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KR0175659B1 - Dc-dc 컨버터와 이를 사용한 전자계산기 - Google Patents

Dc-dc 컨버터와 이를 사용한 전자계산기 Download PDF

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KR0175659B1
KR0175659B1 KR1019900007113A KR900007113A KR0175659B1 KR 0175659 B1 KR0175659 B1 KR 0175659B1 KR 1019900007113 A KR1019900007113 A KR 1019900007113A KR 900007113 A KR900007113 A KR 900007113A KR 0175659 B1 KR0175659 B1 KR 0175659B1
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야스오 마쯔다
고우이찌 미즈다
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미다 가쓰시게
가부시키가이샤 히다찌세이사꾸쇼
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Abstract

본 발명의 목적은 스위칭 손실을 줄이고 2차측 중첩기간을 단축하고 전원 단락방지용 데드 타임을 제거하여, 고주파화·소형화와 고효율화를 실현한 DC-DC 컨버터를 제공하는데 있다.
이와 같은 목적은, 직류 전압원에 2개이상의 콘덴서의 직렬 접속제를 병렬로 접속하고, 각 콘덴서를 직류 전압원으로 동작시키기 위해 각 콘덴서에 그 콘덴서와 변압기의 1차 권선과 스위치 소자가 직렬로 접속되어 스위치 소자의 온 오프에 의하여 그 변압기의 2차권선으로부터 부하에 전력을 공급하는 1석 포워드 컨버터를 접속하고, 상기 1석 포워드 컨버터에서는, 스위치 소자의 턴오프시에는 그 스위치 소자와 병렬로 스너버콘덴서를 접속하고, 그 스위치소자의 턴온시에는 상기 콘덴서와 상기 스너버 콘덴서를 직렬로 또한 각각의 전압이 가극성이 되도록 접속함으로써 달성할 수 있다.

Description

DC-DC 컨버터와 이를 사용한 전자계산기
제1도는 종래의 일실시예에 의한 회로구성.
제2도는 본 발명의 일실시예를 나타낸 회로구성.
제3도는 제2도에 보인 회로의 각 부분의 동작파형.
제4도는 제2도에 보인 회로에 있어서의 전류의 흐름 경로.
제5도는 제2도의 회로에 있어서의 2차측 중첩 기간에서의 등가 회로.
제6도는 제5도에 보인 회로의 각 부분의 동작파형.
제7도는 본 발명의 다른 일실시예를 나타낸 회로구성.
제8도는 제7도에 보인 회로의 각 부분의 동작파형.
제9도는 본 발명의 또 다른 일실시예를 나타낸 회로구성.
제10도는 제9도에 보인 회로의 각 부분의 동작파형.
제11도는 부하회로의 일구성예를 나타낸 회로구성.
제12도는 본 발명의 또다른 일실시예를 나타낸 회로구성.
제13도는 컨버터의 병렬 접속방법을 나타낸 회로구성.
제14도는 본 발명의 또다른 일실시예를 나타낸 회로구성.
제15도는 본 발명의 또다른 일실시예를 나타낸 회로구성.
제16도는 본 발명의 또다른 일실시예를 나타낸 회로구성.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1-1,1-2 : 스너버 회로 2-1,2-2 : 스위치 회로
3 : 직류전원 4-1,4-2 : 전원분할용 콘덴서
5-1,5-4 : MOS-FET 6-1,6-4 : 다이오드
7-1,7-2 : 콘덴서 8-1,8-2 : 귀환 다이오드
9-1,9-2 : 정류 다이오드 10-1,10-2 : 환류 다이오드
11-1,11-2 : 평활용 리액터 12 : 출력용 콘덴서
18 : 변압기 19-1,19-2 : 충방전 스너버
33 : 부하 34-1,34-2 : 1석 포워드 컨버터
본 발명은 DC-DC 컨버터에 관한 것으로서, 특히 무손실 스너버 회로(Snubber circuit) 및 소형화를 도모한 스위치 회로를 사용함으로써 고주파화·소형화 및 고효율화를 실현하는데 적합한 DC-DC 컨버터에 관한 것이며, 또한 그와 같이 소형화를 도모한 DC-DC 컨버터를 조합하여 소형화 및 경량화를 실현하는데 적합한 전자 계산기에도 관련된 것이다. 직류 전압원과 부하와 스위치 소자가 직렬로 접속되고 상기 스위치 소자의 온, 오프에 의하여 부하에 전력을 공급하는 DC-DC 컨버터에 있어서는 소형화가 가장 중요한 과제이다. 소형화를 실현하는 유효한 수단의 하나는 회로 동작의 고주파화이며, 이러한 고주파화에 의하여 자성 부품, 콘덴서등의 수동 부품을 소형으로 할 수가 있다. 고주파화 및 소형화를 도모한 DC-DC 컨버터의 일예로 공지된 것으로는 제1도에 나타낸 방식을 들 수 있다. 제1도에 있어서, 3은 직류전압원, 4-1,4-2는 전원 분할용 콘덴서, 5-1,5-2는 MOS-FET,19-1,19-2는 충방전 스너버, 18은 변압기, 9-1,9-2는 정류 다이오드, 11은 출력 평활용 리액터, 12는 출력 평활용 콘덴서, 33은 부하이다.
