KR100318336B1

KR100318336B1 - Ｇ.723.1 ｍｐ－ｍｌｑ 코드북 검색 시간 단축 방법.

Info

Publication number: KR100318336B1
Application number: KR1020000001750A
Authority: KR
Inventors: 김정진; 장경아; 배명진
Original assignee: 대표이사 서승모; (주)씨앤에스 테크놀로지
Priority date: 2000-01-14
Filing date: 2000-01-14
Publication date: 2001-12-22
Anticipated expiration: 2020-01-14
Also published as: KR20010073391A

Abstract

본 발명은 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 시간 단축 방법에 관한 것으로, G.723.1 MP-MLQ의 최적 펄스 검색시 그리드 비트의 사전 결정을 통해 각 프레임의 서브 프레임내의 짝수 및 홀수 번째 펄스 모두 검색을 수행하지 않고, 짝수 및 홀수 번째 펄스 중 어느 한 부분의 검색 수행이 되도록 하여 검색 시간을 절반으로 줄임으로써, 저전송 환경하에서 계산량을 감소시키는 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 시간 단축 방법에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 짝수 및 홀수 번째 펄스를 갖는 목적 벡터를 생성하는 단계와, 상기 목적벡터의 진폭을 결정하는 단계와, 상기 목적 벡터를 이용하여 합성음을 생성하는 단계와, 상기 합성음을 DC가 제거된 원음과 비교하는 단계와, 상기 비교에 의해 그리드 비트를 결정하는 단계와, 상기 그리드 비트가 0인지를 확인하는 단계와, 상기 그리드 비트가 0인 경우, 짝수 번째 펄스를 검색하는 단계와, 상기 그리드 비트가 1인지 확인하는 단계와, 상기 그리드 비트가 1인 경우, 홀수 번째 펄스를 검색하는 단계와, 상기 그리드 비트가 0 및 1이 아닌 경우, 짝수/홀수 번째 펄스 모두 검색하는 단계로 구성되어 진다.

Description

Ｇ.723.1 ＭＰ－ＭＬＱ 코드북 검색 시간 단축 방법. {Method of reducing G.723.1 MP-MLQ code-book search time}

본 발명은 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 시간 단축 방법에 관한 것으로, G.723.1 MP-MLQ의 최적 펄스 검색시 그리드 비트의 사전 결정을 통해 각 프레임의 서브 프레임내의 짝수 및 홀수 번째 펄스 모두 검색을 수행하지 않고, 짝수 및 홀수 번째 펄스 중 어느 한 부분의 검색 수행이 되도록 하여 검색을 절반으로 줄임으로써, 저전송 환경하에서 계산량을 감소시키는 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 시간 단축 방법에 관한 것이다.

G.723.1 보코더는 인터넷 폰, 화상회의, 음성 우편 시스템, 음성 페이저 등에 응용이 가능한데, 5.3/6.3kbps의 이중 전송률을 갖는 구조로 되어있으면서, 낮은 전송률에 비해서 우수한 음질을 제공하고 있다.

또한, 상기 G.723.1 보코더는 이중 전송률 구조에 의해 다른 보코더 표준안들에 비해 응용성이 높고, 최적의 전송 환경을 제공하고 있다.

또한, 상기 G.723.1 보코더는 합성에 의한 선형 예측 분석법에 기반을 두고 있으며, 인지 가중화 에러 신호를 감소시키는데 역점을 두고 있다.

또한, 상기 G.723.1 보코더는 1 프레임당 240 샘플 신호를 포함하고 있는데, 그것은 8KHz 샘플링 레이트로 30 msec에 해당한다.

도 1은 종래의 기술에 의한 G.723.1 보코더에 대한 회로 블럭도이다.

도 1을 참조하면서, G.723.1 보코더의 제 부분에 대한 상세한 설명을 다음에 하기로 한다.

연속 음성 샘플 신호 y[n]가 프레이머(1)에 인가되면, 상기 프레이머(1)는 상기 입력신호를 1 프레임당 240 샘플 신호를 가지고, 두개의 부프레임을 가지는 신호로 변환한다. 또한, 상기 변환된 신호를 재차 2등분하여 1 프레임당 240 샘플을 가지고, 네개의 부프레임을 가지는 신호를 생성시킨다.

