CN1171865A - 经济的宽范围速度控制系统 - Google Patents

Abstract

公开了一种速度控制系统,其中一个无刷马达和一个磁阻编码器能够以任意的低速旋转马达。通过把一个编码器产生的已滤波的信号施加到马达的输入端马达能够以低速旋转。该编码器耦合到一系列滤波器,这些滤波器消除直流电平和所得到编码器信号的谐波失真。然后将这些经过滤波的信号提供给马达,以控制马达的旋转速度。

Description

经济的宽范围 速度控制系统

本发明申请涉及下列美国专利申请，所有这些专利申请或者是与本发明申请同时提出，或者是先于本发明申请提出的：

1.“Arcuate Scan Read/Write Assembly(弧形扫描读/写组件)”，发明人Gary Nelson和Stephen J.Crompton，申请号08/337,255，申请日1994，11，10。

2.“Arcuate Scan Tape Drive(弧形扫描磁带驱动器)”，发明人JohnM.Rothenberg，Joseph Lin，Robert H.Peirce，Richard Milo和MichaelAndrews，申请号08/113,996，申请日1993，08，30。

3.“Method And Apparatus To Maximize The Top Speed Of Brushless DCMotors(无刷直流马达最高速度最大化的方法和装置)”，发明人Martyn A.Lewis，申请号08/336,981，申请日1994，11，10。

4.“System and Method For Accurate Arcuate Scan Head Positioning(精确弧形扫描磁头定位的系统和方法)”，发明人Martyn A.Lewis和Paul Stavish，申请号08/337,093，申请日1994，11，10。

以上这些申请全部转让给本发明受让人，本说明书全部加以引用以供参考。

本发明一般说来涉及一种马达速度控制系统，具体讲，涉及一种可以在宽速度范围内对速度进行精确控制的马达速度控制系统。

为了许多完全不相同的应用，人们一直在研制宽范围速度控制系统。这种系统的一个例子就是由Sequential Electronic Systems，Inc.制造的Band-Scan FPL Control Systems(频带扫描FPL控制系统(见“Jitterless PhotoreconSystems”，Electromechanical Design，1965年12月)。另一个例子可见于LamarCowger所撰写的文章“The Solution to Extremely Slow Motion Control(极慢速运动控制的解决方案)”，Drivers&Controls Int’l.，1982年1月。此外，LittleRock，Arkansas的BEI的系统，即1976年8月10日授予Hafle的美国专利U.S.No.3,974,428公开了一种使用光学编码器以产生马达转轴或可移动部件的位置信号的速度控制系统。构成和设置该光学编码器是为了产生处于调制频率的相位可变输出信号；其中该输出信号的相位与参考信号比较。根据以上两个信号的相位和频率来增加或降低驱动马达或转动部件的速度。

前述两种系统价格昂贵，在BEI系统的情况下，使用了其信号输出必须仔细加以整形、以便产生低失真正弦波和余弦波的光学编码器。由DatatapeDivision of Kodak生产的ATAR磁带记录机也使用高质量的光学编码器。借助使用数字式离散时间控制系统，可以降低电子电路的成本和减少它的尺寸，但是仍然需要产生高质量的正弦波或余弦波的光学编码器。

使用廉价的磁阻(MR)编码器的低成本速度控制系统被用于磁带录像机。然而，这些系统不能使马达以低于约5RPM的速度转动。MR信号就性质来说固有地是模拟的，尽管具有拟正弦波形，同由光学编码器产生的信号比却有明显失真、幅度调制和DC电平漂移的缺点。由于DC电平漂移可以不确定地分布在几十毫伏的范围内，所以DC电平漂移特别明显。然而，MR编码器产生与速度无关的几十毫伏峰到峰的信号。这意味着在常规操作条件下MR信号峰基本上被这种不确定性掩蔽在同时存在的DC电平中。此外，当前常规的MR编码器在直径大约1.5英寸(1.5″)的封装中被限定为每转约1500个正弦和余弦波周期。

在最大可达到编码器伺服环路带宽的转动频率，通常编码器异常总是显示为轴位置扰动。事实上，在接近编码器伺服固有频率的编码器异常总是因谐振而加剧。

需要精确马达速度控制的一种具体的应用涉及从线性磁带媒价存储和读取数据。通常，使用控速马达直接通过与该磁带机械连接的变速机构来驱动主导轴。这样，对于处在写模式具有非纵向数据道走向的系统来说，不均匀的主导轴运动产生两个不希望的结果：(a)轨道间距变化；(b)偏离横跨磁带的磁头的所要求的轨迹的位置偏差。在读模式，磁道间距变化减少可用的偏离磁道的裕度。达到不能对它们进行跟踪的程度的磁道轨迹变化也减少了偏离磁道裕度。

本发明的目的是提供一种经济的宽范围的速度控制系统。

本发明使用了一套合适的信号处理技术，使在不采用该信号处理技术时本来不适当的MR正弦/余弦编码器和一种具有相当高的转动力矩波动的无电刷马达可以在任意的低速下精确地控制马达的运转。为了清除由于MR编码器不同的样本产生的CD(直流)电平的不确定性，在运行的初始化阶段期间，建立起特定的编码器样本的平均DC电平。已知残余的DC电平的不确定性小于由MR编码器产生的与位置相关信号的峰值；因此，MR信号可以耦合到一个其输出可以充分信赖的矩形脉冲形成电路，以便在由零到极高的速度范围内在每一个正弦编码器周期提供两个脉冲，以及在每一个余弦编码器周期提供两个脉冲。这两种脉冲串与一个计数器组合使用，产生周期性(每转产生一个)编码器转轴地址值。通过使用查找表，由该转轴地址产生三相正弦信号。

