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KR100268361B1 - 코드분할다중접속 고정수신 시스템의 초기동기 방법 - Google Patents

코드분할다중접속 고정수신 시스템의 초기동기 방법 Download PDF

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KR100268361B1
KR100268361B1 KR1019970030478A KR19970030478A KR100268361B1 KR 100268361 B1 KR100268361 B1 KR 100268361B1 KR 1019970030478 A KR1019970030478 A KR 1019970030478A KR 19970030478 A KR19970030478 A KR 19970030478A KR 100268361 B1 KR100268361 B1 KR 100268361B1
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정규석
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Abstract

본 발명은 CDMA 수신기에서 초기동기를 신속하게 하기 위한 것으로서, 수신되는 의사잡음부호를 일정한 크기의 한 주기의 신호를 윈도우의 크기만큼 수신하여 그 윈도우내에서 각 칩의 대표값을 결정하여 이를 당해 칩의 신호로 간주하여 의사잡음부호를 결정하는 코드분할다중접속(CDMA) 수신 시스템의 초기동기 방법에 있어서, 각 주기에서 오프셋(off-set)이 같은 연속하는 n개의 PN부호를 선택하고, 각 주기에서 연속되는 m〈n인 m개의 PN부호의 위상차를 구하여 다음의 PN부호를 계속하여 n개의 PN부호를 구하고, 상기에서 구해진 각 주기의 n개의 PN부호에 근거하여 그 윈도우내의 PN부호의 대표값을 구하여 이를 그 의사잡음부호(PN코드)로 결정하는 초기동기이다.
또한 이를 검증하기 위하여 상기의 과정을 통하여 구해진 신호를 제1의사잡음신호(PN코드)로 하고, 각 주기에서 p만큼 오프셋을 각각 이동시켜 상기의 과정과 동일하게 하여 제2의사잡음신호를 구하고, 상기에서 구해진 제1의사잡음신호를 가지고, 이 PN코드를 발생시킨 씨드를 IS-95의 PN발생기의 발생식으로부터 구하고, 상기 씨드를 PN발생기에 입력시켜 p클럭만큼 이동시켜 생성된 신호가 상기 제2의사잡음신호와 일치하면 동기가 맞았다고 판단하고, 일치하지 않으면 동기가 맞지않았다고 판단하여 상기의 과정을 반복하는 초기동기 방법이다.
본 발명의 상기 방법에 의하면, 기존의 방법과는 달리 빠르고 정확하게 초기동기를 맞출 수 있다.

Description

코드분할다중접속 고정 수신 시스템의 초기동기 방법
제1도는 종래의 초기동기 시스템 블럭도,
제2도는 종래의 초기동기 시스템에서 초기동기를 획득하는 구성도,
제3도는 본 발명의 고속 가상잡음 초기동기 구성도,
제4도는 다중심볼 차동검출 방법의 구조도,
제5도는 가상잡음부호 발생기의 하드웨어 구성도,
제6도는 본 발명의 검증 알고리즘에 대한 처리 흐름도,
제7도는 본 발명의 검증 알고리즘에 대한 예시도이다.
[산업상 이용분야]
본 발명은 코드분할다중접속(Code Division Multiple Access : CDMA) 방법을 이용한 고정통신 시스템의 수신부에서 의사잡음(Psudonoise : PN) 부호의 초기동기(acquisition)를 종래의 직렬탐색(serial search)방식이 아닌 다른 방식으로 고속으로 수행하는 것으로, 이동통신 채널 환경이 비교적 좋은 상황에서 여러 개의 의사잡음부호를 수신하여 신속하에 동기를 찾는 방법에 관한 것이다.
