KR100372857B1

KR100372857B1 - 인접 채널 및 대체 채널 전력을 제어하기 위해 공급 조정을 갖는 전력 증폭 회로

Info

Publication number: KR100372857B1
Application number: KR10-2000-0041866A
Authority: KR
Inventors: 슐루터데이빗
Original assignee: 모토로라 인코포레이티드
Priority date: 1999-07-22
Filing date: 2000-07-21
Publication date: 2003-02-19
Anticipated expiration: 2020-07-21
Also published as: KR20010015388A; MXPA00007090A; DE10035065C2; DE10035065A1; GB2352896A; CN1164027C; BR0014787A; JP2001068941A; US6166598A; GB2352896B; FR2797361B1; GB0017422D0; FR2797361A1; CN1282151A

Abstract

인접 및 대체 채널 전력(adjacent and alterante channel power)의 제어를 위한 전원 조절 기능을 갖는 전력 증폭 회로(300)가 개시되어 있다. 전력 증폭기(172)는 입력 신호를 증폭하여 증폭된 신호를 생성한다. 피크-대-평균 검출기(180)는 증폭된 신호의 피크 레벨들과 증폭된 신호의 평균 레벨을 검출하여, 피크 레벨들과 평균 레벨의 표시(indication)를 생성한다. 제어기(181)는 그 표시에 응답하여 전력 증폭기(172)로의 공급 전압을 조정함으로써, 피크 레벨들과 평균 레벨 간의 차분(difference)이 소정 레벨 위로 증가할 때 공급 전압을 낮추게 하고, 상기 차분이 소정 레벨 아래로 감소할 때 공급 전압을 높이도록 한다.

Description

인접 채널 및 대체 채널 전력을 제어하기 위해 공급 조정을 갖는 전력 증폭 회로{POWER AMPLIFYING CIRCUIT WITH SUPPLY ADJUST TO CONTROL ADJACENT AND ALTERNATE CHANNEL POWER}

<관련 출원 상호 참조>

본 출원은 현재 함께 계류중인 미국 특허출원 제 09/359,586 호(서류번호: CS10069, 출원인: Alberth 등) "LOAD ENVELOPE FOLLOWING AMPLIFIER SYSTEM", 제 09/358,674 호(서류번호: CS10022, 출원인: Klomsdorf 등) "MEMORY-BASED AMPLIFIER LOAD ADJUST SYSTEM", 및 제 09/359,280 호(서류번호: CS90026, 출원인: Alberth 등) "LOAD ENVELOPE ELIMINATION AND RESTRATION AMPLIFIER SYSTEM"과 관련이 있다.

본 발명은 또한, 참조문헌으로 본 발명에 포함되어 함께 계류중인 미국 특허 출원 제 09/358,884 호(CS90025) "POWER AMPLIFYING CIRCUIT WITH LOAD ADJUST FOR CONTROL OF ADJACENT AND ALTERNATE CHANNEL POWER"와 관련된다.

본 발명은 일반적으로 전력 증폭기에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 인접 및 대체 채널 전력을 제어하기 위한 전력 증폭기 회로에 관한 것이다.

전력 증폭기는 무선 전화기 설계에서 중요한 기술이다. 셀룰러 전화에서, 전력 증폭기는 사용가능한 대화 시간에 큰 영향을 준다. 이것은 전력 증폭기가 셀룰러 전화 내의 다른 회로에 비하여 상당한 양의 전력을 소비하기 때문이다. 전력 증폭기가 얼마나 많은 전력을 소비하는가를 결정하는 파라미터 중 하나는 전력 증폭기 효율이다.

소정 범위의 입력 신호 레벨에 걸쳐 효율을 향상시키기 위한 신호 레벨 요구에 부합하도록 DC 공급 전압이 지속적으로 변화되는 전력 증폭기가 일반적으로 알려져 있다. 이러한 한 예가 1982년 6월 11일 Thomas R. Apel 에게 허여된 미국 특허 제4,442,407호 "TWO LOOP AUTOMATIC LEVEL CONTROL FOR POWER AMPLIFIER" 에 개시되어 있다. 미국 특허 '407 호에서 전력 증폭기는, 전력 증폭기 부하 전류 및 공급 전압의 크기의 가중합(weighted sum)에 대응하는 신호와, 변조된 신호의 진폭 간의 비교에 응답하여 RF 증폭기 DC 공급 전압을 변조함으로써 향상된 효율로 동작된다.

그러나, 미국 특허 '407 호에 개시된 시스템은, 셀룰러 전화 시스템-전송된 인접 채널 및 대체 채널 전력-에 사용되는 전력 증폭기의 다른 중요한 성능 파라미터를 언급하지 않는다. 셀룰러 전화 시스템에서, 방사된 인접 채널 전력은 다른 셀룰러 채널에 간섭을 초래할 수 있고, 따라서 전체 시스템 성능의 저하를 초래할 수 있다. 인접 채널 및 대체 채널 전력 파라미터는 임시 표준(Interim Standard: IS)-136 시 분할 다중 액세스(TDMA) 및 IS-95 코드 분할 다중 액세스(CDMA)와 같은 선형 변조 체계를 채택하는 셀룰러 시스템에서 훨씬 더 결정적인 것이다. 이 전력 증폭기는 인접 채널 및 대체 채널 전력 성능과 무관하게 전력 증폭기를 효율적으로 최적화시키기 때문에, 특정 셀룰러 시스템에 대한 인접 채널 및 대체 채널 사양을 만족시킬 수 없다.

전력 증폭기의 선형성과 효율을 동시에 증가시키는 방법이 1990년 12월 1일 Yukio Ikeda 등에게 허여된 미국 특허 제5,101,172호 "LINEAR AMPLIFIER"에 개시되어 있다. 미국 특허 '172 호에서 드레인 전압은 출력 신호의 진폭 레벨을 추종하기 위해서 DC/DC 변환기에 의해 제어된다. 이것은 전력 증폭기 효율을 증가시키지만 진폭 변조(AM)와 위상 변조(PM) 왜곡을 유도한다. 따라서, 전력 증폭기에 의해서 유도된 왜곡에 대항하기 위한 사전-왜곡을 도입하기 위해서 위상 및 진폭 비교기와 함께 입력 및 출력 엔벨로프 검출기가 채택된다. 이 시스템은 전력 증폭기 왜곡의 정확한 추적을 필요로 하는데, 이것은 어렵다. 또한, 복수의 커플러 및 위상/진폭 비교 회로는 휴대용 셀룰러 전화에 사용될 때 크기 및 비용을 증가시킨다.