이하에서는 DC-DC 컨버터의 고주파화·소형화를 어렵게하는 요인에 대하여 설명한다.
DC-DC 컨버터의 고주파화 및 소형화를 저해하는 제1의 요인은 스위칭 손실의 증가이다. 스위칭 손실은 주파수에 거의 비례하여 증대한다. 이 때문에 고주파가 될수록 스위치 소자의 냉각팬이 대형화 되므로 컨버터의 소형화가 어렵게 된다. 상기 종래 기술에서는 저항, 콘덴서 및 다이오드로 이루어진 충방전 스너버(19-1,19-2)가 스위치 소자인 MOS-FET(5-1,5-2)와 각각 병렬로 접속하도록 함으로써 스위치 소자의 턴오프손실을 줄이고, 이에 의하여 고주파화 및 소형화를 실현하고 있다. 그러나, 그러한 예에서는 충방전 스너버가 무손실이 아니라, 콘덴서에 흡수된 에너지가 저항에서 소비되는 큰 손실을 발생시킨다는 문제가 있다. 이 때문에 이 스너버 회로를 사용한 DC-DC 컨버터는 고주파화에 수반하여 저항이 대형화되어 결국 컨버터의 소형화가 곤란하게 된다. 또한 전원의 효율도 낮다.
다음으로 DC-DC 컨버터의 고주파화 및 소형화를 저해하는 제2의 요인은 2차측 중첩기간에 의해 최대 실효 온시 비율(on-duty ratio)이 저하되는 것이다. 제1도와 같이 출력 평활회로가 쵸크 입력형 구성으로 이루어져 있는 경우, 스위치 소자를 온(on)으로한 직후, 변압기의 2차측에서의 전류(轉流)가 변압기의 누설 인덕턴스나 배선 인덕턴스 등에 의하여 억제되어 완만하게 상승하고, 어떤 기간은 변압기의 2차측이 단락되어 있다. 이 기간은 '2차측 중첩기간'이라고 불린다. 이 기간동안은 스위치 소자가 온이 되어 있더라도 부하에 전력이 전달되지 않는다. 쵸크 입력형의 출력 평활 회로를 가지는 DC-DC 컨버터에서는 고주파가 될수록 2차측 중첩 기간의 주기에 점유되는 비율이 증대하여 최대 실효 온시 비율이 저하하게 된다. 그러므로 최소 입력 전압, 최대 부하 전류의 경우에 출력 전압을 확보하기 위해서는 변압기의 권수(卷數)를 작게 설정할 수 밖에 없다. 그 결과, 부하전류의 1차측 환산치가 증가하여 1차회로에서의 손실도 증가하게 되므로 냉각 핀의 대형화 및 부품 실장 밀도의 저하를 초래하여, 결국 컨버터의 소형화를 달성하는 일이 곤란하게 된다.
상기 종래 기술에서는 이 점에 관한 배려도 되어 있지 아니하여 컨버터의 고주파화 및 소형화가 곤란하게 되어 있다. 전술한 문제점은 보다 고주파가 될수록, 저전압 출력이 될수록, 또한 대전류 출력이 될수록 커진다.
다음으로 DC-DC 컨버터의 고주파화 및 소형화를 저해하는 제3의 요인은 전원 단락 방지용 데드타임(dead time)에 의해 최대 온시 비율이 저하되는 것이다. 제1도에 보인 바와 같이 직류전압원과 2개의 스위치 소자(5-1,5-2)만으로 페루프를 구성하는 경우, 스위치 소자(5-1,5-2)가 동시에 온이 되면 전원 단락이 발생한다. 이러한 경우에는 스위치 소자에 과대한 전류가 흘러 소자를 파괴시킬 염려가 있다. 이와 같은 전원 단락을 방지하기 위하여 소자 특성을 포함한 회로 특성의 불균일 등을 고려하더라도, 스위치 소자가 결코 동시에 도통하지 않도록 2개의 온신호간에 데드타임이 설치된다. 데드타임은 통상적으로 소자의 턴오프타임과 같은 정도의 값으로 설정된다. 예를들면 500V,30A 급의 MOS-FET의 경우에는 1μs 전후의 데드타임이 필요하게 된다. 이 소자를 제1도의 회로에 사용하여 스위칭 주파수 200kHz로 동작시키는 경우, 데드 타임은 반주기의 약 40%까지도 점유하고 만다. 즉, 최대 온시 비율이 저하한다. 이 때문에, 최소입력 전압 최대 부하 전류의 경우에 출력 전압을 확보하기 위해서는 상기한 바와 같이 변압기의 권수를 작게 설정하지 않을 수 없다. 그 결과, 부하전류의 1차측 환산치가 증가하여 1차측 회로에서의 손실도 증가하여, 냉각 핀의 대형화 및 부품의 실장 밀도를 저하시켜 결국 컨버터의 소형화를 달성하는 일이 곤란하게 된다. 상기 종래 기술에서는 이점에 관한 배려도 되어 있지 않아, 컨버터의 고주파화 및 소형화가 곤란하였다.