[발명이 속하는 기술분야 및 그 분야의 종래기술]
코드분할다중접속(CDMA) 방식의 시스템은 송신측에서 전송하려고 하는 신호를 가상잡음(PN) 코드를 이용하여 더 넓은 대역으로 확산하여 전송하고, 수신측에서는 전송된 가상잡음 코드와 동일한 코드패턴을 찾아 이를 이용하여 대역을 역확산하여 원신호를 복원하게 된다. 여기서 수신된 가상잡음과 수신부에서 생성된 가상잡음이 시간적으로 동기가 맞아야 하는 것이 중요한데, 이에 대한 처리를 동기과정이라 한다. 이 동기과정은 한 칩간격으로 듬성하게(coarse alignment) 동기를 맞추는 초기동기(acquisition) 과정과 한 칩이내에서 정확하게(fine alignment) 동기를 맞추는 동기추적(tracking) 과정으로 분류된다. 여기서 제시한 방식은 이중 초기동기과정에 대한 것으로 이 방식을 이용할 경우 기존에 사용되는 방식에 비해 훨씬 빨리 초기 동기를 획득할 수 있다.
일반적으로 초기동기획득 방식으로는 직렬탐색(serial search) 방식, 순차적 예측(sequential estimation) 방식, 정합필터(matched filter) 방식이라는 3가지 방식이 있는데, 기존의 CDMA 디지털 이동통신 시스템들은 비록 초기동기과정에 시간이 많이 소요되는 단점이 있지만, 하드웨어 구성의 간편함과 낮은 신호대 잡음비에서도 성능이 우수하다는 장점 때문에 대부분 직렬탐색(serial search)방식을 채택하고 있으며 이 방식은 도1과 같은 구조를 가지고 있다.
이 방식에서는 도1에서 나타난바와 같이 수신된 신호는 수신기 내부에서 가상잡음 코드 발생기에 의해 생성된 기준신호인 코드패턴들과, 관찰하고자 하는 일정기간인 윈도우 크기(window size) 동안 곱해져서 누적시킨 후 기준신호를 한 클럭씩 변경시켜 가면서 2n-1에 해당하는 전주기간동안 반복시킨 다음, 이중 가장 큰 상관값(correlation value) Vs를 갖는 코드패턴을 찾아서 동기를 맞춘다. 도2에는 수신된 가상잡음(수신PN)과 수신부에서 생성된 가상잡음(생성PN)의 코드를 나타낸다. 이 그림에서 k와 k'은 각각 수신PN과 생성PN의 위상오프셋(phase offset)을 나타내고, M은 두 신호 사이에 상관을 취하는 길이(윈도우)를 나타낸다. 수신PN의 위상오프셋 k와 생성PN의 위상오프셋 k'과 같을때, 두 PN 코드의 상관값 Vs가 최대가 되며, 이때 초기동기가 맞았다고 본다.
두 PN코드 사이의 상관값은 아래 식처럼 표시된다.
Vs = (sk+ nk) × sk'+ ( sk+1+ nk+1) × sk'+1+ . . . + (sk+M+ nk+M) × sk'+M(1)
여기서 (sk, ..., sk+M)는 수신PN이고, (sk', ..., sk'+M)는 생성PN, (nk, ..., nk+M)는 백색가우시언잡음(White Gaussian Noise)을, M은 윈도우 크기를 각각 나타낸다.
이 방식을 사용할 경우에 초기동기에 소요되는 시간 Tacq은 아래와 같이 표현된다.
Tacq = PN 코드주기 × 윈도우 크기/PN코드속도(초) ----- (2)
위 식에 대해 현재 CDMA 디지탈 이동통신 시스템으로 상용화되고 있는 IS-95(Interim Standard-95) 시스템을 적용해 보면 PN코드속도는 1.2288Mcps(Chip per second)이고, PN 코드주기는 215-1(32,767)이며, 윈도우는 64~128정도의 값을 가지므로 Tacq는 대략 평균 1.7~3.4초가 소요된다.