또한, 상기 프레이머(1)의 출력을 인가받은 고주파 통과 필터(2)는 DC성분을 제거 한후, LP 계수 분석부(3)에 신호를 전달하면, 상기 LP 계수 분석부(3)는 LP(Linear predictive) 계수의 연산을 수행한다. 이 때, 매 프레임당 네개의 LP 계수 조합이 생성되는데, 이런 LP 계수 조합은 단기 인지 가중화 필터(Short-term perceptual weighting filter)를 구축하는데 이용된다.

또한, LSP 양자화기(4)는 상기 LP 계수 분석부(3)의 출력신호를 인가받아, 상기 LP 계수(Linear predictive coefficient)를 LSP 계수로 변환하고, LSP 복호화기(5)는 상기 LSP 양자화기(4)의 출력을 인가받아 상기 LSP 계수에 대한 부호화가 수행된다.

또한, LSP 보간기(6)는 상기 LSP 복호화기(5)의 출력신호를 인가받아, 복호화된 LSP 벡터와 이전 프레임의 복호화된 LSP 벡터 간의 선형 보간을 수행한다.

한편, 포만트 인지 가중치부(7)는 상기 고주파 통과 필터(2) 및 상기 LP 계수 분석부(3)의 출력신호를 인가받아, 매 프레임당 포만트 인지 가중화 필터링을 수행한다. 이 때, 상기 LP 계수 분석부(3)의 출력신호는 양자화가 수행되지 않은LP 계수를 의미한다.

또한, 피치 연산부(8)는 매 프레임에 대해 두번의 피치 연산이 수행되는데, 한번은 4개의 부프레임 중에서 제0 및 제1 프레임에 대한 연산수행이고, 나머지 한번은 제2 및 제3 부프레임에 대한 연산수행이다.

이 때, 한가지 언급할 사항은 이제부터의 각 블록에 대한 연산의 수행은 1 프레임 전체의 신호를 대상으로 하는 것이 아니라, 부프레임 기반 연산 수행이라는 점이다.

고조파 잡음(Harmonic Noise)형성부(9)는 부호화된 음성 신호의 질을 높이기 위한 부분이고, 임펄스 응답 계산부(10)는 폐루프 분석을 위해 포만트 인지 가중화 필터링 신호(W(z)), LSP 보간기(6) 출력신호() 및 고조파 잡음 형성부(9) 출력신호(P(z))의 조합 필터링 신호에 대한 임펄스 응답을 제공하고, 제로 입력 응답부(11)는 상기 조합 필터링 신호의 제로 입력 응답을 제공하고, 피치 예측부(12)는 적응 코드북 여기원이고, MP-MLQ부(13)는 6.3 kbps에 대한 고정 코드북 여기원이고, ACELP(13)는 5.3kbps에 대한 고정 코드북 여기원이다.

또한, 피치 복호화기(14)는 적응 코드북 여기원에 대한 복호화를 수행하는 부분이고, 여기 복호화기(Excitation decoder)(15)는 고정 코드북 여기원에 대한 부호화를 수행하는 부분이다.

또한, 메모리 업데이트부(16)는 부프레임을 부호화하는 마지막 과정으로서, 포만트 인식 가중치 필터링 신호(W(z)), LSP 보간기(6) 출력신호() 및 고조파잡음 형성부(9) 출력신호(P_i(z))를 메모리에 업데이트하는 부분이다.

도 2는 종래의 기술에 의한 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 방법에 대한 순서도이다.

이하 설명에서 잔차신호(r[n])는 도 1에서 목적 벡터(t[n]) 와 피치 예측부(12)의 출력신호(p[n])의 차신호를 의미한다.