전력 증폭기 왜곡을 최소화하기 위한 또 다른 기술은, 1980년 3월 24일 Shingo Kamiya 에게 허여된 "POWER AMPLIFYING CIRCUIT WITH CHANGING MEANS FOR SUPPLY VOLTAGE"라는 제목의 미국 특허 제4,348,644호에 개시되어 있다. 미국 특허 '644 호에는 전력 증폭 회로가 전력 증폭기의 출력 신호의 크레스트 팩터(crest factor: 예, 피크-대-평균 비율)를 검출한다. 이 크레스트 팩터가 클 때, 전력 증폭기 공급 전압이 상승된다. 역으로, 이 크레스트 팩터가 작을 때, 공급 전압이 하강된다. 따라서, 높은 피크-대-평균 비율을 조절하기 위해 보다 많은 전력 증폭기 공급 전압이 요구될 때, 공급 전압이 상승된다. 역으로, 피크-대-평균 비율이 작을 때, 공급 전압이 하강된다. 따라서, 높은 피크들(high peaks)은 공급 전압을 상승시킴으로써 충실히 재생되고, 전력 손실은 필요에 따라 전력 증폭기 공급 전압을 상승 및 하강시킴으로써 감소된다.

미국 특허 '644 호 기술은 음악 신호를 증폭하기 위한 전자 시스템에 유용하다. 이러한 형태의 어플리케이션에서는, 수용할 만한 음질 충실도(fidelity)를 제공하기 위해 음악 신호의 확실한 재생이 필요하다. 그러나, 미국 특허 '644 호 기술은, 비용이 저렴하고 매우 효율적인 휴대용 무선 전화를 제공하기 위해 필요한 방식에서, 효율과 음질 충실도를 교환(trading off)해야 할 필요가 있다는 것을 언급하고 있지 않다.

따라서, 전력 증폭기에 의해 전송된 인접 채널 및 대체 채널 전력을 보다 정확하고 포괄적으로 제어하는 것이 필요하다. 또한, 전력 증폭기는 선형 변조 체계에 대해서 효율적으로 동작할 필요가 있다. 휴대용 무선 전화에 사용되는 전력 증폭기에 대해서 선형성과 효율을 교환(trading off)하는 방법이 필요하다. 또한, 부분-대-부분으로의 변화, 온도 변화, 부하 임피던스 변화, 및 주파수 변화 등을 보상하기 위해 전력 증폭기 인접 채널 전력, 대체 채널 전력, 및 효율성을 제어할 필요가 있다. 또한, 전력 증폭기 선형성과 효율을 제어하는 동안 전력 증폭기 평균 전송 전력을 제어할 필요가 있다.

도 1은 수신기 및 송신기를 구비한 무선 전화의 블럭도.

도 2는 피크-대-평균 비율 실험을 수행하기 위해 사용되는 테스트 셋업(setup)의 블럭도.

도 3은 도 2의 테스트 셋업에 대하여 공급 전압, 이득 및 유한 시간 주기 동안의 최대 피크-대-평균 전력 비율을 모두 입력 전력에 대하여 나타낸 그래프.

도 4는 도 2의 테스트 셋업에 대하여 인접 채널 전력, 대체 채널 전력, 및 유한 시간 주기 동안의 최대 피크-대-평균 전력 비율을 모두 입력 전력에 대하여 나타낸 그래프.

도 5는 도 1의 송신기용 전력 증폭기 회로의 블럭도.

도 6은 위상-시프트-키잉(phase-shift-keying)과 같은 선형 변조 체계에 의해 발생된 샘플 파형도.

도 7은 RF 신호의 증폭 방법을 나타내는 도.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

10 : 원격 송수신기

12 : 무선 전화

16 : 송신기

18 : 수신기

24 : 듀플렉서

40 : 신호 발생기

42 : 쌍방향 커플러

44 : DUT(44)

60 : 스펙트럼 분석기

100 전화 통신 시스템

172 : 전력 증폭기(172)

176 : RF 커플러

178 : 엔벨로프 검출기(178)

180 : 피크-대-평균 검출기

181 : 제어기

300 : 전력 증폭 회로

202 : 비교기

도 1은 무선 전화 통신 시스템(100)을 블럭도 형태로 나타낸 것이다. 무선 전화 통신 시스템(100)은 원격 송수신기(remote transceiver:10) 및 무선 전화(12)와 같은 하나 이상의 무선 전화를 포함한다. 원격 송수신기(10)는 지정된 지리적 영역 내에서 무선 전화(12)로 RF 신호를 송신하거나 무선 전화(12)로부터 RF 신호를 수신한다.

무선 전화(12)는 안테나(14), 송신기(16), 수신기(18), 제어 블럭(20), 합성기(22), 듀플렉서(24) 및 사용자 인터페이스(26)를 포함한다. 정보를 수신하기 위해, 무선 전화(12)는 안테나(14)를 통해서 데이터를 담고있는 RF 신호를 검출하고, 검출된 RF 신호를 생성한다. 수신기(18)는 검출된 RF 신호를 기저대역 전기 신호로 변환하고, 기저대역 전기 신호를 복조하고, 자동 주파수 제어 정보를 포함하는 데이터를 복원하여, 데이터를 제어 블럭(20)에 출력한다. 제어 블럭(20)은 데이터를 인식가능한 음성 또는 사용자 인터페이스(26)에서 사용하는 데이터 정보로 포맷한다.

통상적으로 사용자 인터페이스(26)는 마이크, 스피커, 디스플레이, 및 키패드를 포함한다. 사용자 인터페이스(26)는 사용자 입력 정보를 수신하고 원격 송수신기(10)에 의해서 전송된 수신 데이터를 나타내기 위한 것이다. 수신기(18)는 저잡음 증폭기, 필터, 다운 변환 믹서와 쿼드러쳐 믹서, 및 자동 이득 제어 회로 등과 같이 본 기술 분야에서 공지된 회로를 포함한다.

정보를 포함하는 RF 신호를 무선 전화(12)에서 원격 송수신기(10)로 전송하기 위해서, 사용자 인터페이스(26)는 사용자 입력 데이터를 제어 블럭(20)으로 향하게 한다. 제어 블럭(20)은 통상적으로 DSP 코어, 마이크로 컨트롤러 코어, 메모리, 클럭 발생 회로, 소프트웨어, 및 출력 전력 제어 회로 중 임의의 것을 포함한다. 제어 블럭(20)은 사용자 인터페이스(26)로부터 획득된 정보를 포맷하고, RF 변조된 신호로 변환하기 위해서 이것을 송신기(16)로 전달한다. 송신기(16)는 RF 변조된 신호를 원격 송수신기(10)로 전송하기 위해 안테나(14)로 전달한다. 즉, 송신기(16)는 변조된 정보 신호를 전송하기 위한 것이다. 듀플렉서는 송신기(16)에 의해서 전송된 신호 및 수신기(18)에 의해서 수신된 신호 간 격리를 제공한다.