[발명이 이루고자 하는 기술적 과제]
한편, 미래의 이동통신 시스템을 위해, 현재 기술적 추세에 있는 광대역 코드분할다중접속(Wideband CDMA)에서는 짧은 가상잡음 코드(short PN code) 대신, 232-1과 같은 긴 가상잡음코드(long PN code)를 사용하고 있다. 예를 들어 IS-95시스템의 경우 215-1을 사용하고 있는데 반해, 한국의 무선가입자망(Wireless Local Loop : WLL) 표준시스템에서는 232-1을 사용하고, 인터디지털사(Interdigital Corp. : IDC)의 WLL 시스템도 236-1의 긴 코드를 사용한다. 하지만 각 기지국은 긴 PN코드 전 주기를 다 사용하는 것이 아니라 일정한 시간 간격만큼만 사용한다. 예를 들어 WLL 시스템의 경우 232-1의 긴 코드중에서 20ms만큼만 사용한다. 만약 8.192Mcps(10MHz) 시스템인 경우에 기지국에서 사용하는 한 코드 주기는 8.192Mcps ×20ms = 163,840chips이 된다. 하지만, 종래의 직렬탐색방법으로는 각 기지국이 232-1의 긴 코드내의 어느 20ms을 사용하는지 전혀 정보를 알지 못하므로, 초기동기를 획득하기 위해서는 전 주기를 찾아야 된다는 취약점이 있다. PN코드속도도 10Mcps 정도의 고속을 사용하고 있으므로, 윈도우 크기를 64로만 하더라도
Tacq = 4× 64 × 109/107 ≒ 400분(6시간 40분)
정도 소요되어, 수초내에 처리되어야 하는 실제적인 시스템에는 적용하기 어려운 실정이다.
[발명의 구성 및 작용]
본 발명은 이 초기동기 과정을 기존시스템에서 사용하고 있는 직렬탐색방식을 사용하지 않고, 긴 주기의 가상잡음 코드 시퀀스 중에서 일부 세그먼트를 여러 주기 동안 수신하고 각 주기의 세그먼트내 코드간 위상차를 구하여 신호를 구하고이를 누적시켜 송신된 코드를 판정하여 제1수신코드를 구한다. 또한 이 결과를 검증하기 위하여 구해진 제1수신코드에서 일정한 거리만큼 이동된 곳의 코드를 같은 방법을 사용하여 제2수신코드를 구한다. 그리고 제1수신코드를 사용하여 씨드를 구하고 이 씨드를 PN 발생기에 입력시키고 일정한 클럭만큼 진행시켜 데이터를 얻는다. 이 데이터와 제2수신코드를 비교하여 일치하면 정당한 코드를 얻었다고 판정한다.
[실시예]
이하 본 발명의 실시예를 도면에 의거하여 상세히 설명한다.
도3은 본 발명에서 제안하는 초기동기 구성도를 알기 쉽게 도시한 그림이다.
가상잡음 코드의 한 주기내에서(예를 들어 WLL 시스템인 경우 20ms) 무선채널을 통해 수신기에 도달하는 n 칩(chips)의 가상잡음코드를 그림에서와 같이 수신한다. 이 수신과정을 그림에서와 같이 M번(윈도우 크기만큼) 반복한다. 수신되는 가상잡음 코드의 값을 R(복소수 : complex number)이라 하면, 도3에서 보듯이 Ri, j 로 나타낼 수 있다. 즉, Ri, j는 i번째 주기의 가상잡읍 코드의 j번째 칩의 수신된 값을 나타낸다. 이를 행렬로 나타내면 다음과 같다.
R1,1R1,2R1,3R1,4, , , R1,n
R2,1R2,2R2,3R2,4, , , R2,n
: (M x n 행렬)
RM,1RM,2RM,3RM,4, , , RM,n
위의 행렬에서 같은 열(column)에 있는 원소(element)들은 동일한 PN코드로서, M번 반복하여 수신된 구조이다.