도 2에 도시한 바와 같이, 잔차신호가 신생 목적 벡터로서, MP-MLQ부에 입력되는 단계(S10)와, 상기 신생 목적 벡터에 대한 양자화를 수행하는 단계(S20)와, 상기 신생 목적 벡터와 상기 양자화 과정의 결과신호의 차이신호 즉, 에러 신호를 구하는 단계(S30)와, 상기 에러 신호에서 파라미터에 대한 추정 및 양자화를 수행하는 단계(S40)와, 상기 파라미터에 대한 추정 및 양자화 단계의 종료 후, 상기 에러 신호의 평균자승오차를 최소화하는 파라미터를 선택하는 단계(S50)와, 상기 선택된 파라미터가 전송되는 단계(S60)로 구성되어 진다.

상기와 같은 과정을 갖는 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 방법을 도 1 및 도 2를 참조하여 설명하면 다음과 같다.

먼저, 부프레임에서 샘플의 개수가 60개 라는 점을 재차 주지시키면서, 설명을 수행하기로 한다.

잔차 신호(r[n])이 새로운 목적 벡터로서 MPMLQ부(13)에 입력되면, 상기 MP-MLQ부(13)는 상기 신생 목적 벡터에 대한 양자화를 수행한다. 이 때, 상기 양자화 과정은 상기 신생 목적벡터를 다음 수식 r'[n]을 이용하여 근사화하는 과정을말한다.

[수학식 1]

이 때, r'[n]은 여기 복호화기(15) 출력신호(ν[n])와 임펄스 응답 h[n]의 콘볼루션 값인데, 상기 ν[n]신호는 다음 수식과 같이 주어진다.

[수학식 2]

이 때, 상기 수학식 1 및 2 에서 n의 범위는 부프레임의 샘플을 의미한다. 즉, 부프레임의 샘플 개수가 60개 임을 의미한다. 또한, 수학식 2에서 G는 이득, δ[n]는 Dirac함수, {α_k}_{k = 0 ... M-1}와 {m_k}_{k = 0 ... M-1}는 각각 Dirac 함수의 부호(±1)와 위치를 나타낸다. 즉, {α_k}_{k = 0 ... M-1}는 Dirac 함수가 양수값을 가지는지 혹은 음수값을 가지는지에 대한 것을 나타내고, {m_k}_{k = 0 ... M-1}는 상기 Dirac 함수의 크기를 의미한다.

또한, 상기 수학식 2에서 M은 펄스의 갯수를 나타내는데, 짝수 번째 부프레임에서는 6을, 홀수번째 부프레임에서는 5의 값을 갖는다.

이 때, 펄스의 위치는 제한적인데, 즉, 펄스의 위치가 모두 짝수번째 펄스이거나 홀수번째 펄스이어야 한다. 또한, 짝수 번째 펄스만 추출 혹은 홀수 번째 펄스만 추출하는 것은 그리드 비트에 의해 식별되지만, 파라미터 G, {α_k}_{k = 0 ... M-1}및{m_k}_{k = 0 ... M-1}은 에러신호 err[n]의 평균자승오차를 최소화하기 위해 적절히 도출되어 져야만 한다. 다음 수식은 상기 목적 벡터 r[n]과 상기 목적 벡터의 근사신호 r'[n]의 차신호, 즉 에러신호를 나타낸다.

[수학식 3]

이 때, 상기 파라미터들에 대한 추정과 양자화는 합성에 의한 분석법에 의해 수행되는데, 상기 파라미터 G_max는 다음과 같은 과정에 의해 추정되고, 양자화 된다.

먼저, 임펄스 응답 h[n]과 신생 목적벡터 r[n]과의 상호상관 함수를 계산을 수행하는데, 상기 계산식은 다음 수식과 같이 주어진다.

[수학식 4]

이 때, j는 부프레임에서의 샘플을 의미한다.

또한, 상기 추정 이득 G는 다음 수식과 같이 주어진다.

상기 추정 이득이 구해진 후, 추정된 이득 G_max는 대수 양자화기에 의해 양자화된다. 이 때, 상기 대수 양자화기는 5.3kbits/6.3kbits 모두에 쓰이며, 각각의레벨이 3.2 dB인 24단계로 구성되어 있다.

또한, 상기 추정 이득 G_max이 양자화된 값을라 할 때,주변으로 부가적인 이득 값들이 [- 3.2,+ 6.4] 범위 내에서 선택된다. 이런 이득값들 각각에 대해서 펄스들의 위치와 부호들은 순차적으로 최적화되는데, 상기 과정은 짝수 혹은 홀수 번째 그리드 비트에 대해 반복된다.