무선 전화(12)는 소정 대역의 주파수에 걸쳐 동작 가능하다. 합성기(22)는 수신기(18) 및 송신기(16)에 적절한 주파수로 튜닝되어 정보 신호의 수신 및 전송을 허용하는 신호를 제공한다. 채널 주파수와 같은, 수신기(18) 및 송신기(16)의 기능에 대한 제어는 제어 블럭(20)에 의해서 제공된다. 따라서, 제어 블럭(20)은 주파수 합성을 위한 프로그램 명령을 합성기(22)에 제공한다.

송신기(16)에 의해 생성된 신호의 전송된 피크-대-평균 비율이 인접 채널 전력 및 대체 채널 전력을 예상하기 위해 사용될 수 있는지 여부를 판정하기 위해서 표준형 전력 증폭기에 의한 실험이 먼저 수행되었다. 인접 채널 전력은 송신기가 현재 작동중인 채널에 바로 인접한 채널에 전송된 지정 대역폭에서의 전력량으로서 정의된다. 대체 채널 전력은 작동중인 송신기(16) 채널 너머의 2개 채널 중 한 채널에 전송된 지정 대역폭에서의 전력량으로서 정의된다.

예를 들어, IS-95 CDMA 셀룰러 전화 시스템에서, 송신기는 836 MHz에서 작동될 수 있다. 인접 채널은 836 MHz +/- 885 KHz 이고, 대체 채널은 836 MHz +/- 1.98 MHz 일 것이다.

도 2는 피크-대-평균 비율 실험을 수행하기 위해 사용되는 테스트 셋업(200)의 블럭도이다. 테스트 셋업(200)은 쌍방향 커플러(42)를 통해 테스트 하에서의 전력 증폭기 디바이스(DUT(Device under Test:44)의 입력에 결합된 신호 발생기(40)를 포함한다. DUT(44)의 출력(56)은 커플러(46)에 접속된다.

신호 발생기(40)는 RF 입력 신호를 생성한다. 입력 신호의 일부는 포트(48)에 결합되고 전력계(50)에 의해서 측정된다. 쌍방향 커플러 출력(53)에서 생성된 RF 입력 신호의 잔여분은 DUT(44)로 인가된다. DUT의 입력(43)에 반영된 RF 입력 신호의 일부분은 전력계(54)를 통해 측정되는 포트(52)에 결합된다. 전력계(50) 및 전력계(54)에 의한 측정은 DUT(44)의 입력 복귀 손실(input return loss)의 측정을 가능하게 한다.

RF 입력 신호는 DUT 출력(56)에 증폭된 신호를 생성하기 위해 DUT(44)에 의해서 증폭되고, 증폭된 신호는 커플러(46)에 인가된다. 증폭된 신호의 일부는 포트(58)를 경유하여 스펙트럼 분석기(60)에 결합된다. 스펙트럼 분석기(60)에 의해, 증폭된 신호의 인접 채널 전력 및 대체 채널 전력이 동작 채널에서의 전력에 대해서 측정될 수 있다. 증폭된 신호의 나머지는 결합기 출력(66)에 제공되고, 전력계(68)를 통해서 피크 및 평균 전력이 측정된다.

전원(70)은 DUT(44)의 공급 포트(72)에 제어가능한 공급 전압을 제공한다. 테스트를 위해서, 동작 주파수가 836 MHz로 설정되고, 신호 발생기(40)에 의해 생성된 RF 입력 신호의 전력이 1 dB 씩 -9 dBm 에서 +7 dBm 까지 변화된다. 입력 전력이 1 dB 씩 증가하는 것에 대해, DUT 출력(56)에서 생성되는 증폭된 신호의 평균 전력은 DUT(44)에 인가되는 공급 전압(즉, 여기서는 DUT(44)의 FET 디바이스의 드레인 전압)을 조절함으로써 일정하게 유지된다. 환언하면, DUT(44)의 공급 전압은 DUT(44)의 이득을 조절하도록 조절되므로, 서로 다른 입력 전력 레벨들에 대하여 일정한 평균 출력 전력을 얻는다.

신호 발생기(40)는 사용된 변조 체계에 의존하는 평균 전력 및 피크 전력에 의해서 특징지워지는 복합 입력 신호(complex input signal)를 생성하기 위해 변조를 갖는 입력 신호를 생성한다. 도시된 실시예에서, 변조 체계는 공지된 바와 같이 기저대역 필터링에 의한 IS-95 CDMA 셀룰러 전화 시스템-오프셋 쿼드러쳐 위상 시프트 키잉(OQPSK)에 사용되는 것이다. 이러한 변조 체계는 5.2 dB의 최대 순간 피크-대-평균 비율을 제공한다. 명세서 전반에 걸쳐, 피크-대-평균 비율은 피크-대-평균 전력 비율을 의미하는 것으로 이해된다. 그러나, 어렵게 생각하지 않고도 전압 레벨들의 피크-대-평균 비율이 사용될 수 있음을 알 수 있다.

각 입력 전력 레벨에서, 인접 채널 및 대체 채널 전력 방출이 스펙트럼 분석기(60)를 통해서 측정된다. DUT(44)로의 공급 전압은 공지된 바와 같이 스위칭 조정기(도시되지 않음)에서 펄스 폭 변조를 변화시킴으로써 조절된다. 대안으로, 공급 전압은 선형 조정기를 사용하여 조절될 수 있다.

도 3은 공급 전압, DUT 이득, 및 유한 시간 주기 동안의 최대 순간 피크-대-평균 비율을 모두 입력 전력에 대해 나타낸 그래프이다. 좌측 수직축(90)은 이득 곡선(92)에 대응하는 DUT(44)의 dB 단위 이득이다. 우측 수직축(94)은 공급 전압 곡선(96)에 대응하는 DUT(44)의 볼트 단위 공급 전압이다. 우측 수직축(94)은 또한 유한 시간 주기 동안의 dB 단위 최대 피크-대-평균 비율이고 피크-평균 곡선(98)에 대응한다. 수평축(102)은 dBm 단위의 입력 전력이다.

도 3은 일정한 출력 전력을 유지하기 위해서 입력 전력의 영역에 걸쳐 DUT(44)의 공급 전압을 변동시키는 것이 가능하다는 것을 보여준다. 입력 전력의 선형 증가에 대해서는, DUT로의 공급 전압을 변화시키는 것에 의한 DUT(44) 이득의 선형 감소가 있다.