本发明的一个优点是提供一种可以使用廉价的MR编码器以任意低的速度精确地控制马达的转动的马达速度控制系统。

本发明的另一个优点是使用一套合适的信号处理技术，可以在基于控制系统的小片微处理器中最优地实现该信号处理技术。

本发明的再一个优点是对编码器原始输出信号的适当处理产生了足以能在任意低速下驱动高转动力矩波动马达的经过滤波的信号。

本发明的又一个优点是可以在数字域，从而在基于控制系统的最小微处理器中有效地完成这套合适的信号处理技术。

本发明的进一步的优点是仅需要一种普通性能的、因此仅需要低成本的微处理器来实现本发明的马达速度控制系统。

本发明的其他优点和特征通过以下结合附图对若干实施例所作的说明将得到更充分理解，在这些附图中，相同的参考数字表示相同的要素。

图1是结合本发明使用的磁带驱动系统的方框图。

图2是本发明的速度控制系统的总方框图。

图3是本发明的载波抑制算法的方框图。

图4是本发明的谐波抑制算法的方框图。

图5是本发明的内摩擦补偿算法的示意图。

图6是本发明的脉动抑制算法的方框图。

图7用于说明在启动程序中马达的驱动波形。

结合本发明的速度控制系统300一起使用的有代表性的磁带驱动系统100示于图1中。磁带驱动系统100包括接收由主机(未示出)经由线301发出的指令的微控制器200。在本优选实施例中，微控制器200是由Intel制造的80C196微控制器。主机发出指令给微控制器200，借此产生待写入磁带11的信息或产生待由磁带读出的信息。微控制器200被连接到控制磁带走带速度的主导轴马达210上。主导轴马达210被耦合到MR编码器212中的一个廉价的MR传感器上，MR编码器212分别在线213和214上产生包含主导轴马达210马达转轴转动信息的每转1542个正弦和余弦波。MR编码器212的输出正弦和余弦波被传送给微控制器200，微控制器200之内的一系列数字滤波器被用于消除在线213和线214上的编码器和正弦和余弦波形中存在的噪声和其他失真。并将经过高度滤波的信号传送给主导轴马达210以便对主导轴马达210的绕组进行有效的整流。对本发明编码器的示范说明见于同时递交的、题目为“弧形扫描读/写组件”、发明人为Gary Nelson和StephenJ.Crompton、申请号08/337,225、申请日为1994年11月10日的美国专利申请。该申请被转让给本发明的受让人，在此将该申请加以引用供参考。有关对本发明优选实施例的说明见于同时递交的、题目为“弧形扫描磁带驱动器”、发明人为John M.Rothenburg，Joseph Lin，Robert H.Peirce，Richard Milo和Michael Andrews、申请号为08/113,996、申请日为1993年8月30日的美国专利申请。该申请也被转让给本发明的受让人，在此将该申请加以引用供参考。

本发明的速度控制系统300示于图2中。速度控制系统300包括编码器伺服部分10，(它在将信息写入磁带11时和从磁带11读出信息时都是运行的)，以及跟踪伺服部分20(它只在从磁带11读出信息时才是运行的)。在本发明的优选实施例中，由速度控制系统300产生的设备控制信号经由线12传送给其输出被传送给各数/模转换器(DAC)和马达驱动放大器(MDA)50的整流块150，以便对无电刷DC马达(例如主导轴马达210)进行整流。有关对本发明的主导轴马达210的整流的详细说明见于同在审查中的、题目为“无刷直流马达最高速度最大化的方法和装置”、发明人为Martyn A.Lewis、申请号为08/336,981、申请日为1995年11月10日的美国专利申请。该申请转让给本发明的受让人，在此将该申请加以引用供参考。

在设备14中的主导轴马达210具有以旋转方式耦合到磁带主导轴或其他可转动部件上的转轴，其位置为θ_a。马达转轴位置θ_a用于在线19上提供跟踪信号，以便调节磁带驱动系统100的传感器磁头13的绝对位置。为此，转轴位置θ_a通过ASHA前置放大器204传送，该前置放大器的输出信号经由线35传送给脉冲串解调器38。脉冲串解调器38的输出信号经由线37传送给微控制器200中的多路转换器234。转轴位置θ_a还用于控制通过磁带驱动系统100读出磁头13的磁带11的纵向相对速度。转轴位置θ_a还用于提供给正弦/余弦编码器212，借此在线19上(线19分别与线213和214相同，如图1所示那样)产生代表实际转轴位置θ_a的正弦/余弦波。在线19上存在的信号被传送给微控制器200的多路转换器234，该多路转换器用于将线19上代表转轴位置的正弦/余弦波或线37上的脉冲串解调器38的输出信号多路传送给微控制器200的ADC 36。线19上的信号还被传送给转轴地址计数器56，其输出信号，即θ_a的转轴地址，经由线57被传送给整流块150和滤波器盒72。

本发明的驱动系统假定可以从编码器得到绝对转轴位置；然而在加电时，不可能立即知道该绝对位置，因为编码器是一种增量装置。因此，必须提供对所需正弦定相和编码器之间的关系进行初始化的某种装置。如前所述，马达转轴位置可以根据整流度数来确定；对于3相、12极马达来说，每个机械度是电的6度。在将0电流加到零整流度线圈上、将正满量程电流加到120整流度线圈上、以及将负满量程电流加到240整流度线圈上时产生峰值顺时针转矩的马达轴位置被定义为0整流度。在+或-90整流度时同样的线圈激励产生0转矩。在180整流度位置，同样的激励产生峰值逆时针转矩。图7示出对于以下三种情况马达转矩是整流度转轴角度的函数，在所有这三种情况下，线圈电流被保持与转轴角度无关：(a)在0整流度线圈中为正满量程电流，而在其他两个线圈中则为负半量程电流；(b)在120整流度线圈中为正满量程电流，而在其他两个线圈中则为负半量程电流；(c)在240整流度线圈中为正满量程电流，而在其他两个线圈中则为负半量程电流。

通过对图7的观察可以看出，对于任意的转轴位置来说，T₀、T₁₂₀、或T₂₄₀激励之中的任意一个将产生最大的转矩。此外，不存在使这一转矩小于下列等式的转轴位置：

              T_min：＝1.5·K_ph·I_p    (1)

此外，通过观察发现，存在两个与这三个激励中的每个激励有关的零位；然而，这两个零位中的一个是潜在不稳定的，而另一个是稳定的。例如，对于T₀激励来说，0整流度的转轴位置是不稳定的，因为在没有摩擦的情况下，对理想激励的最轻微偏离将驱动转轴离开零位；另一方面，如果转轴处在180整流度位置，则对于T₀激励来说，这是稳定的零位，因为偏离零位的扰动将被恢复转矩所抵消。显然，稳定的零位与转矩特性的负斜率有关。在存在最坏的盒式磁带摩擦和其他规定的低速损失的情况下，在T₀激励下的实际静止位置将处在偏离180整流度的某一角度范围内。这一范围以0整流度线圈中的稳态电流来表示。