이상과 같이, DC-DC 컨버터의 고주파화 및 소형화를 저해하는 주된 요인은 스위칭 손실의 증대와 2차측 중첩기간에 의한 최대의 실효 온시 비율의 저하 및 전원 단락 방지용 데드타임에 의한 최대 온시 비율의 저하이다.
따라서 본 발명의 목적은 스위칭 손실을 줄이고 2차측 중첩기간을 단축하고 전원 단락방지용 데드 타임을 제거하여, 고주파화·소형화와 고효율화를 실현한 DC-DC 컨버터를 제공하는데 있다.
이와 같은 목적은, 직류 전압원에 2개이상의 콘덴서의 직렬 접속체를 병렬로 접속하고, 각 콘덴서를 직류 전압원으로 동작시키기 위해 각 콘덴서에 그 콘덴서와 변압기의 1차 권선과 스위치 소자가 직렬로 접속되어 스위치 소자의 온 오프에 의하여 그 변압기의 2차권선으로부터 부하에 전력을 공급하는 1석 포워드 컨버터(single end forward converter)를 접속하고, 상기 1석 포워드 컨버터에서는, 스위치 소자와 턴오프시에는 그 스위치 소자와 병렬로 스너버콘덴서를 접속하고, 그 스위치소자의 턴온시에는 상기 콘덴서와 상기 스너버 콘덴서를 직렬로 또한 각각의 전압이 가극성(加極性)이 되도록 접속(additively coupled)함으로써 달성할 수 있다.
스위치 소자의 턴오프시에는 그 스위치 소자와 병렬로 스너버 콘덴서가 접속된다. 이에 의하여 스위치 소자의 턴오프 손실이 감소된다. 또한 이 스너버 콘덴서에 축적된 에너지는 스위치 소자의 턴온시에 부하에 전달되므로 손실이 되지 않는다.
또 스위치 소자의 턴온시의 당초에는 직류 전압원으로 볼 수 있는 콘덴서와 스너버 콘덴서의 전압의 합인 고전압이 1석 포워드 컨버터의 변압기의 1차측 권선의 양단에 인가된다. 이에 의하여, 1차측 전류의 전류 상승률이 커져서 2차측에서의 전류(轉流)가 가속되어 변압기의 2차측 중첩기간이 단축될 수 있다.
다음에, 직류 전압원에 2개 이상의 콘덴서의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고, 각 콘덴서를 직류 전압원으로서 동작시키도록 각각의 콘덴서에 1석 포워드 컨버터가 접속되어 있다. 여기서, 1석 포워드 컨버터의 스위치 소자를 동시에 온으로 하더라도, 직류 전압원과 각 스위치 소자로 이루어진 페루프에는 부하가 삽입되어 있기 때문에 전원 단락이 생기는 일은 없다. 그러므로 전원 단락 방지용의 데드타임은 불필요하게 된다.
이상에 의하여 스위칭 손실을 감소시키고 2차측 중첩기간을 줄이며 또한 전원 단락방지용 데드타임의 삭제를 도모할 수가 있어, 고주파이고 소형이며 효율이 높은 DC-DC 컨버터를 실현하는 것이 가능하게 된다.
이하에서는 본 발명의 실시예의 상세를 도면에 의거하여 설명한다.
먼저, 제2도 내지 제4도를 사용하여 본 발명의 일실시예를 설명한다.
제2도는 본 발명의 DC-DC 컨버터의 일실시예의 회로구성이다. 동도에 있어서 3은 직류 전압원, 4-1,4-2는 전원 분할용 콘덴서, 5-1 내지 5-4는 MOS-FET, 6-1 내지 6-4는 다이오드, 7-1,7-2는 콘덴서, 8-1,8-2는 귀환다이오드, 9-1,9-2는 정류다이오드, 10-1,10-2는 환류다이오드, 11-1,11-2는 출력 평활용 리액터, 12는 출력 평활용 콘덴서, 33은 부하이다. 또 1-1,1-2는 스너버 회로, 2-1,2-2는 스위치 회로, 34-1,34-2는 각각 전원 분할용 콘덴서(4-1,4-2)를 직류 전압원으로 하는 1석 포워드 컨버터이다. 2개의 1석 포워드 컨버터의 출력은 병렬로 되어있다. 또 2개의 1석 포워드 컨버터(34-1,34-2)는 각각 동일한 동작을 행한다. 또한 종래의 1석 포워드 컨버터에서는 스위치 회로(2-1,2-2)가 각각 1개의 스위치 소자로 되어있다. 제3도는 제2도의 회로 각 부분에 대한 동작파형도이다. 제3도에서는 변압기의 1차 권선의 권수(n1)와 리세트 권선의 권수(n3)가 동일하며 또한 2차측 중첩기간을 무시한 경우를 나타내고 있다. 제3도에 나타낸 바와 같이 1사이클은 상태 Ⅰ∼Ⅵ로 이루어진다. 또, 제3도에 사용된 전압 및 전류의 기호에 대한 정의는 제2도에 표시되어 있다.