본 발명에서는 다중심볼 차동검출(Multiple Symbol Dirrerential Detection : MSDD) 방법을 이용하여 위의 행렬에서 각 행(row)에 대한 위상의 차를 구하여 각 코드의 신호를 구한 후에, M으로 평균하여 n개의 PN코드를 결정한다. 또는 한 윈도우내에서 다수를 점하는 신호를 구하여 이를 그 코드의 신호로 PN코드를 결정할 수 있다.
본 발명에서 이용한 MSDD방법을 설명하면 다음과 같다.
MSDD 방법은, 차동검출(Differential Detection) 방법에서 단지 두개의 심볼간의 차이를 구하는 것 및 이를 더욱 확장하여, 다수개(N)의 심볼에 대한 최우심볼검출(Maximum likeihood symbol detection)을 함으로써 기존의 방식에 비해 성능을 향상시킨 방법이다.
본 발명은 회로 등을 간단하게 하기 위하여 하나의 심볼을 판정하기 위해 단지 바로 이전의 심볼과의 위상차만 비교하여 판정하는 방법도 있고, 이를 확장한 MSDD방법은 다수의 심볼(N-1개)을 판정하기 위해, N개의 심볼간의 가능한 모든 조합의 위상차를 구한 뒤에 결정변수를 만들어 비교한다. 여기서 위상차의 가능한 조합의 수는 N(N-1)/2 가지이고, 결정변수는 (2n-1) 가지이다.
예를 들어 N = 2 인 경우와 N = 3 인 MSDD 방법을 설명한다. 우선, Rk-2, Rk-1, Rk를 수신된 신호라 가정한다.
한편, 일반적으로 두 복소수 a, b에 대한 위상차(phase difference)는 다음과 같이 구해진다.
Re(ab*) = 1/2(a*b + ab*)
여기서 x*은 복소수 x에 대한 공액복소수(complex conjugate)이고, Re(x)는 복소수 x의 실수부(real part)를 나타낸다.
우선 Rk를 판정하기 위해 Rk-1과의 위상차를 구하여 판정한다.
즉, Re(RkR* k-1)의 값이 0보다 크면 Rk는 Rk-1와 같은 위상을 가지고, Re(RkR* k-1)의 값이 0보다 작으면 Rk는 Rk-1와 다른 위상을 갖는다.
한편, MSDD 방법은 앞에서 언급한 바와 같이 위상차의 가능한 조합의 수는 N(N-1)/2 가지인데 N = 3 이므로, 도4에서와 같이 Rk-1R* k-2, RkR* k-1, RkR* k-2의 세 가지 위상차를 구한다. 이렇게 얻어진 세가지 위상차를 가지고 아래의 표와 같이 4개의 결정변수(Z00, Z01, Z10, Z11)을 만든다. 이에 대해 실수부를 취한 뒤에 가장 큰 값에 대해서 두개의 심볼을 결정한다.
Figure kpo00001
세 가지 위상차에서 한 가지는 나머지에 의존적이 된다. 즉 위표에서 RkR* k-2는 Rk-1R* k-2와 RkR* k-1에 의존적임을 알 수 있다. 왜냐하면 Rk-1R* k-2가 1, RkR* k-1이 1이면 즉 Rk-2와 Rk-1사이에 위상차가 없고 또한 Rk-1과 Rk사이에 위상차가 없으면 Rk-2와 Rk사이에도 위상차는 존재하지 않는다. 따라서 RkR* k-2는 1이 된다. 마찬가지로 Rk-1R* k-2와 RkR* k-1중에 하나가 -1이면 즉 Rk-1R* k-2와 RkR* k-1중에 하나에 위상차가 존재하면 Rk-2와 Rk는 위상이 다르게 되므로 RkR* k-2= -1이 된다. 또한 Rk-1R* k-2이 -1, RkR* k-1이 -1이면 즉 Rk-2, Rk-1, Rk가 모두 그 위상이 다르면 Rk-2와 Rk는 그 위상에 차이가 없다. 따라서 RkR* k-2= 1이 된다. 여기서 Zjm의 첨자, j, m은 각각 Rk-2Rk-1와 Rk-1-Rk의 위상차를 나타낸다(-1인 경우가 위상차가 있는 경우이고, 1인 경우가 위상차가 없는 경우이다).
