시에 수행되며, 양자 모두 약 500 밀리초내에서 수렴한다.

본 발명의 선택적인 실시예는 기준 모델로서 인코더 모델(32)을 이용하고, 4 상관기 출력 q 진폭을 이용할 수 있음과 동시에, 65.1Kz 스티무러스는 루프 이득 및 0 의 위치를 세팅하는 기준으로서 인가된다. 이런 경우에, 4 상관기 출력 q은 이를 65.1Hz 스티무러스 만큼 증배하여, 0 위치 계수 및 루프 이득 계수를 값으로 구동할 두 동시 LMS 알고리즘을 이용함으로써 동시에 정류되며, 상기 값은 동시 정류기의 평균 출력에서 0으로 되고, 어느 점에서 루프 이득은 1이 되고, 위상 이득은 약 45도로 합성된다.

본 발명의 다른 선택적인 실시예는 도 2에 도시된 바와같은 구조를 이용하지만, 도 6에 도시된 바와같이, 필터 박스(72)내의 HSA(72b) 및, 캡스턴 모터(210)에 의해 유발된 HSA(72b)의 출력에서 토크 리플 일그러짐을 제거하는 VCA(70) 사이에 리플 삭제 알고리즘(RSA)를 결합한다.

리플 억제 알고리즘(RSA)(72c)은 도 6을 참조로 기술된다. 트랙킹 노치 필터를 이용함으로써 인코더 이상상태를 제거하는 CSA(72a) 및 HSA(72b)와는 대조적으로, RSA(72c)함수는 트랙킹 대역 통과 필터의 이용으로 모터 토크 리플을 보상할 수 있다.

HSA의 출력은 고역 통과 필터(302)을 통해 RSA(72c)로 통과된다. 이런 필터된 신호(318)는 LMS 블록(304)로 통과된다. LMS 블록(304)에 의해 실행된 식은 아래와 같다.

여기서 샘플 수 인덱스는 K이고, 36번/rev에서의 사인파 발생기로부터의 인덱스 K에서의 사인 신호는 라인(322s)상에서 sin(θ_rr(K))이고, 36번/rev에서의 코사인 발생기로부터의 인덱스 K에서의 코사인 신호는 라인(322c)상에서 cos(θ_rr(K))이며, 사인 신호에 대한 상수 K에서의 무게 값은 W_srK+1)이며, 코사인 신호에 대한 상수 K에서의 무게값은 W_cr(K+1)이며, 상수 K에서의 HSA 출력의 고역 통과 필터 버전은 라인(318)상에서 U_hf(K)이며, 그리고 LMS 루프의 이득은 μR이다.

CSA(72a) 및 HSA(72b)에 관해, 고역 통과 필터(302)는 LMS블록(304)로 통과하기 전에 라인(73)상에서의 HSA 출력으로부터 DC 오프셋을 제거하는데에 이용된다. LMS 블록(304)에 의해 실행된 식은 대역 통과 필터를 생성시키는 표준 LMS 반복식인데, 상기 필터는 라인(322s)상의 입력사인 신호 및 라인(322c)상의 코사인 신호를 재구성된 신호로부터 트랙하며, 그와 같이, 중심 주파수는 실제 동시 인코더 주파수를 트랙한다.

라인(314)상의 LMS 블록 W_sr및 라인(316)상의 W_cr의 출력은 제각기 멀티플렉서(360 및 308)에서 라인(318s 및 318c)상에서 재구성된 신호의 사인 및 코사인 성분으로 멀티플렉스된다. 이런 멀티플렉싱의 결과는 가산기(312)에서 조합된다. 이런 가산의 결과는 비교기(310)에서 라인(73)상의 HSA 출력으로부터 감산된다. 비교기(310)의 출력은 그때 VCA(70) 및 시스템 서보 모델(32)로 통과된다.