피크-평균 곡선(98)은 특정 시간 간격 동안의 최대 피크-대-평균 비율을 나타내는 그래프이다. 피크 유지 측정 기술이 각 입력 전력 및 공급 전압 설정에서 최대 순간 피크-대-평균 비율을 검출하기 위한 테스트 설비와 함께 사용된다. 예를 들어, 신호 발생기(40)(도 2)는 IS-95 CDMA 셀룰러 시스템에 대해서 사용된 것과 유사한 OQPSK 변조를 갖는 입력 신호를 제공한다. 따라서, 입력 신호의 최대 순간 피크-대-평균 비율은 5.2 dB이다. DUT(44)가 선형적이고 심각한 왜곡을 유도하지 않을 경우, 측정된 최대 순간 피크-대-평균 비율은 5.2 dB 에 가까울 것이다.

낮은 입력 전력(-9 dBm 등) 및 3.2V의 공급 전압에 대해서, 피크-평균 곡선(98)은 DUT(44)가 선형적이라는 것을 보여준다. 이것은 -9 dBm 입력에서 기록된 최대 순간 피크-대-입력 전압 비율이 대략 5.2 dB 이고, 낮은 입력 전력 레벨들에서 DUT(44)는 왜곡(피크 신호 클리핑 등)을 유도하지 않는다는 사실에 의해서 증명된다.

더욱이, 피크-평균 곡선(98)은 DUT(44)로의 입력 전력이 증가하고 DUT(44)의 공급 전압이 일정한 출력 전력을 유지하기 위해서 조절됨에 따라서, 유한 시간 주기 동안의 최대 순간 피크-대-평균 비율이 단조 감소한다는 것을 보여준다. 여기서 피크-대-평균 비율이 단조 감소한다는 것은, 제어 루프 안정성을 유지하면서 유한 시간 주기 동안 원하는 최대 순간 피크-대-평균 비율을 설정하기 위해서 차분 동작(difference operation)이 제어 루프에 사용될 수 있다는 것을 보여준다. 이러한 결과는 여러가지 출력 전력, 동일한 반도체 디바이스를 사용하는 서로 다른 전력 증폭기 설계, 또는 전계 효과 트랜지스터(FET)나 바이폴라 트랜지스터 기술과 같은 서로 다른 전력 증폭기 기술에도 적용할 수 있다.

도 4는 인접 채널 전력, 대체 채널 전력, 및 유한 시간 주기 동안의 최대 순간 피크-대-평균 비율을 모두 입력 전력에 대해서 나타내는 그래프이다. 다시 한번 출력 전력은 공급 전압을 변화시킴으로써 20 dBm 로 일정하게 유지된다.

좌측 수직축(112)은 DUT(44)의 dBc 단위의 대체 채널 전력 및 인접 채널 전력이다. 수평축(114)은 dBm 단위의 입력 전력이다. AdjCP_low 곡선(116)은 동작 채널의 하측(low side)에서의 출력 인접 채널 전력이다. 예를 들어, 동작 입력 신호 채널이 836 MHz로 설정된다. 그리고, 하측에서의 인접 채널 전력은 836 MHz 에서 885 kHz 아래 30 kHz 대역폭에서의 전력이다. 이와 유사하게, AdjCP_high 곡선(118)은 836 MHz 에서 885 kHz 위인 출력 인접 채널 전력이다.

AltCP_low 곡선(120)은 836 MHz 에서 1.98 MHz 아래의 출력 대체 채널 전력이다. 이와 유사하게, AltCP-high 곡선(122)은 836 MHz 에서 1.98 MHz 위의 출력 대체 채널 전력이다. 도 4에는 또한 인접 채널 전력 사양 제한(-42 dBc)에 대응하는 Adj_spec 제한 곡선(124)과 대체 채널 전력 사양 제한(-54 dBc)에 대응하는 Alt_spec 제한 곡선(126)이 도시되고, 두 곡선 모두 IS-95 CDMA 사양에 따른다. 다른 셀룰러 표준에 대해서는 사양 제한이 변화한다.

우측 수직축(128)은 피크-평균 곡선(130)에 대응하는 유한 시간 주기 동안의 dB 단위로 표현된 최대 순간 피크-대-평균 비율이다. 피크-평균 곡선(130)은 두 곡선이 모두 동일한 데이터를 나타낸다는 점에서 도 3의 피크-평균 곡선(98)과 동일한 곡선이다.

입력 구동이 증가되고 출력 전력이 일정하게 유지됨에 따라서, 인접 채널 전력 및 대체 채널 전력이 증가한다. 대략 -55 dBc 미만의 인접 채널 전력 및 대체 채널 전력에 대해서는 테스트 설비 제한(도 2의 스펙트럼 분석기(60)의 동적 범위 및 신호 발생기(40)의 스펙트럼 정밀도 등)에 의해서 측정이 제한된다는 것에 주목해야 한다. 그러나, 인접 채널 전력 및 대체 채널 전력이 그들의 사양 제한을 교차하는 곳에 가까운 데이터 지점에 대해서는, 인접 채널 및 대체 채널 전력 곡선이 단조적인(monotonic) 것이다.

인접 채널 전력에 대하여 사양이 허용하는 영역(136) 및 대체 채널 전력에 대하여 사양이 허용하는 영역(138) 근처에서, 유한 시간 주기 동안의 최대 순간 피크-대-평균 비율은 인접 채널 전력 및 대체 채널 전력 모두에 반비례한다. 이러한 특정 DUT(44)에서는 입력 전력이 증가됨에 따라서, 인접 채널 전력에 대한 사양 제한은, 대체 채널 전력에 대한 사양 제한에 도달하기 전에 도달된다. 따라서, DUT(44)로서 사용된 특정 전력 증폭기에 대해서는, 원하는 인접 채널 전력을 얻기 위해 공급 전압을 조절하도록 유한 시간 주기 동안의 최대 순간 피크-대-평균 비율이 감시될 수 있고, 이것은 대체 채널 전력에 대한 사양 허용도 보장할 것이다.

유한 시간 주기 동안의 최대 순간 피크-대-평균 비율이 예상가능하게 제어될 수 있기 때문에, 마찬가지로 인접 채널 전력도 제어될 수 있다. 유한 시간 주기 동안의 최대 순간 피크-대-평균 비율을 전력 증폭기의 출력에서 제어함으로써, 인접 채널 및 대체 채널 전력이 간접적으로 제어된다. 이것은 인접 채널 및 대체 채널 전력을 제어하는 효율적이고 예상 가능한 방법을 제공한다.