제4도에는 제2도에 보인 회로의 1차측 전류에 대한 흐름경로를 나타낸다. 단, 제4도는 제2도의 1석 포워드 컨버터(34-1)의 일부분만을 나타낸 것이다. 제4도에 있어서, (a)는 제3도의 상 Ⅰ, (b)는 제3도의 상태 Ⅱ, (c)는 제3도의 상태 Ⅲ에 있어서의 전류의 흐름경로이다. 제2도와 동일한 요소에는 동일한 부호가 표시되어 있다.
이하에서는 제3도와 제4도를 사용하여 제2도의 회로 동작을 설명한다.
먼저, 시각 t=0에 있어서, 콘덴서(7-1)의 전압(Vc)은 후술하는 바와 같이 전원 분할용 콘덴서(4-1)의 전압(Ei)의 2배가 되어 있다. 여기서, MOS-FET(5-1,5-2)를 동시에 턴온하면, 제4도(a)와 같이, 콘덴서 (7-1)의 전압(Vc)이 도시한 극성으로 되어 있으므로 다이오드(6-1,6-2)가 오프이고, 1차측 전류(Io')는 스위치 회로(2-1) 중에서 MOS-FET(5-1), 콘덴서(7-1), MOS-FET(5-2)를 통하여 흐른다. 동시에 콘덴서(7-1)는 1차측 전류 (Io')에 의하여 방전된다. 즉, 콘덴서(7-1)에 축적된 에너지는 부하에 전달되어 손실이 되지 않는다. 여기서, 전원 분할용 콘덴서(4-1)와 콘덴서(7-1)는 직렬로 또한 전압이 가극성이 되도록 접속되어 있다. 또한, 1차측 전류(Io')는 출력 평활용 리액터(11-1)에 통하여 흐르는 대략 일정한 전류 (Io)의 1차측 환산치이다. 변압기의 1차 권선의 전압(V1)은, 전원 분할용 콘덴서(4-1)의 전압(Ei)과 콘덴서(7-1)의 초기 전압(2Ei)의 합인 3Ei로부터 콘덴서(7-1)의 방전에 따라 Ei으로 감소되어 간다. 2차측에서는 정류 다이오드(9-1)가 온이 되고 환류다이오드(10-1)가 오프가 된다. 다음에, 시각 t=t1에서 콘덴서(7-1)가 완전히 방전한 후, 1차측전류(Io')는 제4도(b)와 같이 스위치 회로(2-1)안에서 똑같이 나누어지고 2분기되어 흐른다.
다음에 시각 t=t2에 있어서, MOS-FET(5-1,5-2)를 동시에 턴오프하면, 콘덴서(7-1)는 1차측전류(Io')가 제4도(c)에 나타낸 바와같이 스위치 회로(2-1)중에서 다이오드(6-1), 콘덴서(7-1) 및 다이오드(6-2)를 통하여 흐르기 때문에, 도시한 극성으로 충전된다. 이때, 콘덴서(7-1)는 MOS-FET(5-1,5-2)와 병렬로 접속되어, 이들의 스위치 소자의 스너버로서 작용한다.
다음에 시각 t=t3에 있어서, 콘덴서(7-1)의 전압(Vc)이 전원 분할용 콘덴서(4-1)의 전압(Ei)에 달하고, 동시에 변압기의 1차권선(n1)의 전압(V1)이 영이 되면, 정류 다이오드(9-1)가 오프가 되고 환류 다이오드(10-1)가 온이 되어 변압기의 2차측은 단락된다. 그 다음에는, 변압기의 여자 전류에 의하여 콘덴서(7-1)가 충전되고, 이 전압(Vc)이 전원분할용 콘덴서(4-1)의 전압(Ei)의 2배까지 상승한다.
다음에, 시각 t=t4에서, 콘덴서(7-1)의 전압(Vc)이 이 전압에 달하면, 귀환 다이오드(8-1)가 온이 되어 변압기의 자속 리세트가 행해져 Vc는 2E1으로 고정된다.
다음에, 시각 t=t5에서 변압기의 자속 리세트가 완료되면, 변압기의 1차 권선(n1)의 전압(V1)은 영이된다.
이상과 같이, MOS-FET(5-1,5-2)의 턴오프시에는 MOS-FET(5-1,5-2)와 병렬로 콘덴서(7-1)가 접속되고, 그때까지 MOS-FET(5-1,5-2)에 흐르고 있던 전류가 콘덴서(7-1)에 전류(轉流)함과 동시에, 콘덴서(7-1)의 전압(Vc)이 식(1)의 전압 상승률로 완만하게 상승한다.
Figure kpo00002
여기서 C는 콘덴서(7-1)의 용량이다.
이 때문에 MOS-FET(5-1,5-2)의 턴오프 손실은 거의 발생하지 않는다. 또한 콘덴서(7-1)에 축적된 에너지는 MOS-FET(5-1,5-2)의 턴온후에 부하에 전달되어 손실이 되지 않는다. 즉, 스위치회로(2-1)는, 무손실의 스너버 회로(1-1)를 포함하는 구성으로 되어 있다. 이상으로부터 알 수 있는 바와 같이, 본 실시예에 의하면 새로운 손실을 발생하는 일이 없고 스위칭 손실을 줄일 수 있으므로, DC-DC 컨버터의 고주파화, 소형화와 고효율화를 도모할 수 있는 효과가 있다.