마지막으로, 상기 에러신호(err[n])의 평균자승오차를 최소화하는 양자화된 파라미터들의 조합이 선택되고, 이렇게 얻어진, 펄스 위치와 이득의 최적 조합이 전송되어 진다. 상기 펄스 위치를 전송하기 위해서는의 조합 코딩이 사용된다.

또한, 부프레임의 샘플 개수가 60개인 경우에서, 피치 구간이 짧은 음성신호의 음질을 향상하기 위해 다음의 부가적인 과정이 사용된다. 부프레임 0과 1의 피치 지연 L₀가 58보다 작거나 부프레임 2와 3의 피치지연 L₁이 58보다 작다면, 상기 양자화 과정에서 L₀나 L₁의 피치 주기 인덱스를 갖는 단일 Dirac 함수 대신에 Dirac 함수의 펄스열이 각 펄스 위치 m_k에 대해 사용된다.

또한, 상기 신생 목적 벡터 r[n]을 나타내기 위해 Dirac 함수의 펄스열을 사용할 것인지 단일 Dirac 함수를 사용할 것인지에 대한 선택은 평균자승오차 계산에 의해 이루어진다. 즉, 평균자승오차를 최소화하는 파라미터들이 선택되고, 그 값이전송되게 된다.

그러나, 상기 종래의 기술에 의한 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 방법에 있어서, G.723.1 보코더가 음성신호를 성분 분리하여 합성하는 방식인 CELP 보코더 계열의 합성에 의한 분석방법을 사용하기 때문에 많은 계산량으로 인한 처리 시간의 소모를 피할 수 없다는 단점을 가지고 있다.

또한, G.723.1이 두개의 서로 다른 보코더를 포함하고 있기 때문에 많은 내부 메모리와 계산량을 필요로 하며, 특히, 상기 G.723.1 보코더의 내부 블록에서 MP-MLQ는 ACELP에 비해 고정 코드북 검색시 많은 계산량으로 인해 실시간 구현이 어렵다는 단점을 가지고 있다.

따라서, PC를 기반으로 하는 인터넷 폰에는 저가의 DSP를 사용가능하게 할 수 있게 끔 알고리즘 계산량이 적어야 한다는 점에 위배된다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여, G.723.1 MP-MLQ의 최적 펄스 검색시 그리드 비트의 사전 결정을 통해 각 프레임의 서브 프레임내의 짝수 및 홀수 번째 펄스 모두 검색을 수행하지 않고, 짝수 및 홀수 번째 펄스 중 어느 한 부분의 검색 수행이 되도록 하여 검색을 절반으로 줄임으로써, 저전송 환경하에서 계산량을 감소시키는 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 시간 단축 방법을 제공하는데 있다.

상기 본 발명의 목적을 달성하기 위한 기술적 사상으로, 본 발명은 짝수 및 홀수 번째 펄스를 갖는 목적 벡터를 생성하는 단계와, 상기 목적벡터의 진폭을 결정하는 단계와, 상기 목적 벡터를 이용하여 합성음을 생성하는 단계와, 상기 합성음을 DC가 제거된 원음과 비교하는 단계와, 상기 비교에 의해 그리드 비트를 결정하는 단계와, 상기 그리드 비트가 0인지를 확인하는 단계와, 상기 그리드 비트가 0인 경우, 짝수 번째 펄스를 검색하는 단계와, 상기 그리드 비트가 1인지 확인하는 단계와, 상기 그리드 비트가 1인 경우, 홀수 번째 펄스를 검색하는 단계와, 상기 그리드 비트가 0 및 1이 아닌 경우, 짝수/홀수 번째 펄스 모두 검색하는 단계를 포함하는 발명이 제시된다.

도 3은 본 발명에 의한 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 시간 단축 방법을 설명하기 위한 순서도이다.