예를 들어, IS-95 CDMA 셀룰러 시스템에 대하여, 인접 채널 전력에 대한 사양 제한은 -42 dBc 이다. 인접 채널 전력이 사양 제한을 교차하는 교차 지점(150)(도 4)은 점선(152)으로 표시된 바와 같이 대략 2.6 dB 인 유한 시간 주기 동안의 최대 순간 피크-대-평균 비율에 대응한다. 따라서, 상기 DUT(44)를 포함하는 전력 증폭기를 사용하는 송신기에 대해서, 유한 시간 주기 동안의 최대 순간 피크-대-평균 비율은 인접 채널 및 대체 채널 출력 전력 모두를 사양에 만족시키는 대략 2.6 dB 로 유지된다. 약간의 여유를 제공하기 위해서, 전력 증폭기 회로는 유한 시간 주기 동안의 최대 순간 피크-대-평균 비율을 2.8 dB 또는 3 dB 로 유지할 수 있다.

도 5는 송신기(16)(도 1)에 사용하는 전력 증폭 회로(300)의 블럭도이다. 전력 증폭 회로(300)는 RF 커플러(coupler)(176)와 엔벨로프 검출기(178)를 통해 피크-대-평균 검출기(180)에 결합된 전력 증폭기(172)를 포함한다. 피크-대-평균 검출기(180)는 제어기(181)에 결합된다. 제어기(181)는 전압 제어 회로(182)를 통해 전력 증폭기(172)의 공급부(supply port)(186)에 결합된다. 제어기(181)는 디지털-아날로그 변환기(DAV)(204)에 결합된 비교기(202)를 포함한다.

피크-대-평균 검출기(180)는 평균 샘플 회로(183)와 피크 샘플 회로(185)에 결합된 아날로그-디지털 변환기 ADC(192)를 갖는다. 피크 샘플 회로는 평균 피크 회로(189)에 결합되며, 피크 평균 회로는 로그 회로(191)에 결합된다. 로그 회로(191)의 신호는 비율 회로(193)로 공급된다. 평균 샘플 회로(183)는 로그 회로(187)에 결합되며, 로그 회로의 신호는 비율 회로(193)로 공급된다.

변조를 갖는 RF 입력 신호는 입력(170)을 통해 전력 증폭기(172)에 인가된다. 전력 증폭기(172)는 출력(174)에서 증폭된 신호를 생성한다. 증폭된 신호의 일부는 RF 커플러(176)를 통해 엔벨로프 검출기(178)에 결합된다.

엔벨로프 검출기는 증폭된 신호에서 RF 캐리어 신호를 제거하는 기능을 한다. 예를 들어, 당해 기술 분야에서 공지된 바와 같이, 엔벨로프 검출기는 저항과 캐패시터 회로를 갖는 매칭(matched)된 한 쌍의 다이오드를 포함할 수 있다.

결과적인 신호는 피크-대 평균 검출기(180)에 공급된다. 피크-대-평균 검출기(180)는 소정 시간 주기에 걸쳐 증폭된 신호의 평균 레벨(예를 들어, 평균 전력)을 계산한다. 피크-대-평균 검출기는 또한, 증폭된 신호의 피크 레벨들을 검출하여, 동일한 소정 시간 주기 내에 떨어지는 모든 피크들의 평균 값(mean value)을 계산한다. 피크-대-평균 검출기(180)는 소정 시간 주기에 대한 평균 피크-대-평균 비율(mean peak-to-average ratio)을 표시하는 신호를 라인(line)(196)에 제공한다.

ADC(192)는 엔벨로프 검출기에 의해 생성된 순간적으로(instantaneous) 검출된 전압의 정확한 판독을 획득하기에 충분할 정도로 빠르게 신호를 샘플링한다. ADC(192)에 의해 생성된 디지털 신호는 평균 샘플 회로(183)와 피크 샘플 회로(185)로 공급된다.

평균 샘플 회로(183)는, ADC(192)에 의해 생성된 여러 샘플에 대해서 계산하고 평균을 내기 위해, 종래의 클럭된(clocked) 로직 회로를 포함한다. 예를 들어, 평균 샘플 회로(183)는 20개 샘플의 평균을 계산할 수 있으며, 각각의 연속적인 샘플이 ADC(192)에 의해 생성됨에 따라, 평균 샘플 회로(183)는 그 평균을 갱신시킨다.

평균 레벨을 나타내는 신호는, 평균 레벨의 대수(logarithm)를 취하기 위해 종래의 로그 회로(187)로 공급된다. 로그 값은 비율 회로(193)에 하나의 입력으로서 공급된다.

피크 샘플 회로(185)는, 디지털 샘플들로부터 피크 레벨들을 검출하기 위해 종래의 클럭된 로직 회로를 포함한다. 평균 피크 회로는 또한, 소정 수의 샘플들에 대한 피크 레벨들의 평균을 계산하기 위해서 종래의 클럭된 회로를 포함한다. 다르게 말해서, 평균 피크 회로(185)는 소정 시간 주기에 대해서 피크 레벨들의 평균을 계산한다.

평균 피크 레벨을 나타내는 신호는, 평균 피크 레벨의 대수를 취하기 위해 종래의 로그 회로(191)로 공급된다. 그 로그 값은 비율 회로(193)에 제2의 입력으로서 제공된다. 비율 회로(193)는 소정 시간 주기에 대해서 증폭된 신호의 평균(mean) 피크-대-평균 비율을 생성하는 종래의 클럭된 로직 회로이다.

피크-대-평균 검출기(180)는 라인(196)에 소정 시간 주기에 대해서 평균(mean) 피크-대-평균 전력 비율을 나타내는 신호를 생성한다. 제어기(181)는 피크 전력 레벨들과 평균 전력 레벨의 표시에 응답하여 전력 증폭기(172)로의 공급 전압을 조정함으로써, 증폭된 신호의 평균 피크-대-평균 비율이 원하는 평균 피크-대-평균 비율 위로 증가할 때, 공급 전압을 낮추도록 하고, 평균 피크-대-평균 비율이 원하는 평균 피크-대-평균 비율 아래로 감소할 때, 공급 전압을 높이도록 한다. 제어기(181)는, 전력 증폭기(171)가 평균 피크-대-평균 비율을 원하는 평균 피크-대-평균 비율과 실질적으로 동일하게 유지하도록 한다.

그래서, 피크-대-평균 검출기(180)가 계산한 결과적인 평균 피크-대-평균 비율은 라인(196)을 경유하여 비교기(202)로 공급된다. 또한, 원하는 평균 피크-대-평균 비율 셋트 포인트(set point)가 비교기(202)에 공급된다. 셋트 포인트는 제1 셋트 포인트 입력(198)을 경유하여 비교기(202)로 공급된다.