제5도와 제6도는 2차측 중첩기간을 단축할 수가 있음을 설명하는 도면이다. 제5도는 제2도의 1석 포워드 컨버터(34-1)에 있어 2차측 중첩기간에서의 등가회로이다. 단, 여기서는 모든 전압전류를 1차측으로 환산하고 있다. 14는 변압기의 등가회로, 15는 변압기의 여자 인덕턴스, 16은 변압기의 누설 인덕턴스, 17은 직류전류원이다. 또한 변압기의 2차측의 배선 인덕턴스는 변압기의 누설 인덕턴스와 등가이고, 이에 포함된다. 동도에서 제2도와 동일 요소에는 동일 부호로 나타내고 있다. 또 직류전류원(17)은 제2도의 출력 평활용 리액터(11-1)를 모방하고 있다. 제6도는 제5도에 회로 각부의 동작파형이다.
이하에서는 제6도를 사용하여 제5도의 회로의 동작을 설명한다. 시각 t=0에서 1차측전류(i1)는 영이고, 또 직류 전류원(17)의 전류(Io')는 환류다이오드(10-1)를 통하여 흐르고 있다.
여기서, MOS-FET(5-1,5-2)를 턴온하면, 1차측전류(i1)는 제5도에 나타낸 경로로 흘러, 식(2)의 전류상승율로 영으로부터 서서히 증가해 간다.
Figure kpo00003
여기서 LI는 변압기(14)의 누설 인덕턴스(16)이다. 환류다이오드(10-1)는, 1차측 전류(i1)이 직류전류원(17)의 전류(Io')에 달하는 시각(t=t1)까지 온을 지속한다. 이 때문에 변압기의 2차측의 전압(V2')은, 변압기의 1차권선의 전압(V1)이 영이 아님에도 불구하고 영 그대로이다. 이 기간이 2차측 중첩기간(T)이다. 여기서 2차측 중첩기간(T)은 식(3)으로 표시된다.
Figure kpo00004
그런데, 제2도의 출력 평활용 리액터(11-1)의 대략 일정한 전류(Io)와 이 전류의 1차측환산치인 Io'의 관계는 식(4)으로 표시된다.
Figure kpo00005
여기서 a는 변압기의 권수비( =1차 권수 n1/2차권수 n2)이다. 또한 이론을 간단히 하기 위하여, 변압기의 누설 인덕턴스가 영이고 2차측의 배선 인덕턴스를 L라 하면, LI와 L의 관계는 식(5)으로 주어진다.
Figure kpo00006
식(2),(4) 및 (5)를 식(3)에 대입하면 다음식(6)이 얻어진다.
Figure kpo00007
중첩기간(T)은, 식(6)으로부터 알 수 있는 바와 같이 변압기의 권수비(a)가 클수록 즉 출력전압이 낮을수록, 부하전류(Io)가 클수록, 전원전압이 작을수록 길어진다.
종래방식의 경우, 스위치 회로(2-1)를 MOS-FET 1개로 치환한 것이고 1차측 전류(i1)는 콘덴서(7-1)가 없기 때문에 식(7)의 전류 상승률로 서서히 증가해 간다.
Figure kpo00008
본 방식에서의 중첩기간은 식(7),(2)를 비교하면 전원 전압이 3배가 되어 있어, 2차측 중첩기간은 종래 방식에 비하여 약 1/3까지 단축할 수 있게 된다. 즉, 본 실시예에서는 스위치 소자가 턴온된 당초, 전원분할용 콘덴서(4-1)와 콘덴서(7-1)의 전압의 합인 고전압을 변압기의 1차 권선에 인가하여 1차측 전류의 상승을 고속으로 하므로써 중첩기간을 단축하고 있다. 따라서 본 실시예를 따르면 최대의 실효 온시 비율을 증가시킬 수가 있으므로, DC-DC 컨버터의 고주파화, 소형화와 고효율화를 도모할 수 있는 효과가 있다. 이 효과는 저전압 대전류 출력의 전원의 될수록 커진다.
이 2차측 중첩기간이 특히 고주파화·소형화의 장해가 되는 전원으로서는 저전압 대전류 출력의 전자계산기용 전원등을 들 수 있으며, 본 방식의 DC-DC 컨버터를 사용하므로써 소형화·경량화가 도모된다.
다음에는 제2도의 일실시예에서 전원 단락이 생기지 않음을 설명한다. 동도에 있어서, MOS-FET(5-1∼5-4)모두가 동시에 온이 되는 경우를 생각한다. 직류전압원(3)과 MOS-FET(5-1∼5-4)로 이루어진 폐루프에는, 변압기의 1차권선 즉 부하가 반드시 삽입되어 있다. 이 때문에 전원 단락이 생기지 않는다. 따라서, 제2도의 컨버터에서는 MOS-FET(5-1,5-2)와 MOS-FET(5-3,5-4)의 사이에 전원 단락 방지용의 데드 타임이 불필요하게 된다. 이에 의하여 본실시예에서는 최대 온시 비율을 증가 시키는 것이 가능하게 되어, DC-DC 컨버터의 고주파화, 소형화와 고효율화를 도모할 수 있는 효과가 있다.