如果整流开始时假定静止位置是180整流度零位，尽管有θ_r整流度的可能误差，那么有效马达转矩常数最大可减少1-cos(θ_r)倍。

对于低速运转这一误差并不严重，但是对于高速运行则必须减少。加电时的算法是：

1.将12Amps的正满量程电流(如果功率放大器的G_m是0.8安培/伏)加到0整流度线圈上，并且将负半量程电流加到其他线圈上。这被称做180整流度零位，因此，在180整流度的转轴电角度位置存在稳定的零位。

2.根据它的初始位置，马达将保持静止或朝向马达转矩与摩擦转矩平衡的位置移动。

3.等待4秒钟，直到马达静止。在静止时，已知马达是处在所产生的马达转矩(如果有的话)与马达摩擦平衡的位置。从以上计算可以看出，静止位置将小于偏离稳定零位的θ_r整流度。在运动的这一过程中使用一种为编码器正弦、余弦和标志(index)通道调节三个零设定DAC的算法。因为该算法依赖于至少有某些马达转动，所以，如果没有运动，就要激励不同的线圈顺序以便保证马达运动。

4.在承认可能有θ_r整流度误差的情况下指定整流计数器的值为零并根据实际运动方向允许该系统在计数器增量或减量的同时接受运动指令，每个编码器周期计数4次，每4*1542个计数使计数器复位一次。用于驱动马达的正弦波的定相使用零计数作为绕基准点一次，计数值零相应于180整流度或机械轴角30度。

5.最后，为了改进对整流标志的估计，使马达以充分高的速度做短时间转动，(同时，驱动当前在位的数据磁带盒)，所使用的速度足以生成显著的反电动势(同IR电压降比较)，但是要足够低得使感抗小。在按照这个速度运动时，测量加到马达A相上的电压和流入马达的A相的电流之间的相位关系，使整流的相位或超前或滞后，直到马达和电流的相位关系为零。此时，业已知道了低速运行的最优的马达整流角。这一试验的运行速度在下面导出。

现在研究将线19上的正弦/余弦信号通过多路转换器234多路传输给系统100的情况。首先线19上的正弦/余弦信号通过ADC 36。通过路程偏离补偿器(Course Bias Compensator)(CBC)滤波器84传送ADC输出，即线23上的数字位置信号，以取消线23上的信号中的直流电平漂移以便保证编码器计数的完善。而后，(CBC)滤波器84的输出通过DAC 50并在加法器74中加到正弦/余弦编码器212的输出上。而后，通过高次谐波抑制/偏移学习算法(Higher Harmonic Suppression/Bias Learing Algorithm HHS/BLA)，陷波滤波器块86将线23上经过数字化的位置信号作为第一输入传送给自动调节相位线路(quadricorrelator)24。进入自动调节相位线路24的第二输入是由标记为“正弦/余弦模型”30的查找表产生的参考信号。表30存储一系列理想值，这些值代表转轴位置，其方式与正弦/余弦编码器30代表实际的马达编码器转轴位置的方式基本相同。

线23上的信号被用做与所有跨越偏置电平的正弦和余弦信号相应的数字信号，以便提供具有每转6168次计数的转轴地址增量(或减量)计数。编码器212以与磁鼓相邻设置的三通道MR传感器为基础，该磁鼓具有两条磁化模式轨道：一条由1542个交替的北-北和南-南转换周期构成的位置轨道和一条由N-N和S-S转换的孤对构成的标志轨道。位置轨道由一对设置得使两组产生相隔标称九十度的模拟正弦信号的四传感器组检测。标志轨道由每转产生一个单一正的和一个单一负的电压的双传感器组读出。信号幅值实际上在主导轴马达的整个运转速度范围内与频率无关。遗憾的是，直流偏移几乎可以和零至峰值的输出信号一样大。这导致了测量转轴位置的计数器检测脉冲的不可靠性以及在低速下的明显的自动调节相位线路24的失真。(这些是DAC框50的一部分)。三个DAC(它们是标记为DAC50的方框的一部分)可以调节进入三个MR传感器信号用的三个前置放大器输入端的直流电压。在启动时，在学习主导轴马达210的整流顺序的算法过程中，主导轴马达210被感应至少运转1/12转。在这段时间中，利用以下由CBC滤波器84完成的程序来调节这三个DAC：

首先，通过对ADC36施加高速率(如f_se样本/秒)的时钟来获得这三个通道的样本。

其次，确定正弦和余弦通道的峰-峰值，以及标志通道的平均值。标志通道的平均值可能包括或不包括包含一个标志脉冲或两个标志脉冲都包含的转轴运动。这对于取平均过程来说仅仅是极小的污染，因为同运动的大约十二分之一(128个编码器周期)这一过程中的总能量相比，这些标志脉冲中的能量是不大的。

第三，根据电路值，作为DAC50字码的函数而引入的偏移是已知的。现在正弦和余弦通道被相应于它们各自的正峰值和负峰值之间的中点的DAC50字码所偏移，而标志通道则被相应于它的测量平均值的DAC50字码所偏移。

第四，由于偏移大得足以在以上第二步骤中使正弦和余弦通道饱和，所以通过给适当的马达各相供给能量来引起又一1/12转的运动，并重复以上步骤2，于是信号不再饱和。在这之后重复以上的步骤3。

第五，现在可以充分良好地使由编码器发出的三个信号位于中心，使得在主导轴所有可能的未来运行中能确保编码器脉冲计数器的完善，包括每转一次的标志复位。

其频率处在伺服带宽之内或刚刚超出伺服带宽的编码器212的不规则性必须利用Q值极高的(即低阻尼比的)陷波滤波器加以处理，以避免使编码器伺服部分10不稳定。陷波凹口越接近临界伺服环路交零(crossover)频率，Q值必须越高，以便避免在交零频率引起相位延迟。同理，陷波频率离伺服环路交零频率越远，Q值就需要越低，以便避免在交零频率的相位延迟。因为主导轴速度在读模式可能发生正或负百分之几的变化，从而导致了编码器异常的频率发生相应的变化，所以由于冒犯的干扰频率会移出高选择性陷波滤波器的范围之外，高Q值的固定陷波滤波器将是无效的。因此陷波滤波器必须是自适应的。可以使用不同类型的陷波滤波器。