도4를 사용하여 심볼을 결정하는 방법을 설명한다.
우선 심볼을 지연시키고 심볼의 각 조합에 맞추어 공액복소수를 위하여 이를 곱한다. 즉 Rk-1R* k-2와 RkR* k-1를 만든다. 이렇게 하여 나온 복소수의 곱의 실수가 최대가 되는 것은 위상이 같거나 다른 때이므로 같을 때에 1을 곱하고, 다를 때에는 -1을 곱한다. 그리고 이들을 더한다. 이러한 위상차에 의한 조합은 모두 4개가 된다. 이들 4개의 수(Z0, Z1, Z10, Z11)를 모두 더하고 거기서 제일 큰 값을 구한다. 예를 들어 도4에서 처럼 Z1이 가장 크다고 가정을 하면, Rk-2-R* k-1는 위상변화가 없는 것이고, Rk-1-Rk-2는 위상 변화가 있는 것이다. 따라서 Rk-2를 +1로 가정한다면, Rk-1는 +1, Rk는 -1의 출력을 얻게 된다. 본 발명에서는 첫번째 칩을 일단 +1로 하여 가정한 뒤에 n-1개의 PN 칩을 결정하여 n개의 칩을 구한다.
상기 과정을 M번(윈도우의 크기만큼) 반복하여 그 평균값을 구하거나 대표값을 구하여 n개의 칩을 구한다.
이렇게 찾아진 n개의 칩으로부터 그 PN코드를 발생시킨 PN발생기의 시드값을 찾아낸다.
이를 찾기 위한 알고리즘을 현재 셀룰라에서 상용화되고 있는 IS-95를 예로 들어 설명한다.
현재 IS-95 셀룰라 시스템의 PN발생기의 발생식(generating polynomial)은 다음과 같다.
P(x) = x15+ x13+ x9+ x8+ x7+ x5+ 1
도5는 이 발생기에 대한 하드웨어 구조를 나타낸다. PN코드의 주기가 215-1이므로 도면과 같이 15개의 지연기(delay)가 있다. 여기서 S = (S(1), S(2), ... , S(15))를 시드값이라 하고, R = (R(1), R(2), ... , R(15))는 시드 S로부터 발생되는 PN코드 출력이다. 도5로부터, PN코드의 출력 R = (R(1), R(2), ... , R(15))을 시드 S = (S(1), S(2), ... , S(15))와 R의 함수로 나타내면 아래의 식과 같다.
R(15)=S(15)
R(14)=S(14)
R(13)=S(13)
Figure kpo00002
R(15)
R(12)=S(12)
Figure kpo00003
R(14)
R(11)=S(11)
Figure kpo00004
R(13)
R(10)=S(10)
Figure kpo00005
R(12)
R(9)=S(9)
Figure kpo00006
R(15)
Figure kpo00007
R(11)
R(8)=S(8)
Figure kpo00008
R(15)
Figure kpo00009
R(14)
Figure kpo00010
R(10)
R(7)=S(7)
Figure kpo00011
R(15)
Figure kpo00012
R(14)
Figure kpo00013
R(13)
Figure kpo00014
R(9)
R(6)=S(6)
Figure kpo00015
R(14)
Figure kpo00016
R(13)
Figure kpo00017
R(12)
Figure kpo00018
R(8)
R(5)=S(5)
Figure kpo00019
R(15)
Figure kpo00020
R(13)
Figure kpo00021
R(12)
Figure kpo00022
R(11)
Figure kpo00023
R(7)
R(4)=S(4)
Figure kpo00024
R(14)
Figure kpo00025
R(12)
Figure kpo00026
R(11)
Figure kpo00027
R(10)
Figure kpo00028
R(6)
R(3)=S(3)
Figure kpo00029
R(13)
Figure kpo00030
R(11)
Figure kpo00031
R(10)
Figure kpo00032
R(9)
Figure kpo00033
R(5)
R(2)=S(2)
Figure kpo00034
R(12)
Figure kpo00035
R(10)
Figure kpo00036
R(9)
Figure kpo00037
R(8)
Figure kpo00038
R(4)
R(1)=S(1)
Figure kpo00039
R(11)
Figure kpo00040
R(9)
Figure kpo00041
R(8)
Figure kpo00042
R(7)
Figure kpo00043
R(3)
위의 15개 식을 근간으로 시드 S = (S(1), S(2), ... , S(15))를 R = (R(1), R(2), ... , R(15))만의 함수로 나타내면 다음 식과 같다.