비교기(202)는 평균 피크-대-평균 비율과 원하는 평균 피크-대-평균 비율 간의 차분을 나타내는 신호를 생성한다. 예를 들어, 당해 기술분 야에 공지된 바와 같이 비교기(202)는 종래의 비례 적분기(proportional integrator) 제어 시스템을 포함할 수 있다. 상기 신호는 DAC(204)를 경유하여 아날로그 제어 신호로 변환되며, 아날로그 제어 신호는 전압 제어 회로(182)를 경유하여 전력 증폭기(172)의 공급부(186)로 공급된다.

DAC(204)는, 평균 피크-대-평균 비율과 원하는 평균 피크-대-평균 비율 간의 차분을 감소시키기 위해, 전력 증폭기(172)의 공급에 조정된(regulated) 전압을 제어한다. 전력 증폭기(172)로의 공급 전압을 조정함으로써, 평균 피크-대-평균 비율은 원하는 평균 피크-대-평균 비율로 수렴할 것이다.

따라서, 제어기(181)는 피크 전력 레벨들과 평균 전력 레벨의 표시에 응답하는 제어 신호를 생성한다. 전압 제어 회로(182)는 공급 전압을 생성하기 위해 제어 신호를 처리한다. 전압 제어 회로(182)는 당해 기술 분야에서 알려진 바와 같이 선형 전압 레귤레이터(regulator)와 스위칭 전압 레귤레이터 중 하나를 포함한다.

평균 피크-대-평균 비율을 유지함으로써, 전력 증폭 회로(300)는 또한, 인접 채널 전력과 대체 채널 전력이 사양(specification) 내에 있음을 보장한다. 따라서, 정확한(right) 출력 전압을 생성하는데 필요한 최소값으로 공급 전압을 셋팅함으로써 전력 증폭기(172)의 효율이 향상되며, 동시에 인접 채널 전력과 대체 채널 전력이 여전히 사양 내에 있을 수 있다.

앞서 주목된 바와 같이, 전력 증폭기(172)로의 공급 전압을 변화시키면, 전력 증폭기(172)의 이득을 변경시킨다. 따라서, 전력 증폭 회로(300)가 전력 증폭기(172)로의 공급 전압을 조정하여, 특정 평균 피크-대-평균 비율을 달성할 수 있는 반면, 전력 증폭기(172)의 이득이 변화한다.

전력 증폭기(172)의 이득 변화는 전력 증폭 회로(300)에 추가 제어 루프를 더함으로써 해결될 수 있다. 추가 제어 루프는 가변 이득 회로를 포함하며, 여기서 가변 이득 증폭기(206)는 전력 증폭기(172)의 입력에 결합되어 있다. 제어기(181)는, 평균 전력의 표시에 응답하여 가변 이득 증폭기(206)의 이득을 제어하여서, 평균 전력이 원하는 평균 출력 전력과 실직적으로 같게 되도록 한다.

피크-대-평균 검출기(180)는 소정 시간 주기에 대한 증폭된 신호의 평균 전력 레벨을 계산한다. 평균 전력의 표시는 라인(210)을 경유하여 제2 비교기(214)로 공급된다. 또한, 원하는 평균 전력 셋트 포인트가 제2 비교기로 공급된다. 평균 전력 셋트 포인트는 제2 셋트 포인트 입력(212)을 경유하여 제2 비교기(214)로 공급된다. 원하는 평균 전력 셋트 포인트는 원하는 평균 출력 전력이 변할 때 변하고, 원하는 평균 전력 셋트 포인트는 제어 블럭(20)(도 1)에 의해 생성된다. 대안으로, 제어기(181)(도 5)는 제어 블럭(20)(도 1)의 일부분일 수 있다.

제2 비교기(214)는 평균 출력 전력과 원하는 평균 출력 전력 간의 차분을 나타내는 차분 신호를 생성한다. 차분 신호는 DAC(216)로 공급되고, DAC(216)는 이득 제어 신호를 VGA(206)에 공급한다. 그 후, VGA(206)는 원하는 평균 출력 전력으로 수렴하기 위해 그 자신의 이득을 조정한다. VGA(206)의 가변 이득은 송신기(transmitter)(16)(도 1)의 RF 경로의 상이한 부분에 위치될 수 있다. 또한, VGA(206)의 가변 이득은 송신 RF 경로의 상이한 부분들을 따라 배분될 수 있다.

따라서, 전력 증폭 회로는 평균 피크-대-평균 비율을 제어하기 위한 내부(inner) 루프와 평균 출력 전력 레벨을 제어하기 위한 외부(outer) 루프를 포함한다. 외부 루프는 원하는 평균 출력 전력이 유지되는 것을 보장하기 위해 내부 루프보다 더 빠르게 동작한다.

예컨대, 20dBm의 원하는 평균 출력 전력에 대해, 외부 루프는 최대 전압으로 초기에 셋팅된 전력 증폭기(172)로의 공급 전압을 갖는 VGA(206)의 이득을 제어할 것이다. 도 3에 의하면, VGA(206)는 -9dBm의 전력 증폭기(172)로의 입력 전력을 제공하기 위해 초기에 이득을 가질 것이고, 전력 증폭기(172)로의 공급 전압은 초기에 대략 3.2V이다. 이 전력 증폭기(172) 입력 전력과 공급 전압은 외부 루프를 만족시켜 원하는 20dBm 출력 전력을 생성하지만, 원하는 평균 피크-대-평균 비율을 생성하지 않을 것이다. 도 3을 참조하면, 초기 전력 증폭기(172) 입력 전력과 공급 전력에서 한정된 주기에 대한 최대 순간 피크-대-평균 비율은 대략 5.2dB이다.

내부 루프는 원하는 평균 피크-대-평균 비율을 달성하는데 필요한 방향으로 전력 증폭기(172)로의 공급 전압을 조정한다. 공급 전압이 변화함에 따라, 외부 루프는 원하는 평균 출력 전력을 얻을 때까지 연속적으로 VGA(206)의 이득을 조정한다. 상기 2 개의 셋트 포인트가 모두 달성될 때, 루프가 안정된다.

다른 실시예에서, 피크 및 평균 전력 계산은 도 5의 피크-대-평균 검출기(180)의 로직 회로 대신에 마이크로프로세서 또는 디지털 신호 프로세서(도시되지 않음) 중의 하나로 수행된다. 또 다른 실시예에서, 당해 기술 분야에서 공지된 바와 같이, 평균 피크 전력과 평균 전력을 검출하기 위해 아날로그 회로(도시되지 않음)가 엔벨로프 검출기(178)(도 5) 직후에 사용될 수 있다. 이들 검출된 레벨들은 ADC 회로로 공급되어, 평균 피크-대-평균 비율이 계산될 수 있다.