在最高达编码器伺服环路频率的四之一的频率，(在本优选实施例中，是2083Hz的四分之一或520.833Hz)，最好类型的自适应高Q值跟踪凹口是基于最小均方(LMS)算法的凹口，如Prentice-Hall，1985出版的Widrow和Stearns的”自适应信号处理”中所述。因此，半载频(189.665Hz)和载频(379.33Hz)失真用LMS型凹口处理。

在最高达采样频率的二分之一的频率，陷波滤波器可以是标准的二阶数字陷波滤波器，该滤波器按照编码器采样速率采样，是利用标准的预卷绕和双线性转换技术设计的，见文献：Franklin，Powell，和Workman的”动态系统的数字控制”，第二版,Addison Wesley出版，1990。这种凹口的Q值通常不能做成象基于LMS的凹口那么高；然而，这对于较高频率的失真是不必要的，因为它们明显地被移离交零频率了。二阶凹口做成用单一参数控制来跟踪运行速度。

在比采样频率的一半更高的频率，存在编码器失真。这些异常靠对线23上的数字正弦/余弦信号操作的双倍采样(指的是以两倍于编码器伺服环路采样速率采样)滤波器来处理。这些滤波器按照与以上段落所述的单采样滤波器相同的方法设计；然而，由于是加倍采样，它们可以处理的频率最高可达到编码器伺服采样频率。它们也做成自适应的。

高次谐波不能用LMS算法处理，因为LMS需要产生正交信号，并且伺服采样速率没有高得足以产生高于编码器载波频率的这些正交信号。因此，每一个Q值为10的标准二阶凹口被用于处理较高频率的编码器异常。完成这一过程是利用HHS/BLS滤波器盒86中对以伺服采样速率工作的控制信号滤波的二阶陷波滤波器，而对于高次谐波则是以两倍伺服采样速率对编码器信号采样，并在输送给以伺服采样速率运行的伺服控制算法之前把两个凹口加到每一个双倍采样的信号上。陷波滤波器的传递函数是： $F_{1.5}\left(Z\right)=\frac{Z^2+\mathrm{\β}\·Z+1}{\mathrm{\β}\·Z^2+\mathrm{\β}\·Z+\mathrm{\φ}}---\left(2\right)$

其中β用下式表示： ${\mathrm{\β}}_n:-\frac{{8+2\left({\mathrm{\ωP}}_n\right)}^2}{4+{\left({\mathrm{\ωP}}_n\right)}^2}---\left(3\right)$

其中δ用下式表示： ${\mathrm{\δ}}_n:=\frac{4+{\left({\mathrm{\ωP}}_n\right)}^2+4\·\mathrm{\ξ}\·\mathrm{\ω}{P}_n}{4+{\left({\mathrm{\ωP}}_n\right)}^2}---\left(4\right)$

其中φ用下式表示： ${\mathrm{\φ}}_{n:}=\frac{-4\·\mathrm{\ξ}{P}_n+4+{\left({\mathrm{\ωP}}_n\right)}^2}{4+{\left({\mathrm{\ωP}}_n\right)}^2}---\left(5\right)$

这些系数是完成递推所使用的速率、希望的陷波频率和阻尼因子的函数。较高频率的凹口以两倍于伺服采样速率实现，而较低频率的凹口则以伺服采样速率实现。总共有六个二阶凹口：两个凹口对控制信号操作，另两对则对线23上的正弦和余弦信号操作。所有这些凹口的Q值都是10，相应的阻尼因子的值为0.05。下表归纳了这种情况：

凹口所在地点	陷波频率	采样频率	β	δ	φ
						在标称速度处	在所有速度处
			控制authority	1.5·fc＝5.5665·102	fsc＝1.9157·103				0.28495	1.0494931	0.950507
控制authority	2·fc＝7.422·102	fsc＝1.9157·103				-0.83118	1.309140	0.962200
			编码器sin&cos	2·fc＝7.422·102	2·fsc＝3.8314·103				0.83118	1.045478	0.954522
编码器sin&cos	3·fc＝1.1133·103	2·fsc＝3.8314·103				0.28405	1.049493	0.950507

要注意，δ和φ两者对陷波频率和采样频率都不敏感。因此，通过以线性方式改变β来适应可自由支配使用的速度当中的细小变化。

尽管充分保证了编码器计数的完善性，以上所述的过程仍然不能导致为了避免在线25上的自动调节相位线路的输出q的污染而进行的正弦和余弦通道充分精确的对中。这是由于已偏置的诸DAC50的中心值和增益可能与ADC36的中心值和增益不对应。因此，希望对正弦和余弦通道的偏置值的确定做进一步的改良。这通过偏置学习算法(Bias Learning Algorithm，BLA)86完成并且以每转大约lips的速率完成。

选择BLA 86的这一速率是因为它将这一算法所花费的时间减少至2.5秒，而不是以0.5734ips的最低系统速度完成一转所花费的4.5秒。正弦和余弦通道的平均值是通过在整个一转范围内(用480μs/样本的时间)对所有样本取平均值来确定的。而后，在输入到自动调节相位线路24中之前，从正弦和余弦通道的所有的未来样本中减去这两个平均值。

在经过以上加电调节之后，通过使信号通过一个其截止频率随速度变化的高通滤波器来进一步计及偏移的缓慢变化。该高通滤波器是利用Delta(差分)变换而不是利用Z变换完成的，因为Delta变换具有优越的数字调节条件： $X(k+1)=X\left(k\right)+T_{\mathrm{se}}(\frac{-2\·\mathrm{\π}\·f_e\·X\left(k\right)}{100}-U\left(k\right))$ $Y(k+1)=\frac{-2\·\mathrm{\π}\·f_e\·X(k+1)}{1000}+U(k+1)---\left(6\right)$

在高通滤波器的输入为U(k)的情况下，高通滤波器的输出为Y(k)；在HPF(高通滤波器)中的中间状态为X(k)；编码器频率为f_e；而编码器伺服采样间隔为t_sc。