도 4는 본 발명에 의한 G.723.1 MP-PLQ 코드북 검색 시간 단축 방법에 있어서, 그리드 비트를 결정하는 단계를 나타내는 순서도이다.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

1 : 프레이머 2 : 고주파 통과 필터

3 : LP 계수 분석부 4 : LSP 양자화기

5 : LSP 복호화기 6 : LSP 보간기

7 : 포만트 인지 가중치부 8 : 피치 연산부

9 : 고조파 잡음 합성부 10 : 임펄스 응답 계산부

11 : 제로 입력 응답 12 : 피치 예측부

13 : MP-MLQ/ACELP 14 : 피치 복호화기

15 : 여기 복호화기 16 : 메모리 업데이트부

이하 본 발명의 실시 예를 첨부한 도면을 참조하면서, 그 구성 및 작용에 대하여 상세히 설명하기로 한다.

도 3은 본 발명에 의한 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 방법을 설명하기 위한 순서도이다.

도 3에 도시된 바와 같이, 짝/홀수 번째 펄스를 갖는 목적 벡터를 생성하는 단계(S100)와, 상기 목적벡터의 진폭을 결정하는 단계(S110)와, 상기 목적 벡터를 이용하여 합성음을 생성하는 단계(S120)와, 상기 합성음을 DC가 제거된 원음과 비교하는 단계(S130)와, 상기 비교에 의해 그리드 비트를 결정하는 단계(S140)와, 상기 그리드 비트가 0인지를 확인하는 단계(S150)와, 상기 그리드 비트가 0인 경우, 짝수 번째 펄스를 검색하는 단계(S160)와, 상기 그리드 비트가 1인지 확인하는 단계(S170)와, 상기 그리드 비트가 1인 경우, 홀수 번째 펄스를 검색하는 단계(S180)와, 상기 그리드 비트가 0 및 1이 아닌 경우, 짝수/홀수 번째 펄스 모두 검색하는단계(S190)로 구성되어 진다.

상기와 같은 과정을 갖는 본 발명의 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 시간 단축 방법을 설명하면 다음과 같다.

먼저, 짝수 및 홀수 번째 펄스를 갖는 목적 벡터를 다음 수식을 이용하여 생성한다.

[수학식 5]

이 때, L은 부프레임의 길이이고, i는 짝수 혹은 홀수를 나타내기 위한 변수이다. 또한, r[2×n+i]는 상기 신생 목적벡터를 의미한다.

또한, ν_i[2×n+i]는 i = 0 및 1에 대한 즉, 짝수 번째 및 홀수 번째 목적벡터 생성을 의미한다.

예를 들어, 상기 부프레임에서 L = 60이면, n = 0 ~ 29 이고, 짝수 번째 펄스 목적벡터는 ν₀[0], ν₀[2], ν₀[4], ... , ν₀[58]이고, 홀수 번째 펄스 목적펄스는 ν₁[1], ν₁[3], ν₁[5], ... , ν₀[59]가 된다. 상기와 같이 얻어진 짝수 번째 펄스 목적벡터 및 홀수 번째 펄스 목적벡터의 진폭은 종래의 G.723.1보코더 연산 수행 방법과 유사하게 다음 수식과 같이 주어진다.

[수학식 6]

상기 수학식 6에서 짝수 번째 펄스 목적벡터 및 홀수 번째 펄스 목적벡터의 진폭은±1인데, 이는 실제 전송되는 벡터의 진폭과 유사하게 진폭을 설정한 것으로서, 상기 목적 벡터의 값이 0보다 크면, 진폭은 1, 0보다 작으면 진폭은 -1, 그 외의 값을 가지면 0으로 변환된다. 상기 수학식 6에 의해 상기 목적 벡터의 진폭이 결정되면, 상기 목적 벡터와 도 1에서의 조합필터(S(z))의 임펄스 응답 h[n]과 콘볼루션을 통해 합성음을 생성하는데, 그 수식은 다음과 같이 주어진다.

[수학식 7]

또한, 상기 수학식 7에서 얻어진 신호는 DC가 제거된 원음 S[n]과 비교되어지는데, 이 때, 원음 S[n]과 상기 수학식 7에 의한 짝수 번째 펄스 및 홀수 번째 펄스의 합성음 S₀'[n], S₁'[n] 과의 차의 절대값을 부프레임에 대해 합산하면, 에러신호가 도출되는데, 그 수식은 다음과 같이 주어진다.