S(15)=R(15)
S(14)=R(14)
S(13)=R(13)
Figure kpo00044
R(15)
S(12)=R(12)
Figure kpo00045
R(14)
S(11)=R(11)
Figure kpo00046
R(13)
S(10)=R(10)
Figure kpo00047
R(12)
S(9)=R(9)
Figure kpo00048
R(11)
Figure kpo00049
R(15)
S(7)=R(7)
Figure kpo00050
R(9)
Figure kpo00051
R(13)
Figure kpo00052
R(14)
Figure kpo00053
R(15)
S(6)=R(6)
Figure kpo00054
R(8)
Figure kpo00055
R(12)
Figure kpo00056
R(13)
Figure kpo00057
R(14)
S(5)=R(5)
Figure kpo00058
R(7)
Figure kpo00059
R(11)
Figure kpo00060
R(12)
Figure kpo00061
R(13)
Figure kpo00062
R(15)
S(4)=R(4)
Figure kpo00063
R(6)
Figure kpo00064
R(10)
Figure kpo00065
R(11)
Figure kpo00066
R(12)
Figure kpo00067
R(14)
S(3)=R(3)
Figure kpo00068
R(5)
Figure kpo00069
R(9)
Figure kpo00070
R(10)
Figure kpo00071
R(11)
Figure kpo00072
R(13)
S(2)=R(2)
Figure kpo00073
R(4)
Figure kpo00074
R(8)
Figure kpo00075
R(9)
Figure kpo00076
R(10)
Figure kpo00077
R(12)
S(1)=R(1)
Figure kpo00078
R(3)
Figure kpo00079
R(7)
Figure kpo00080
R(8)
Figure kpo00081
R(9)
Figure kpo00082
R(11)
윗식으로부터, PN발생기의 출력 R = (R(1), R(2), ... , R(15))에서 시드 S = (S(1), S(2), ... , S(15))를 찾아낼 수 있다. 즉, 수신된 PN코드로부터 PN발생기의 시드를 찾을 수 있다. 윗식은 IS-95의 PN발생기를 예로 들어 유도하였지만, 다른 발생식의 PN발생기도 마찬가지 방법으로 유도할 수가 있다.
이렇게 찾아진 시드를 PN발생기에 로드하면, 수신PN과 위상 오프셋이 같은 생성PN을 바로 얻을 수 있다.
한편, 본 발명은 2n-1의 주기를 갖는 PN코드 중 n개의 PN코드를 정확하게 찾아내는 것이 관건인데, 위의 알고리즘은 PN코드를 M개(윈도우)만큼 여러번 수신한 다음, 첫번째 PN코드를 기준으로하여 위상차를 계산함으로 해서 어느 정도의 신뢰성을 보장할 수 있으나, n개의 PN코드 중에서 어느 하나라도 오류가 발생하면, 그것으로 인해 잘못된 시드를 찾게되어 오보(誤報 : false alarm) 상태에 들어갈 수 있다. 이런 경우에는 초기동기 획득시간이 더 늘어날 수 있는 문제가 발생할 가능성이 존재한다.