도 6은 수평 시간 축(230)에 의해 표시된 평균 값과 5.2dB의 최대 순간 피크-대-평균 비율(232)을 갖는 신호를 나타내는 샘플 파형도이다. (인접 채널과 대체 채널 사양을 만족시키기 위해) 원하는 평균 피크-대-평균 비율(234)은 대략 2.6dB이다. 예시된 실시예에서, 상기 평균 피크-대-평균 비율이 계산되는 해당 소정 시간 주기는 100㎲이다. 다른 시간 주기가 사용될 수 있다. 소정 시간 주기내의 모든 순간 피크 값들이 검출되어, 소정 시간 주기에 대한 평균 피크-대-평균 비율을 계산하는데 사용된다.

도 7은 RF 신호를 증폭하기 위한 방법을 나타낸다. 이 방법은 블럭(250)에서 시작하며, 블럭(251)에서 원하는 평균 출력 전력이 얻어진다. 블럭(252)에서, 전력 증폭기는 증폭된 신호를 생성하기 위해 RF 신호를 증폭한다. 블럭(254)에서, 증폭된 신호의 평균 출력 전력이 검출되며, 블럭(256)에서 증폭된 신호의 피크 레벨들이 검출되고, 피크 레벨들의 평균(mean)이 계산된다.

한 시간 주기에 대한 증폭된 신호의 평균 피크-대-평균 비율은 블럭(258)에서 계산된다. 평균 피크-대-평균 비율은 한 시간 주기 또는 한정된 수의 피크 레벨들(예를 들어, 샘플링된 피크 레벨들)에 대한 것일 수 있다. 대안으로, 도 2의 테스트 시스템에서와 같이, 피크-대-평균 비율이 이용된다. 또한, 피크-대-평균 비율은 소정 갯수의 피크 레벨들에 대한 최대 피크-대-평균 비율일 수 있다.

결정 블럭(260)에서, 만일 평균 피크-대-평균 비율이 소정 레벨 이상으로 증가한다면, 블럭(262)에서 전력 증폭기로의 공급 전압을 낮춘다. 결정 블럭(264)에서, 만일 평균 피크-대-평균 비율이 소정 레벨 아래로 감소한다면, 블럭(266)에서 전력 증폭기로의 공급 전압을 높인다.

결정 블럭(268)에서, 만일 평균 출력 전력이 원하는 평균 출력 전력과 실질적으로 같지 않다면, RF 신호의 평균 전력 진폭은 원하는 평균 전력을 갖는 증폭된 신호를 생산하기 위해 블럭(270)에서 조정된다. 평균 진폭은 전력 증폭기에 선행하는 가변 이득 회로의 이득을 변화시킴으로써 조정된다.

결정 블럭(272)에서, RF 신호의 증폭이 완료되면(예를 들어, 송신기를 경유한 RF 신호의 전송이 종료되면), 본 방법은 (274)에서 종료된다. 만일 RF 신호의 증폭이 완료되지 않았다면, 본 방법은 블럭(251)에서 계속된다.

평균 피크-대-평균 비율이 소정 레벨과 실질적으로 동일해질 때까지 공급이 조정되며, 원하는 평균 출력 전력이 얻어질 때까지 가변 이득 회로의 이득이 변화된다. 따라서, 특정 원하는 평균 출력 전력에 대해, 공급 전압의 조정 단계와 이득의 변화 단계는 목표가 달성될 때까지 여러 번 수행될 것이다.

바람직한 실시예에 대한 이상의 설명은 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자가 공급 조절 기능을 갖는 전력 증폭 회로를 만들거나 이용할 수 있도록 제공된다. 본 기술 분야의 숙련자에게는 이들 실시예에 대한 다양한 변형이 명백하게 될 것이며, 본 발명에서 정의된 일반적인 원리는 발명적인 노력을 기울이지 않고도 다른 실시예에 적용될 수 있다. 예를 들어, 피크-대-평균 검출기(180)(도 5)는 평균 피크-대-평균 비율을 계산한다. 대안으로, 제어기(181)(도 5)가 평균 피크-대-평균 비율을 계산할 수 있다.

또한, 전력 증폭 회로(300)(도 5)는 IS-136 시 분할 다중 접속(TDMA), IS-95 CDMA, 및 차세대 셀룰러 전화에 기초된 셀룰러 시스템의 휴대용 무선 전화에 사용될 수 있다. 보다 일반적으로, 전력 증폭 회로(300)는 위상-시프트 키잉(PSK) 및 입력 신호가 진폭 변조 엔벨로프를 갖는 쿼드러춰 진폭 변조(QAM:quadrature amplitude modulation)와 같은 선형 변조 기술을 이용한 무선 전화에 사용될 수 있다. 전력 증폭 회로는 예시된 실시예에서 주어진 것 이외의 동작 주파수와 출력 전력에서 사용될 수 있다.

또 다른 실시예에서, 전력 증폭 회로는 송신기의 전체 다이나믹 레인지(dynamic range)의 일부분에 대해서만 증폭된 신호의 평균 피크-대-평균 비율을 제어하기 위해 내부 제어 루프를 사용한다. 예를 들어, 평균 피크-대-평균 비율은 평균 출력 전력의 전체 다이나믹 레인지의 상위 일부분(top portion)에 대해서만 제어될 수 있다(그리고, 궁극적으로 인접 및 대체 채널 전력이 제어될 수 있다).

다른 실시예에서, 전력 증폭 회로는 소정 시간 주기에 걸쳐 피크 전력과 평균 전력 간의 차분의 다른 형태의 결정에 따라 공급 전압을 조정한다. 특히, 전력 증폭기의 출력에 결합된 피크-대-평균 검출기는 소정 시간 주기에 대한 증폭된 신호의 피크 레벨과 소정 시간 주기에 대한 증폭된 신호의 평균 레벨을 검출한다. 피크-대-평균 검출기는 피크 레벨과 평균 레벨 간의 차분의 표시를 제공한다. 이것은 도 2의 실험적인 테스트 시스템에 사용된 바와 같은 한정된 시간 주기에 대한 최대 순간 피크-대-평균 비율의 결정과 유사하다. 약간의 변형을 갖는 도 5에 도시된 것과 유사한 검출기 회로가 차분 결정에 사용될 수 있다. 또한, 함께 계류중인, "POWER AMPLIFYING CIRCUIT WITH LOAD ADJUST FOR CONTROL OF ADJACENT AND ALTERNATE CHANNEL POWER"라는 제목의 미국 특허출원 제 09/358,884 호(서류번호: CS90025, 출원인: Klomsdorf 등)에 개시된 검출기 회로가 피크-대-평균 비율을 결정하는 데 사용될 수 있다. 그 후, 제어기는 피크 레벨과 평균 레벨 간의 차분에 응답하여 전력 증폭기로의 공급 전압을 조정함으로써, 피크 레벨과 평균 레벨 간의 차분이 소정 레벨 위로 증가하면 공급 전압을 낮추게 하고, 피크 레벨과 평균 레벨 간의 차분이 소정 레벨 아래로 감소하면 공급 전압을 높이도록 한다. 따라서, 제어기는 전력 증폭기가 피크 레벨과 평균 레벨 간의 차분을 소정 레벨과 실질적으로 같게 유지하도록 한다.