또, 상기에서는, 변압기의 1차권선의 권수(n1)와 리세트 권선의 권수(n3)를 동등한 것으로 하고 있으나 동등하지 않아도 좋다. 이 경우 n3〉n1으로 하면 최대 온시비율을 50%이상으로 증가 시키는 것도 가능하게 된다.
또한 스위치 회로(2-1)는 하프 브리지, 풀브리지 방식 등의 다른 DC-DC 컨버터에도 적용할 수 있다. 이 경우에도 스위칭 손실의 감소 및 2차측 중첩기간의 단축을 도모할 수 있는 효과가 있다.
제7도는 본 발명의 다른 일실시예를 나타낸 DC-DC 컨버터의 회로구성이다. 13은 부하회로이다. 동도에 있어서 제2도와 동일 요소에는 동일 부호로 표시하고 있다. 동도의 회로는 기본 구성이 하프 브리지 방식이고, 2개의 스위치 소자의 직렬체를 스위치 회로(2)로서 사용한 것이다.
제8도는 제7도의 회로 각부의 동작 파형이다.
동도의 전압의 기호의 정의는 제7도에 도시되어 있다.
이하 제8도를 사용하여 제7도의 회로의 동작을 설명한다.
시각이 0일 때 콘덴서(7)의 전압(Vc)은, 후술하는 바와 같이 전원 분할용 콘덴서(4-1)의 전압(Ei)과 같은 값이 되어 있다. 이 시점에서 MOS-FET(5-1,5-2)를 동시에 턴온하면 다이오드(6-1)가 콘덴서(7)의 전압(Vc)에 의하여 역바이어스 되어 오프이고 1차측 전류는 MOS-FET(5-2), 콘덴서(7)를 통하여 흐른다. 이때 전원 분할용 콘덴서(4-1)와 콘덴서(7)는 직렬로 또한 전압이 가극성이 되도록 접속된다. 변압기의 1차권선(n1)의 전압(V1)은, 콘덴서(7)의 방전에 따라 2Ei로부터 Ei로 감소한다. 다음에 시각(t1)에서 콘덴서(7)의 전압(Vc)이 영이된 이후 1차측 전류는 MOS-FET(5-1), 다이오드(6-1)를 통하여 흐른다. 다음에 시각 t2에서 MOS-FET(5-1)를 턴오프하면, 1차측 전류는 MOS-FET(5-2), 콘덴서(7)를 통하여 흐른다. 동시에 콘덴서(7)는 충전된다. 다음에 시각 t3에서 콘덴서(7)의 전압(Vc)이 -Ei에 달한 다음, 정류다이오드(9-1,9-2)가 오프가 되어, 1차측 전류는 0이 된다. MOS-FET(5-2)의 오프신호는 이시점 이후에 인가된다. 이상이, 시각 0∼t5까지의 반사이클의 회로동작이다. 다음의 반사이클의 동작은, 회로의 대칭성에 따른 것이된다. 이상과 같이, MOS-FET(5-1)의 턴오프시에는 콘덴서(7)가 이 스위치 소자와 병렬로 접속되어 스너버로서 작용한다. MOS-FET(5-3)의 턴오프 시에는 콘덴서(7)가 이 스위치 소자와 병렬로 접속되어 스너버로서 작용한다. 이 때문에 MOS-FET(5-1,5-3)에서는 턴오프 손실이 거의 발생하지 않는다. 또한 콘덴서(7)에 저축된 에너지는 부하에 전달되어 손실이 되지 않는다. 스위치 회로(2)는 구성이 간단한 무손실의 스너버회로(1)를 포함하는 구성으로 되어 있다. 본 실시예에서는 스위칭 손실을 줄이는 것이 가능하므로, DC-DC 컨버터의 고주파화, 소형화와 고효율화를 도모할 수 있는 효과가 있다.
다음에 MOS-FET(5-1)이 턴온된 직후에는 전원 분할용 콘덴서(4-1)와 콘덴서(7)의 전압의 합인 큰 전압이 부하회로(13)에 인가된다. MOS-FET(5-3)가 턴온된 직후에는, 전원분할용 콘덴서(4-2)와 콘덴서(7)의 전압의 합인 큰 전압이 부하회로(13)에 인가된다. 이에 의하여, 본 실시예에서는 변압기의 2차 측 중첩기간이 단축되어 DC-DC 컨버터의 고주파화, 소형화와 고효율화를 도모할 수 있는 효과가 있다. 또한 스위치 회로(2)를 2개 사용함으로써 풀브리지 방식에도 전개할 수가 있다. 이 경우에도, 상기한 것과 동일한 효과가 얻어진다.