所得到高通滤波器的截止频率与编码器频率的关系是： $f_{\mathrm{cutoff}}=\frac{f_e}{100}---\left(7\right)$ HHS滤波器86的输出被传送给自动调节相位线路24。

自动调节相位线路24计算出由HHS/BLA滤波器86传输的表示马达转轴位置的滤波器数字信号和由正弦/余弦模型30经由线31产生的理论的或模型的编码器转轴位置信号之间的角度差。相应于线23上的实际转轴位置信号θ_s和线31上的模型转轴位置信号θ_e之间的差的自动调节相位线路在线25上的输出q经由线5被传输给求和汇接点28和三元素系数矢量L_e26。系数矢量26的输出经由线27被传送给编码器伺服模型32。编码器伺服模型32建立起一个速度控制系统300，该速度控制系统300根据所加的诸输入信号在线90上产生模型转轴位置信号θ_e。线90上的模型转轴位置信号θ_e经由线91对查找表寻址。线91上的模型转轴位置信号θ_e还被传送以便对汇接点28求和，并且加到线25上的自动调节相位线路输出q上，借此在线33上产生正比于主导轴马达210的实际转轴位置θ_a的锯齿波信号θ_r。锯齿波信号θ_r也作为输入信号经由线33传送给滤波器盒72。

除去线91上的模型转轴位置信号θ_e之外，编码器伺服模型32根据系数矢量26的输入信号经由线27产生三个输出信号。第一个是在增益块K_e(2)40中利用一个标量值放大了的并经由线41传送给汇接点68的该系统的速度估计信号(vel.est)。第二个是表示在线dist.est上传送的该系统内的干扰量的信号。该干扰信号是通过在汇接点38分别在线35和37上加上增益块K_e(3)36和K_e(4)34的输出信号后产生的。增益块K_e(3)36和K_e(4)34的输入信号来自编码器模型32并依赖于所使用的系统模型。干扰估计信号在线dist.est上经由线39传输给汇接点68。第三个输出信号，即在线pos.est上存在的位置误差的估计值，与91上的模型位置信号θ_e相同。建立机电系统的模型及产生由模型来的系统的位置(pos.est)、速度(vel.est)和干扰(vel.est)估值的比较值，这二者都与应用有关。

在减法器82中从位置参考信号E_r中减去由编码器模型32产生的线90上的位置估计信号pos.est(也标记为E_f)，借此产生线83上的波形之间的相位差。表示在线83上的位置误差信号∈_q的这一相位差乘以位置反馈增益K_e(1)74。从在汇接点68线75上经过放大的位置误差信号∈_q中减去在增益块K_e(2)40中利用一个标量值放大了的速度估计vel.est和减去该系统在dist.est上的干扰估计，借此在线79上产生速度误差信号∈_v。线79上的速度误差信号∈_v被传送给滤波器盒72，滤波器盒72的输出，即线73上的模型控制信号Um，驱动其输出是线12上用于对主导轴马达210整流的设备控制信号U的速度补偿器算法(Velocity Compensator Algonithm，VCA)78。线73上的模型控制信号Um也被作为第二输入信号传送给编码器伺服模型32。

编码器伺服部分10接收的线65上的位置参考信号E_r作为指令输入，该信号是通过将频率为20.2248Hz的锯齿斜坡信号θ_ramp传送给其输出经由线67传送给加法器62的累加器64。加法器62的其他输入信号是经由线61连接到加法器62上的恒定值信号源60和由跟踪伺服部分20发出的线71上的速度调节信号。

进一步从在汇接点66线33上的锯齿波形信号θ_r中减去斜坡信号θ_ramp，借此产生包含有主导轴马达以恒速运转时马达转轴位置θ_a的动态情况的误差信号θ_re误差。信号θ_re还可以用做设备14的传递函数的度量。

跟踪伺服部分20的作用在于将磁头位置保持在磁带11的磁道中心线上。在读操作过程中通过关闭固件开关S启动跟踪伺服部分20。表示磁头不对准磁带11的磁道中心线的不对准程度的线37上的脉冲串解调器38的输出信号通过ADC36经由线23传送给跟踪伺服部分20。线23上的信号与线49上的跟踪伺服模型48的输出信号一起偶合到减法器44上。伺服模型48包含由以上讨论过的编码器部分建立的闭合环路系统的模型，其中编码器位置反馈被禁止。减法器44的输出信号表示不对准中线的程度和模型系统值之间的差，并经由线45传送给跟踪系数矢量L_t46。跟踪系数矢量L_t46的输出经由线47传送到跟踪模型48的两个输入之一。输送给跟踪模型48的第二输入信号是将要在下面讨论的修正过的跟踪误差信号U_t。跟踪模型48的输出是磁头13相对于磁道中心线的位置误差的估计并且是线51上标记为PES的估计。关于相对于磁带磁道中心线对磁头定位的典型的论述见于以下文献，该文献是一起处在审查中的美国专利申请，该申请也转让给本发明的受让人。该申请的名称为“精确弧形扫描磁头定位的系统和方法”，发明人为Martyn A.Lewis and Paul Stavish，申请号为08/337,093，申请日为1994年11月10日。

PES估计值经由线51传送给故障处理器(Defect Handler)50。然后将故障处理器在线53上的输出乘以增益因子K_t52，该输出的值表示该系统的跟踪误差并用线55上的∈_t表示。故障处理器的功能对于本领域普通技术人员是公知的，在这里将不做进一步讨论。作为跟踪模型48的输入信号的经过修正的跟踪误差信号U_t通过在加法器54处将线55上的位置误差信号∈_t加到地电位上而产生。为了保持磁头13对准磁道中心线，增加或降低主导轴马达210的速度。在读模式过程中出现的，对偏离标称的速度的速度调节借助于通过使用经过修正的跟踪误差信号U_t将速度指令传送给编码器部分10来完成。

载波频率是由线19上的编码器212产生的正弦/余弦信号的基频分量并存在于线79上的速度误差信号∈_v中。当马达转轴以恒定的速度运转时，载波频率是恒定的。在本优选实施例中，在读和写的操作过程中磁带11走动的希望的磁带速度为0.5734ips，与此相应的马达转轴/编码器212的速度大约为0.246转/秒。本发明的编码器212每转有1542个编码器周期，相应的载波频率约为379.33Hz。