본 전력 증폭 회로는 전력 증폭기의 효율을 개선하는 매우 효과적인 방법을 제공하는 한편, 필요한 인접 채널과 대체 채널 전력 성능을 유지한다. 전력 증폭기를 포화(saturation)에 더 가깝게 동작시키도록 공급 전압을 조정함으로써, 효율이 향상된다. 인접 및 대체 채널 전력은 송신 경로에서 전력 증폭기 이전의 송신기 회로로부터 초래될 수 있다. 또한, 전력 증폭기는 총 인접 및 대체 채널 전력에 기여할 수 있다.

전력 증폭 회로는 휴대용 무선 전화의 송신기에 의해 생성된 인접 채널 및 대체 채널 전력을 효율적으로 제어하게 한다. 전력 증폭 회로는 또한, 휴대용 무선 전화에 존재하는 부분-대-부분 변화, 온도 변화, 부하 임피던스 변화, 및 주파수 변화를 보상하기 위해 인접 및 대체 채널 전력을 제어할 수 있게 한다.

본 발명의 전력 증폭기 회로는 필요한 인접 채널 및 대체 채널 전력 성능을 유지하면서도 전력 증폭기의 효율을 개선하는 매우 효율적인 방식을 제공한다. 인접 채널 및 대체 채널 전력은 실질적으로 전력 증폭기로부터 초래될 수 있다. 대안으로, 인접 채널 및 대체 채널 전력은 전송 경로에서 전력 증폭기를 선행하는 다른 송신기 회로로부터 초래될 수 있다. 본 발명의 전력 증폭기 회로는 또한 인접 채널 및 대체 채널 전력을 무선 전화에 제공된 부분-대-부분 변화에 대해서 제어하는 것을 허용한다.

Claims

전력 증폭 회로(300)에 있어서,

입력 신호를 증폭하여 증폭된 신호를 생성하기 위한 전력 증폭기(172);

상기 전력 증폭기(172)의 출력에 결합되며, 상기 증폭된 신호의 피크 레벨들과 상기 증폭된 신호의 평균 레벨을 검출하여, 상기 피크 레벨들의 표시와 상기 평균 레벨의 표시를 제공하는 피크-대-평균 검출기(180); 및

상기 피크-대-평균 검출기(180)와 상기 전력 증폭기(172)에 결합되며, 상기 피크 레벨들의 표시와 상기 평균 레벨의 표시에 응답하여 상기 전력 증폭기(172)로의 공급 전압을 조정함으로써 상기 증폭된 신호의 피크-대-평균 비율이 소정 레벨 위로 증가하면 상기 공급 전압을 낮추게 하고, 상기 증폭된 신호의 상기 피크-대-평균 비율이 상기 소정 레벨 아래로 감소하면 상기 공급 전압을 높이도록 하는 제어기(181)

를 포함하는 전력 증폭 회로.
제1항에 있어서, 상기 제어기(181)는 상기 전력 증폭기(172)로의 상기 공급 전압을 조정함으로써, 상기 증폭된 신호의 평균 피크-대-평균 비율(mean peak-to-average ratio)이 원하는 평균 피크-대-평균 비율 위로 증가하면 상기 공급 전압을 낮추게 하고, 상기 증폭된 신호의 상기 평균 피크-대-평균 비율이 상기 원하는 평균 피크-대-평균 비율 아래로 감소하면 상기 공급 전압을 높이도록 하는 전력 증폭 회로.
제2항에 있어서, 상기 제어기(181)는 상기 전력 증폭기(172)가 상기 평균 피크-대-평균 비율을 상기 원하는 평균 피크-대-평균 비율과 실질적으로 동일하게 유지하도록 하는 전력 증폭 회로.
제3항에 있어서, 상기 평균 피크-대-평균 비율은 소정 시간 주기에 대한 상기 증폭된 신호의 상기 피크 레벨들의 평균값 대 상기 증폭된 신호의 상기 평균 레벨의 비율을 포함하는 전력 증폭 회로.
제4항에 있어서, 상기 피크-대-평균 검출기는 상기 평균 피크-대-평균 비율을 계산하는 것을 특징으로 하는 전력 증폭 회로.
제4항에 있어서, 상기 제어기(181)는 상기 평균 피크-대-평균 비율을 계산하는 전력 증폭 회로.
무선 주파수(RF) 신호를 증폭하는 방법에 있어서,

증폭된 신호를 생성하기 위해서 전력 증폭기로 상기 RF 신호를 증폭하는 단계(252);

상기 증폭된 신호의 평균 출력 레벨과 피크 레벨들을 검출하는 단계(254, 256);

상기 증폭된 신호의 피크-대-평균 비율을 계산하는 단계(258); 및

상기 피크-대-평균 비율이 소정 레벨 위로 증가할 때 상기 전력 증폭기로의 공급 전압을 낮추거나(262), 상기 피크-대-평균 비율이 소정 레벨 아래로 감소할 때 상기 전력 증폭기로의 상기 공급 전압을 높이는 단계(266)

를 포함하는 방법.
제7항에 있어서, 원하는 평균 전력을 갖는 상기 증폭된 신호를 생성하기 위해서 상기 RF 신호의 평균 진폭을 조정하는 단계(268)를 더 포함하는 방법.
제7항에 있어서, 상기 피크-대-평균 비율은 하나의 시간 주기 또는 소정 갯수의 피크 레벨들에 대한 최대 피크-대-평균 비율(maximum peak-to-average ratio)을 포함하는 방법.
제7항에 있어서, 상기 피크-대-평균 비율은 하나의 시간 주기 또는 소정 갯수의 피크 레벨들에 대한 평균 피크-대-평균 비율(mean peak-to-average ratio)을 포함하는 방법.