[수학식 8]

[수학식 9]

또한, 상기 원음과 짝수 펄스 번째 합성음 혹은 상기 원음과 홀수 번째 펄스 합성음과의 에러 신호가 결정되면, 상기 각각의 에러값을 서로 비교하여 그리드 비트를 결정하게 된다.

이 때, 원음과 짝수 펄스 번째 합성음과의 에러값을 err0, 원음과 홀수 펄스 번째 합성음과의 에러값을 err1이라고 하면, 다음 수식에 의해 그리드 비트가 결정된다.

[수학식 10]

상기 수학식 10에서 보듯이, err0 가 err1보다 작으면, 그리드 비트는 0이고, err1이 err0보다 작으면 그리드 비트는 1이 된다.

또한, 상기 수학식 10의 조건을 만족하지 않는 경우, 즉, err0 와 err1이 서로 동일한 경우에는 종래의 G.723.1의 연산 수행과 동일하게 짝수 및 홀수 번째 펄스 모두에 대해 검색을 수행한다.

상기 방법에 의해 그리드 비트가 결정되면, 상기 그리드 비트값에 의해 짝수 번째 펄스를 검색할 것인지 혹은 홀수 번째 펄스를 검색할 것인지가 결정된다. 즉, 그리드 비트가 0 이면, 짝수 번째 펄스만을 검색하며, 그리드 비트가 1이면, 홀수 번째 펄스만을 검색하여, 종래의 G.723.1의 연산 수행 방법의 짝수 번째 펄스 및 홀수 번째 펄스 모두에 대해 검색을 수행하여 계산량이 많으므로 인해 검색시간의 소모가 발생하는 점을 해결할 수가 있다.

도 4에서 도시한 바와 같이, 짝수 번째 펄스 합성음 인지 여부를 확인하는 단계(S200)와, 짝수 번째 펄스 합성음인 경우, 원음과 짝수 번째 펄스 합성음과의 차신호의 절대값의 합, 즉 제0 에러신호를 생성하는 단계(S210)와, 짝수 번째 펄스 합성음이 아닌 경우, 원음과 홀수 번째 합성음과의 차신호의 절대값의 합, 즉 제1 에러신호를 생성하는 단계(S220)와, 제0 에러 신호가 제1 에러 신호가 동일한 값을 가지는지 확인하는 단계(S230)와, 제1 에러 신호가 제0 에러 신호보다 큰 값을 가지는지 확인하는 단계(S240)와, 제1 에러 신호가 제0 에러 신호보다 큰 값을 가지는 경우, 그리드 비트를 0으로 결정하는 단계(S250)와, 제0 에러 신호가 제1 에러 신호보다 큰 값을 가지는 경우, 그리드 비트를 1로 결정하는 단계(S260)로 구성되어 진다.

상기와 같은 과정을 갖는 본 발명의 G.723.1 보코오더의 연산 시간 단축 방법에 있어서, 그리드 비트를 결정하는 과정을 설명하면 다음과 같다.

상기 수학식 7에 의해서 합성음이 생성되면, 합성음의 부프레임내의 60 샘플중에서 짝수 번째 펄스는 DC제거된 원음과 뺄셈을 수행한 절대값을 한 부프레임내에서 합산을 수행하여 제0 에러 신호를 얻는다.

또한, 상기 합성음의 부프레임내 60 샘플 중에서 홀수 번째 펄스는 DC제거된 음성과 뺄셈을 수행한 절대값을 한 부프레임내에서 합산을 수행하여 제1 에러 신호를 얻는다.

상기와 같이 제0 에러 신호 및 제1 에러 신호가 생성되면, 두 에러 신호를 서로 비교 수행하여, 제0 에러 신호의 값이 제1 에러의 신호보다 크면, 그리드 비트는 1로 결정되고, 제1 에러 신호의 값이 제0 에러의 신호보다 크면 그리드 비트는 0으로 결정된다.