由编码器212所产生和存在于线79上的速度误差信号∈_v中的DC电平漂移被图2所示的滤波器盒72之内的载波抑制算法(Carrier SupprressionAlgorithm CSA)72a所取消。线79上的速度误差信号∈_v经由比较器110被传送给CSA72a。比较器110的输出在经由线118传送给最小均方(LMS)块104之前被传给从线79上的速度误差信号∈_v中消除DC偏移的高通滤波器102。导出LMS算法的一般原理可见于由Franklin，Powell，以及Workman所著，1990年由Addison Wesley出版的“动态系统的数字控制”第二版，以及由Widrow和Steams所著，1985年由Prentice-Hall出版的“自适应信号处理”。用于LMS块104的公式是标准的LMS递推公式，以产生由线120上的已重构斜坡信号U_rec跟踪输入正弦和余弦信号的陷波滤波器。

由LMS块104执行的公式是：

W_s(k+1)＝W_s(k)-μ_c·(U_mf(k)·sin(θ_r(k)))    (8)

W_c(k+1)＝W_c(k)-μ_c·(U_mf(k)·cos(θ_r(k)))    (9)在其中，样本号变数用k表示；根据已重构的参考斜坡，变数为k时的正弦信号为在线95s上的sin(θ_r(k))；根据已重构的参考斜坡，变数为k时的余弦信号为在线95c上的cos(θ_r(k))；在时刻k的正弦信号的加权值为W_s(k+1)；在时刻k的余弦信号的加权值为W_c(k+1)；在时刻k的控制信号的高通滤波后的形式为在线118上的U_mf(k)；以及LMS环路的增益为μ_c。此外，被传送给LMS块104的分别是线95s和95c上的角θ_r的正弦和余弦分量。

在线114上的LMS块W_s和线116上的W_c的输出分别在多路转换器106和108上被多路转换到线95s上的sin(θ_r)信号和线95c上的cos(θ_r)信号，该两信号也被输入LMS块104。这些被多路转换的输出在加法器112中被加在一起，该加法器的输出在比较器110上被从线79上的速度误差信号∈_v中减去。该减法的结果，即线120上的已重构控制信号U_rec被传送给谐波抑制算法(Hamonic Suppression Algorithm，HSA)72b。

由正弦/余弦编码器212引起的失真相应于转轴位置60、温度或时间并不是恒定的。理想的算法会消除所有这三方面的编码器失真。CSA72a使用一个极高Q因子的跟踪陷波滤波器。高Q因子保证在编码器频率(该频率比交零频率高约23％)的凹口不会在交零频率引起不稳定的滞后。滤波器必须是跟踪滤波器，因为由于盒式磁带驱动比的容许偏差，读模式主导轴速度以及相关的编码器频率与写模式主导轴速度以及相关的编码器频率的差最高可达8％。

利用图4所示的滤波器盒72之中的谐波抑制算法(HSA)72b从线120上的已重构信号U_rec中消除谐波失真效应。线120上的已重构控制信号U_rec经由比较器210被传送给HSA72b。比较器210的输出在经由线218传送给LMS块204之前被传送给高通滤波器202，以从线120上的已重构控制信号U_rec中消除谐波失真。用于LMS块204的公式是标准的LMS递归公式，以产生由线120上的已重构控制信号U_rec跟踪输入正弦和余弦信号的陷波滤波器。

存在一种额外的复杂情况，分别处在线222s和222c上的基准的正弦和余弦波形必须是处在适当的谐波或分数谐波频率上。这意味着具有成比例的较高的斜率的斜坡信号必须由线120上的已重构控制信号U_rec得出。产生这些斜坡信号的的算法是：已重构的编码器斜坡信号是范围[0，655355]的信号θ_r；谐波比范围[1.5，2，2.5，3，4]；以及希望的谐波斜坡为θ_h，在其中：

由LMS块204执行的公式是

W_s(K+1)＝W_s(k)-μ_c·(U_mf(k)·sin(θ_h(k)))    (11)

W_c(k+1)＝W_c(k)-μ_c·(U_mf(k)·cos(θ_h(k)))    (12)在其中，样本号变数用k表示；根据已重构的参考斜坡，变数为k时正弦信号在线222s上为sin(θ_h(k))；根据已重构的参考斜坡，变数为k时的余弦信号在线222c上为cos(θ_h(k))；在时刻k正弦信号的加权值为W_s(k+1)；在时刻k余弦信号的加权值为W_c(k+1)；在时刻k控制信号的高通滤波后的形式在线218上为U_mf(k)；以及LMS环路的增益为μ_c。此外，传送给LMS块204的分别是线222s和222c上的角θ_h的正弦和余弦分量。

在线214上的LMS块W_sh和线216上的W_ch的输出分别被多路转换到线222s上的sin(θ_h)信号和线222c上的cos(θ_h)信号，这两个信号也被输入LMS块204。这些在线215和217上被多路转换的输出在加法器212中被加在一起，该加法器输出在比较器210上被从线120上的已重构控制信号U_rec中减去。该减法的结果经由线73被传送给内摩擦补偿算法(ViscosityCompensation Algorithm，VCA)70。

除去载波频率误差之外，误差还出现在载波频率的谐波(包括分数谐波)上。就如使用具有极高Q因子的陷波滤波器处理载波频率失真一样地处理这些误差。HSA72b使用伺服环路中的一个极高Q因子的跟踪陷波滤波器。由于盒式磁带驱动比的容许误差，读模式速度和相关的编码器频率与写模式主导轴速度的差别最大可达8％，所以该滤波器必须是跟踪滤波器。

由磁带盒(或负载)引起的内摩擦失真利用图5所示的内摩擦补偿算法(VCA)70来消除。VCA70保证约125Hz的环路增益交零频率和约30度的相位裕度。这个算法也使用与模型参考自适应结构(MRAS)相结合的标准LMS递归算法。其中，MARS建立一参考模型(用此称呼以避免与上文的估计器模型相混淆)，这种参考模型具有参考相位延迟和单位增益的希望属性。MRAS将此与实际的系统相位延迟和增益加以比较。目标相位和增益(如在系统伺服模型32中所实施的那样)和实际环路相位和增益之间的差被用于调节系统环路相位和增益，直到差别为零，即直到系统相位和增益处在它们的目标值为止。