제9도는 본 발명의 또다른 일실시예를 나타낸 DC-DC 컨버터의 회로 구성이다. 제7도와 동일한 요소는 동일한 부호로 나타내고 있다.
제10도는 제9도의 회로 각 부분의 동작 파형도이다.
제10도의 전압 기호는 제9도에 정의되어 있다.
이하에서는 제10도를 사용하여 제9도의 회로의 동작을 설명한다.
시각이 0일 때, 콘덴서(7-1)의 전압(Vc1)은, 전원 분할용 콘덴서(4-1)의 전압(Ei)과 같고, 한편 콘덴서(7-2)의 전압(Vc2)는 영이 되어 있다. 여기서 MOS-FET(5-1,5-2)를 동시에 턴온하면 다이오드(6-1,6-2)가 콘덴서(7-1)의 전압(Vc1)에 의하여 역바이어스되어 오프이기 때문에 1차측 전류는 MOS-FET(5-1), 콘덴서(7-1)를 통하여 흐른다. 이때 전원 분할용 콘덴서(4-1)와 콘덴서(7-1)는 직렬로 또 전압이 가극성이 되도록 접속된다. 동시에 변압기의 1차권선(n1)의 전압(V1)은, 콘덴서(7-1)의 방전에 따라 2Ei로부터 Ei로 감소한다. 다음에 시각 t1의 콘덴서(7-1)의 전압(Vc1)이 영인 된 다음, 1차측의 전류는 MOS-FET(5-1), 다이오드(6-1)을 통하여 흐른다. 다음에 시각 t2에서 MOS-FET(5-1)를 턴오프하면 1차측의 전류는 MOS-FET(5-2), 다이오드(6-2), 콘덴서(7-2)를 통하여 흐른다.
이와 동시에 콘덴서(7-2)는 충전된다. 그후 시각 t3에서 콘덴서(7-2)의 전압(Vc2)이 Ei에 도달한 다음, 정류 다이오드(9-1,9-2)가 오프가 되어 1차측 전류는 0이 된다. 이상이 0∼t5까지의 반 사이클의 회로 동작이다. 다음의 반사이클의 동작은 회로의 대칭성에 따른 것이 된다. 이상과 같이 MOS-FET(5-1)의 턴오프 시에는 콘덴서(7-2)가 이 스위치 소자와 병렬로 접속되어 스너버로서 작용한다. MOS-FET(5-1)를 턴오프시에는, 콘덴서(7-1)가 이 스위치 소자와 병렬로 접속되어 스너버로서 작용한다. 이 때문에 MOS-FET(5-1,5-3)에서는 턴오프 손실이 거의 발생하지 않는다. 또, MOS-FET(5-2) 또는 MOS-FET(5-4)에서는 턴오프가 영전압 및 영 전류 스위칭이 되기 때문에, 턴오프 손실이 거의 발생하지 않는다. 또한 콘덴서(7-1,7-2)에 축적된 에너지는 부하에 전달되어 손실이 되지 않는다. 스위치 회로(2)는 구성이 간단히 손실이 없는 스너버 회로(1)를 포함하는 구성으로 되어 있다. 본 실시예에서는 스위칭 손실을 줄일 수 있으므로 DC-DC 컨버터의 고주파화, 소형화와, 고효율화를 도모할 수 있는 효과가 있다.
다음에 MOS-FET(5-1)가 턴온한 직후에는 전원 분할용 콘덴서(4-1)와 콘덴서(7-1)의 전압의 합인 큰 전압이 부하회로(13)에 인가된다. MOS-FET(5-3)가 턴온된 직후에는 전원 분할용 콘덴서(4-2)와 콘덴서(7-2)의 전압의 합인 큰 전압이 부하회로(13)에 인가된다. 이에 의하여 본실시예에서는 변압기의 2차측 중첩기간이 단축되어, DC-DC 컨버터의 고주파화, 소형화와 고효율화를 도모할 수 있는 효과가 있다.
또한 스위치 회로(2)를 2개 사용하면 풀브리지 방식에도 전개할 수가 있다. 이 경우에도 상기한 동일한 효과가 얻어진다.
제2도, 제7도 및 제9도의 회로는, 다른 관점에서 보면, 스위치 소자가 턴온한 직후에 부하회로에 인가되는 초기 전압이 직류전압원의 2배이상의 전압이 된다는 특징을 가진다.
제11도는 부하회로의 일구성예를 나타내고 있다. 제11도(a)는 부하회로(13)가 적어도 정류회로, 쵸크입력형 출력 평활회로 및 부하로 이루어진 일예이다. 이 경우, 2차측의 전류(轉流)는 배선 인덕턴스에 의하여 억제된다. 또 제11도(b)는 부하회로(13)가 적어도 변압기, 정류회로, 쵸크입력형 출력 평활회로 및 부하로 이루어지는 일예이다. 이 경우 2차측의 전류는 변압기의 누설 인덕턴스와 배선 인덕턴스에 의하여 억제된다. 어떤 부하회로의 구성이더라도 제2도, 제7도 및 제9도등의 일실시예의 컨버터를 적용하면 스위칭 손실의 저감과 2차측 중첩기간의 단축을 도모할 수가 있다.