RSA(72c)는 또한 노치 필터로 표시될 수 있는데, 상기 필터는 리플 주파수의 우측 제어량을 캡스턴 모터(210)에 인가함으로써 라인(73)상의 인코더 신호로부터 리플 주파수 성분을 제거한다. 이는 인코더 출력으로부터 인코더 이상상태의 우측 신호량을 바로 감산함으로써 제어신호로부터 인코더 이상상태를 제거하는 CSA(72a) 및 HSA(72b)와 비교된다. 전술된 바와 같이, 알고리즘이(36번의 한 번 어라운드(around) 주파수에서)단지 하나의 리플 주파수 성분을 제거하지만, 부가적인 리플 주파수 성분은 삭제되어야 하는 리플 주파수 성분으로 동조된 리플 삭제 알고리즘을 캐스케이드(cascade)함으로써 제어될 수 있다.

본 발명의 양호한 실시예가 전술되었지만, 본 분야의 숙련자는 그를 다양하게 변형시킬 수 있다. 따라서, 여기에 기술된 것은 순수히 설명을 위한 것이고, 어느 제한하는 방식으로 설명된 것은 아니다.

Claims

속도 제어 시스템(300)으로서,

변조 주파수 신호 발생용 신호원;

속도가 제어될 디바이스(210)에 동작가능하게 접속된 이동 가능한 부재를 가진 인코더(212)로서, 상기 인코더는 상기 신호원에 접속되고, 상기 인코더는 상기 변조 주파수 신호를 상기 이동 가능한 부재의 위치의 함수에 따라 변화되는 위상을 가진 위상 가변 신호로 변환시키기 위한 수단을 포함하는 인코더;

상기 변조 주파수 발생용 신호원에 접속되고, 상기 변조 주파수 신호와 주파수 또는 위상에서 상이한 가변 기준 주파수를 발생시키기 위한 기준 주파수 신호 발생 수단;

상기 신호원과 상기 기준 주파수 발생 수단 사이에 접속된 비교기로서, 상기 비교기는 상기 변조 주파수 신호와 상기 기준 주파수 신호를 비교하도록 동작하며, 상기 변조 주파수 신호와 상기 기준 주파수 신호 사이의 위상차의 함수로서의 에러 신호를 발생시키는 비교기;

상기 에러 신호의 dc 왜곡을 제거하도록 동작하는 제 1 필터(72a)로서, 상기 dc 왜곡은 상기 인코더에 의해 발생되는 제 1 필터(72a);

상기 에러 신호로부터의 고조파 왜곡을 제거하도록 동작하는 제 2 필터(72b); 및

상기 에러 신호로부터의 점성 왜곡을 제거하도록 동작하는 제 3 필터(70)를포함하는 것을 특징으로 하는 속도 제어 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 필터는 고역 통과 필터(102) 및 뉴런 네트워크를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 속도 제어 시스템.
제 1항에 있어서,

상기 제 2 필터는 고역 통과 필터(202) 및 뉴럴 네트워크를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 속도 제어 시스템.
제 1항에 있어서,

상기 제 3 필터는 적어도 하나의 대역 통과 필터(404) 및 뉴럴 네트워크를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 속도 제어 시스템.
제 1항에 있어서,

상기 속도 제어 시스템은 상기 에러 신호로부터의 리플 왜곡을 제거하도록 동작하는 제 4 필터(72c)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 속도 제어 시스템.
제 5 항에 있어서,

상기 제 4 필터(72c)는 고속 통과 필터(302) 및 뉴럴 네트워크를 포함하는것을 특징으로 하는 속도 제어 시스템.
제 5 항에 있어서,

상기 제 4 필터는 캐스케이드되는 것을 특징으로 하는 속도 제어 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 변조 주파수 신호와 상기 가변 기준 주파수 신호가 상이한 것을 특징으로 하는 속도 제어 시스템.
제 1 항에 있어서, 속도가 제어될 상기 장치는 무브러시 dc 모터(210)인 것을 특징으로 속도 제어 시스템.
제 1 항에 있어서, 상기 인코더는 자기 저항 인코더(212)인 것을 특징으로 하는 속도 제어 시스템.