图5的大虚线框包括在VCA70运行过程中临时被固件添加的所有功能。如所示那样，虚线框包括两个半个部分：相位裕度的半部分和增益交零的半部分。在线73上的HSA的输出经由传输块402被传送给VCA70。补偿器的相位裕度目标是35度。这意味着在线416上的返回信号的相位必须比在线418上的误差信号的相位落后145度。用于测量相位的相位检测器是乘法器422。通过乘法器的信号必须进行AC耦合，使得没有DC信号被传送给乘法器422的输入端。两个带通滤波器404和406分别完成上述AC耦合。带通滤波器404和406是具有其峰位于存在于线414上的大约122.07Hz的激励频率和Q因子数值为10的离散时间滤波器。传输块402的输出，即线416上的返回信号被传送给带通滤波器404和加法器412。带通滤波器404的输出通过乘法器422和LMS相位裕度算法。乘法器422的平均输出正比于它的两个输入信号的相位差与90度的差值。因此，为了使乘法器422在线416上的返回信号和在线418上的误差信号具有145度相位差时传送0的平均输出信号，在将延迟块410处经滤波的线407上的误差信号输入乘法器422之前引入55度的延迟该至经滤波的误差信号中。这一相位延迟意味着线408上的返回信号将比被延迟的线407上的误差信号滞后90度。

因此，相位裕度算法的参考模型包括线411上的55度相位延迟和乘法器422的固有的90度操作，这两部分产生了该参考模型中的145度的总相位延迟。在获得35度的希望的相位裕度时，乘法器422将具有0平均输出。这个特性使得积分器426可用做该乘法器的输出，而该积分器的输出被用于在适当的方向上产生补偿器的分子系数值，以便获得希望相位裕度。而后，将由线411上的已延迟误差信号和已对线416上的返回信号滤波的信号相乘得出的信号乘以LMS振摆增益(excursion gain)424。该值被加到积分器426上。积分器426的输出，即线416上的返回信号，被加到加法器412中122.07Hz的激励源上，而后，加法器的输出，即线418上的误差信号，在由VCA70处理之前被传送给带通滤波器406，还被传送给其输出经由线12被传送给整流器150的增益块420。有关产生驱动主导轴马达210的信号的整流器150的示范性说明见于一份正在一起审查中的专利申请。该申请题为“无刷直流马达最高速度最大化的方法和装置”，发明人为Martyn A.Lewis，申请号为08/336,981，申请日为1994年11月10日，该申请被转让给本发明的受让人。VCA70导致误差信号的相位比返回信号相位落后135度。

由上述固定件完成并示于图5中的相位裕度的递推公式是：

K_ze(k+1)＝K_ze(k)-μ_p·R(k)·E_d(k)    (13)在其中，递推变数是k；系数的下一值是K_ze(k+1)，系数的当前值是K_ze(k)；返回信号的当前样本是R(k)；已延迟误差信号的当前样本是E_d(k)；而LMS递推增益是μ_p。

增益交零调节算法必须使用线416上的返回信号和线418上的误差信号的同相或异相形式。由于以上所述的相位裕度调节算法保证了线416上的返回信号和线418上的误差信号之间的145度的相位，异相条件通过使线416上的返回信号延迟35度、给出180度的净值而获得。该延迟在块408中完成。在加法器430中，线407上的已滤波误差信号被加到线407上当前异相的已延迟返回信号上，而后，在乘法器432中将所得到的结果乘以已延迟返回误差信号。乘法器432的作用是作为一个在线407上的已滤波误差信号和线409上的已延迟返回信号的幅值相等时其平均输出为零(0)的相敏同步检波器。如在以上所讨论的相位裕度调节中那样，积分器436的输出被用于改变环路的增益常数。VCA70由于积分器436的存在在约122.07Hz的激励频率上驱动环路增益达到1。

由上述固件完成并示于图5中的增益交零的递推公式是：

K_g(k+1)＝K_g(k)-μ_G·R_d(k)·(R_d(k)-E(k))    (14)在其中，递推变数是k；系数的下一个值是K_g(k+1)，系数的当前值是K_g(k)；延迟返回信号的当前样本是R_d(k)；误差信号的当前样本是E_d(k)；而LMS递推增益是μ_G。

由于转动力矩的波动，设备增益随着转轴位置变化约1.5db。这个变化由马达到马达相当一致并且可以通过改变除在以上算法中获知的值以外的作为转轴位置的函数的环路增益调节因子而加以补偿。这个过程与相位裕度调节同时进行并且两者在约500毫秒之内收敛。

本发明的另一个实施例可能使用编码器模型32作为参考模型并使用自动调节相位线路来输出q幅值，同时加有65.1Hz激励，作为设定零位置和环路增益的准则。在这种情况下，通过将自动调节相位线路输出q乘以65.1Hz激励对其进行同步检波，并使用两个同时的LMS算法把零定位系数和环路增益系数驱动到导致同步检波器的平均输出为零的值，此时环路增益是1，并且相位裕度被合成到大约45度。

本发明又另一个实施例可能使用与图2所示相同的结构，但是在滤波器盒72之内的HSA72b和VCA70之间连接有一个图6所示的波动抑制算法(Ripple Suppression Algorithrn，RSA)，用于消除在HSA72b的输出端由主导轴马达210引起的转动力矩波动失真。

现在参考附图6来说明波动抑制算法(RSA)。与使用跟踪陷波滤波器消除编码器异常的CSA72a和HSA72b对比，RSA72c的功能是使用跟踪带通滤波器来补偿马达转动力矩波动。

HSA的输出经由高通滤波器302传送给RSA72c。这个经过滤波的信号被传送给LMS块304。LMS块304执行的公式是：

W_sr(k+1)＝W_sr(k)-μ_R·(U_hf(k)·sin(θ_rr(k)))    (15)

W_cr(k+1)＝W_cr(k)-μ_R·(U_hf(k)·cos(θ_rr(k)))    (16)在其中，样本号变数用k表示；根据每转36次的正弦波发生器，在变数为k时，正弦信号在线322s上为sin(θ_rr(k))；根据每转36次的余弦波发生器，在变数为k时，余弦信号在线322c上为cos(θ_rr(K))；在时刻k，正弦信号的加权值为W_sr(k+1)；在时刻k，余弦信号的加权值为W_cr(K+1)；在时刻k，HSA的输出的高通滤波的形式在线318上为U_hf(k)；以及LMS环路的增益为μ_R。