이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명은 짝수 및 홀수 번째 펄스를 갖는 목적 벡터를 생성하는 단계와, 상기 목적벡터의 진폭을 결정하는 단계와, 상기 목적 벡터를 이용하여 합성음을 생성하는 단계와, 상기 합성음을 DC가 제거된 원음과 비교하는 단계와, 상기 비교에 의해 그리드 비트를 결정하는 단계와, 상기 그리드 비트가 0인지를 확인하는 단계와, 상기 그리드 비트가 0인 경우, 짝수 번째 펄스를 검색하는 단계와, 상기 그리드 비트가 1인지 확인하는 단계와, 상기 그리드 비트가 1인 경우, 홀수 번째 펄스를 검색하는 단계와, 상기 그리드 비트가 0 및 1이 아닌 경우, 짝수/홀수 번째 펄스 모두 검색하는 단계로 구성되어,

G.723.1 MP-MLQ의 최적 펄스 검색시 그리드 비트의 사전 결정을 통해 각 프레임의 서브 프레임내의 짝수 및 홀수 번째 펄스 모두 검색을 수행하지 않고, 짝수 및 홀수 번째 펄스 중 어느 한 부분의 검색 수행이 되도록 하여 검색을 절반으로 줄임으로써, 저전송 환경하에서 계산량을 감소시키는 효과가 있다.

Claims

G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 시간 단축 방법에 있어서,

짝수 및 홀수 번째 펄스를 갖는 목적 벡터를 생성하는 단계와,

상기 목적벡터의 진폭을 결정하는 단계와,

상기 목적 벡터를 이용하여 합성음을 생성하는 단계와,

상기 합성음을 DC가 제거된 원음과 비교하는 단계와,

상기 비교에 의해 그리드 비트를 결정하는 단계와,

상기 그리드 비트가 0인지를 확인하는 단계와,

상기 그리드 비트가 0인 경우, 짝수 번째 펄스를 검색하는 단계와,

상기 그리드 비트가 1인지 확인하는 단계와,

상기 그리드 비트가 1인 경우, 홀수 번째 펄스를 검색하는 단계와,

상기 그리드 비트가 0 및 1이 아닌 경우, 짝수/홀수 번째 펄스 모두 검색하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 시간 단축 방법.
청구항 1에 있어서, 짝수 및 홀수 번째 펄스를 갖는 목적 벡터를 생성하는 단계는 다음 수식에 의해 결정된다.

[수학식 11]
청구항 1에 있어서, 상기 목적 벡터의 진폭을 결정하는 단계에 있어서, 목적 벡터의 진폭은 동일한 크기로 조정하는 것을 특징으로 하는 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 시간 단축 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 합성음을 생성하는 단계는 다음 수식에 의해 결정된다.

[수학식 12]
청구항 1에 있어서, 상기 그리드 비트를 결정하는 단계는

짝수 번째 펄스 합성음 인지 여부를 확인하는 단계와,

짝수 번째 펄스 합성음인 경우, 원음과 짝수 번째 펄스 합성음과의 차신호의 절대값의 합, 즉 제0 에러신호를 생성하는 단계와,

짝수 번째 펄스 합성음이 아닌 경우, 원음과 홀수 번째 합성음과의 차신호의 절대값의 합, 즉 제1 에러신호를 생성하는 단계와,

제0 에러 신호가 제1 에러 신호가 동일한 값을 가지는지 확인하는 단계와,

제1 에러 신호가 제0 에러 신호보다 큰 값을 가지는지 확인하는 단계와,

제1 에러 신호가 제0 에러 신호보다 큰 값을 가지는 경우, 그리드 비트를 0으로 결정하는 단계와,

제0 에러 신호가 제1 에러 신호보다 큰 값을 가지는 경우, 그리드 비트를 1로 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 G.723.1 MP-MLQ 코드북 검색 시간 단축 방법.
청구항 5에 있어서, 상기 제0 에러신호를 생성하는 단계는 다음 수식에 의해 생성된다.

[수학식 13]
청구항 5에 있어서, 상기 제1 에러신호를 생성하는 단계는 다음 수식에 의해 생성된다.

[수학식 14]