따라서 이에 대한 해결책으로 검증 알고리즘을 제시하는데, 도6에서는 검증 알고리즘에 대한 전체적인 흐름도를 보이고, 도7은 이 흐름도를 알기 쉽게 도식화한 그림이다. 도6에서 보듯이 여러 개의 PN코드를 수신하여 앞에서 설명했던 위상차이를 계산하여, 일정한 간격(P)을 갖는 여러 개의 코드패턴 C1, C2, C2, .. 을 생성한다. 생성한 다음에 코드패턴 C1에 대해 시드 S1를 찾아내고 이를 P번 진행시켜(P 클록) 가상데이터 D1을 생성한다. 시드 S1을 P번 진행하는 이유는 코드패턴 C2의 위치가 코드패턴 C1과 P만큼 떨어져 있기 때문이다. 만일 코드패턴 C1에 의해 만들어진 S1이 정확하다면, 이를 P만큼 진행시킨 가상데이터 D1과 C2는 같을 확률이 높다. 그러므로 이로 인해 S1이 정확한지의 여부를 간접적으로 검증을 해볼 수 있다. 만일 가상데이터 D1과 C2가 같지 않을 경우에는 도5에서처럼 다음 수신코드패턴에 의해 위와 같은 작업을 다시 행하게 된다. 가상데이터와 코드패턴이 동일하다면 동기가 맞았다고 보고 초기동기 작업을 마치고, 동기추적과정으로 들어간다. 여기서 채널의 상태에 따라서 검증과정을 여러번 거치는 것이 오보의 확률을 줄여 전체적인 시간을 줄일 수 있으므로, 검증과정을 다수 번으로 하는 것도 무방하다.
이상의 설명에서 가상잡음 코드의 한 주기가 20ms인 WLL 시스템에 대하여 설명하였으나, 이 주기는 다양하게 변동될 수 있다. 즉 본 발명은 어떠한 주기에서도 사용될 수 있다. 예를 들어 한 주기가 10ms인 IMT-2000 비동시 시스템에도 적용될 수 있다.
또한 윈도우의 크기는 시스템의 환경에 따라 다양하게 변동시킬 수 있다. 즉, 극단적으로 신호상태가 좋은 경우에는 윈도우의 크기가 1(도3에서 M=1)이여도 좋고, 신호가 불안정하여 다수의 주기의 칩을 수신하여 칩의 대표값을 정하는 경우에는 윈도우의 크기는 커진다.
따라서 이 윈도우의 크기는 시스템의 파라미터로서 가변할 수 있도록 한 것이다.
이상의 설명에서와 같이 본 발명은 탐색모드시 역확산과정 대신에 경판정 과정을 실시하여 확산이득으로 인한 잡음에 강하다는 대역확산 기술의 특징을 잃게 된다.
그러나 무선가입자망(Wireless Local Loop)과 같은 이동국에 비해 체널환경이 비교적 양호한 고정국에서의 초기동기를 얻는 방법 및 장치로 채택한다면 그 효과는 탁월하다. 또한 이동체가 움직이므로 해서 발생하는 도플러에 의한 현상을 극복할 수 있다면 이동국에서도 적용이 가능하다.
[발명의 효과]
상기와 같이 본 발명은 기존의 직력탐색방식에 비해
긴 PN코드 시퀀스 길이 / (Ts x PN 코드 칩 속도) ---- (3)
(여기서 윈도우의 크기가 같은 경우로서, 긴 PN코드 시퀀스 길이는 2n- 1이고, Ts는 칩의 한 주기 즉 본 설명에서는 20ms이다)
배 만큼 빠르게 초기 동기를 획득하게 되는 효과가 있다.
따라서 본 발명에서는 빠르게 초기 동기를 획득함으로서 초기동기에 소요되는 시간을 수초내로 줄일 수가 있다.
또한 초기동기의 확인과정을 거침으로써 정확한 초기 동기를 할 수 있다.