如同CAS72a和HSA72b的情况，使用高通滤波器302以消除由线73上的HSA输出产生的DC偏移，这是在将它传送给LMS块304之前进行的。由LMS块304执行的公式是标准的LMS递归公式，它产生根据已重构信号跟踪线322s上的输入正弦信号和线322c上的余弦信号的带通滤波器；因此，中心频率将跟踪实际的瞬时编码器频率。

线314上的LMS块W_sr和线316上的W_cr的输出在多路转换器306和308中分别与线318s和318c上的已重构信号的正弦和余弦分量一起被多路传输。这一多路传输的结果在加法器312中被组合。这一加法的结果在比较器310中从线73上的HSA输出中减去。而后，将比较器310的输出传送给VCA70和系统伺服模型32。

也可以将RSA72c视为一陷波滤波器，该滤波器通过将正确量的波动频率控制加到主导轴马达210上而从线73上的编码器信号中消除波动频率分量。将这同时与通过从编码器的输出中减去正确量的编码器异常信号而从控制信号中除去编码器异常的CSA72a和HSA72b加以比较。虽然该算法如所述那样仅除去了一个波动频率分量(其频率为每转36次)，另外一些波动频率成分可以通过级联其频率调整到必须加以抑制的波动频率分量的多个波动抑制算法来加以消除。

应该理解，尽管业已举例说明和描述了本发明的若干优选的实施例，但是它们的各种改进对于本领域的普通技术人员来说将是显而易见的。因此，本说明书所公开和描述的内容纯粹是说明性的，旨在不构成任何形式的限制。

Claims (13)

1.一种速度控制系统，该系统包括：

用于产生调制频率信号的信号源；

具有以运转方式连接到速度待控制的装置上的可运动部件的编码器，所述的编码器包括将所述的调制频率信号变换为具有随所述的可运动部件的位置而变化的相位的相位可变化的信号的装置；

用于将所述的调制频率信号供给所述的编码器的装置；

连接到用于产生可变参考频率信号的调制频率信号源上的参考频率信号发生装置；

用于将所述的调制频率信号同所述的参考频率信号加以比较、以便产生误差信号的比较装置；以及

滤波器装置，所述的滤波器装置包括一系列用于消除存在于所述的误差信号中的干扰的多个中和网络。

2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于所述的滤波器装置进一步包括用于从所述的误差信号中消除内摩擦失真的中和网络。

3.根据权利要求1所述的系统，其特征在于所述的滤波器装置进一步包括高通滤波器或带通滤波器。

4.根据权利要求1所述的系统，其特征在于所述的调制频率信号与所述的可变参考频率信号是不同的。

5.一种速度控制系统，该系统包括：

用于产生调制频率信号的信号源；

具有以运转方式连接到其速度待控制的装置上的可运动部件的编码器，所述的编码器包括用于将所述的调制频率信号变换为具有随所述的可运动部件的位置而变化的相位的相位可变化的信号的装置；

用于将所述的调制频率信号供给所述的编码器的装置；

连接到用于产生在频率或相位上可以不同于所述的调制频率信号的可变参考频率信号的所述调制频率信号源上的参考频率信号发生装置；

用于将所述的调制频率信号同所述的参考频率信号加以比较、以便产生作为在所述的调制频率信号和所述的参考频率信号之间的任何相位差的函数的误差信号的比较装置；

具有消除在所述的误差信号的载波频率处的失真的作用的第一滤波器；

具有消除在所述的误差信号的三次频率谐波和更高次频率谐波处的失真的作用的第二滤波器；

具有消除由所述的编码器产生的失真的作用的第三滤波器；以及

具有消除所述的误差信号的内摩擦效应的作用的第四滤波器。

6.根据权利要求5所述的系统，其特征在于所述的第一滤波器进一步包括高通滤波器和中和网络。

7.根据权利要求5所述的系统，其特征在于所述的第二滤波器进一步包括高通滤波器和中和网络。

8.根据权利要求5所述的系统，其特征在于所述的第三滤波器进一步包括带通滤波器和中和网络。

9.根据权利要求5所述的系统，其特征在于所述的第四滤波器进一步包括至少一个高通滤波器和至少一个中和网络。

10.根据权利要求8所述的系统，其特征在于所述的第三滤波器可以被级联。

11.一种速度控制系统，该系统包括：

用于产生调制频率信号的调制信号源；

具有转轴的马达，所述的马达连接到所述的调制信号源上；

连接到所述的马达上的编码器，所述的编码器产生具有随所述的马达转轴位置变化的相位的相位可变化的信号；

连接到所述的调制信号源上的参考信号发生器，所述的参考信号发生器具有产生在频率或相位上可以不同于所述的调制频率信号的可变参考频率信号的作用；

连接到所述的调制信号源和所述的参考信号发生器上的比较器，所述的比较器根据所述的调制信号和所述的参考信号之间的任何差别而产生误差信号；以及

连接到所述的比较器上的滤波器，所述滤波器包括一系列用于消除存在于所述的误差信号中的失真的多个中和网络。

12.根据权利要求11所述的系统，其特征在于所述的滤波器包括至少一个高通滤波器或至少一个带通滤波器。

13.一种速度控制系统，该系统包括：

用于产生调制频率信号的调制信号源；

具有转轴的无刷马达，所述的马达连接到所述的调制信号源上；

连接到所述的马达上的磁阻编码器，所述的编码器产生具有随所述的马达转轴位置变化的相位的相位可变化的信号；

连接到所述的调制信号源上的参考信号发生器，所述的参考信号发生器具有产生在频率或相位上可以不同于所述的调制频率信号的可变参考频率信号的作用；

连接到所述的调制信号源和参考信号发生器上的比较器，所述的比较器根据所述的调制信号和所述的参比信号之间的任何差别而产生误差信号；

具有消除在所述的误差信号的载波频率处的失真的作用的第一滤波器；

具有消除在所述的误差信号频率的谐波处的失真的作用的第二滤波器；

具有消除由所述的编码器产生的失真的作用的第三滤波器；以及

具有从所述的误差信号中消除内磨擦失真的作用的第四滤波器。

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