Claims (10)

  1. 수신되는 신호가 짧은 주기를 가지고 반복한다는 성질을 이용하여, 여러번 반복하여 수신되어 누적되는 의사잡음부호를 일정한 크기의 한 주기의 신호를 윈도우의 크기만큼 수신하여 그 윈도우내에서 각 칩의 대표값을 결정하여 이를 당해 칩의 신호로 간주하여 의사잡음부호를 결정하는 코드분할다중접속(CDMA) 고정 수신 시스템의 초기동기 방법에 있어서, 각 주기에서 오프셋(off-set)이 같은 연속하는 n개의 PN부호를 선택하고, 각 주기에서 연속되는 m〈n인 m개의 PN부호의 위상차를 구하여 다음의 PN부호를 계속 구하여 n개의 PN부호를 구하고, 상기에서 구해진 각 주기의 n개의 PN부호에 근거하여 그 윈도우내의 PN부호의 대표값을 구하여 이를 그 의사잡음부호(PN코드)로 결정하는 초기동기 방법.
  2. 제1항에 있어서, 한 주기는 가변적인 특징으로 하는 초기동기 방법.
  3. 제1항에 있어서, 윈도우의 크기는 가변적인 특징으로 하는 초기동기 방법.
  4. 제1항에 있어서, n은 코드의 전주기(全周期)가 2n-1인 것을 특징으로 하는 초기동기 방법.
  5. 제1항에 있어서, m = 2인 것을 특징으로 하는 초기동기 방법.
  6. 제1항에 있어서, m = 3인 것을 특징으로 하는 초기동기 방법.
  7. 제1항에 있어서, m 〉 3인 것을 특징으로 하는 초기동기 방법.
  8. 제1항에 있어서, PN부호의 대표값을 구하는 방법은, 각 주기의 PN부호를 오프셋별로 평균하여 이를 오프셋에 해당하는 PN부호로 결정하는 것을 특징으로 하는 초기동기 방법.
  9. 제1항에 있어서, PN부호의 대표값을 구하는 방법은, 각 주기의 PN부호를 오프셋별에서 가장 많이 점유하는 값을 그 오프셋에 해당하는 PN부호로 결정하는 것을 특징으로 하는 초기동기 방법.
  10. 수신되는 신호가 짧은 주기를 가지고 반복한다는 성질을 이용하여, 여러번 반복하여 수신되어 누적되는 의사잡음부호를 일정한 크기의 한 주기의 신호를 윈도우의 크기만큼 수신하여 그 윈도우내에서 각 칩의 대표값을 결정하여 이를 당해 칩의 신호로 간주하여 이를 다음의 신호와 바교하여 의사잡음부호를 결정하는 코드분할다중접속(CDMA) 고정 수신 시스템의 초기동기 방법에 있어서, 각 주기에서 오프셋(off-set)이 같은 연속하는 n개의 PN부호를 선택하고, 각 주기에서 연속되는 m〈n인 m개의 PN부호의 위상차를 구하여 다음의 PN부호를 계속하여 n개의 PN부호를 구하고, 상기에서 구해진 각 주기의 n개의 PN부호에 근거하여 그 윈도우내의 PN부호의 대표값을 구하여 이 신호를 제1의사잡음부호(PN코드)로 하고, 각 주기에서 p만큼 오프셋을 각각 이동시켜 상기의 과정과 동일하게 하여 제2의사잡음신호를 구하고, 상기에서 구해진 제1의사잡음신호를 가지고, 이 PN코드를 발생시킨 씨드를 PN발생기의 발생식으로부터 구하고, 상기 씨드를 PN발생기에 입력시켜 p클럭만큼 이동시켜 생성된 신호가 상기 제2의사잡음신호와 일치하면 동기가 맞았다고 판단하고, 일치하지 않으면 동기가 맞지 않았다고 판단하여 상기의 과정을 반복하는 초기동기 방법.
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