다음에 2차측 중첩기간을 단축한 효과를 정량적으로 설명한다. 여기서는 제2도의 DC-DC 컨버터를 예로 들어서 설명한다. 2차측 중첩기간(T)은 식(6)으로부터 변압기의 권선비가 클수록, 즉 입력전압이 높고 출력 전압이 낮을수록 길어진다. 여기서, 입력전압이 교류 100V를 정류한 후의 전압이고, 출력 전압이 TTL의 전원으로서 필요한 5V이고, 부하전류를 총계 300A로 하고, 변압기의 누설 인덕턴스가 영이고 변압기의 2차권선의 인출선을 대단히 짧게 6cm로 했을 경우를 생각한다. 그러면, 식(6)중의 파라미터는 대략 다음의 값이 된다.
Io = 150A
a = 6
L = 0.06μH
Ei = 70V
이들의 값을 사용하면 2차측 중첩기간(T)은 약 0.26μs가 된다. 한편, 종래방식에서는 2차측 중첩기간(T)이 약 0.77μs가 된다. 동작 주파수가 200kHz인 경우, 이들의 값은 전자가 주기의 5.2%로 작은데에 대하여, 후자가 주기의 15.4%로 크다. 이것은 본 발명의 다른 실시예에도 해당된다. 바꾸어 말하면 직류 전압원의 전압이 적어도 교류 100V이상의 전압을 정류한 후에 얻어지는 값이고 동작 주파수가 200kHz 이상이고 출력 전압이 5V 이하의 컨버터에 있어서 2차측의 중첩 기간을 주기의 10% 이하로 할 수가 있는 것은, 제2도, 제7도 및 제9도와 같은 실시예의 컨버터 뿐이다.
제12도는 본 발명의 또다른 일실시예를 나타낸 DC-DC 컨버터의 회로 구성을 나타내고 있다. 직류 전압원(3)에 복수의 전원 분할용 콘덴서 C1∼Cn의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고 각 콘덴서를 직류 전압원으로서 동작하도록 각각의 콘덴서에 컨버터가 접속되어 있다. 여기서는, 출력을 다출력(多出力)으로 하고 있다. 각 컨버터에는 상기한 일실시예의 어느 하나를 사용한다. 각 컨버터는 상기한 바와같이 고주파화, 소형화 또한 고효율화를 달성할 수 있다. 이와 같이 구성하면 DC-DC 컨버터 전체를 소형화·경량화할 수 있다는 효과가 있다. 또한 각 컨버터의 스위치 소자의 내압을 경감할 수 있는 효과도 생긴다.
제12도에서는 다출력으로 하였으나 단출력(單出力)으로 할 수도 있다. 제13도는 컨버터의 병렬 접속 방법을 나타내고 있다. 동도 (a),(b)에 있어서, 30-1,∼30-n은 인버터, 18-1∼18-n은 변압기, 31-1∼31-n은 정류회로, 32-1∼32-n은 출력 평활용회로, 33은 부하이다. 직류 전압원(3)과 전원 분할용 콘덴서(C1∼Cn)의 구성은 제12도와 동일한 것이다. (a)에서는, 출력 평활용 회로(32-1∼32-n)의 후단에서 출력을 병렬로 하고 있다. 이 경우, 출력 평활용 회로의 콘덴서를 공통으로 해도 좋다. 또 각 컨버터는 어떠한 위상에서 동작시켜도 좋다. (b)는 출력 평활용 회로(32)의 전단에서 출력을 병렬로 하고 있는 경우를 나타내고 있다. 이 경우, 컨버터의 병렬수를 n라 할 때 각 컨버터는 2π/n의 위상차를 두고 동작시키는 것이 바람직하다. 각 컨버터에는 상기한 일실시예의 어느 하나를 사용한다. 각 컨버터는 상기한 바와같이 고주파화, 소형화 또 고효율화를 달성할 수 있다. 이와같이 구성하면 전체의 DC-DC 컨버터의 소형 경량화를 도모할 수 있는 효과가 있다. 또 각 컨버터의 스위치 소자의 내압을 경감할 수 있는 효과도 생긴다.
제14도는 본 발명의 또다른 일실시예를 나타낸다. 상기한 바와 같이, 본 발명의 DC-DC 컨버터는, 저전압 대전류 출력인 것일수록 고주파 소형화와 고효율화의 효과가 크다. 이와 같은 전원의 가장 적합한 것이 전자 계산기용 전원이다. (a)는 상용(常用)라인으로부터 전력을 수전하여, 적어도 CVCF(Constant Voltage Constant Frequency), AC-DC 컨버터, DC-DC 컨버터, 그리고 5V 이하의 적류 전압을 공급받는 논리 회로를 직렬로 접속한 전자 계산기를 나타내고 있다. 이 구성은, 대규모의 전자계산기에 사용된다. (b)는 (a)로부터 CVCF를 제외한 구성으로서, 소규모의 전자 계산기에 사용된다. (a),(b)에 있어서, DC-DC 컨버터로서 상술한 제2도, 제7도, 제9도, 제12도, 및 제13도등의 본 발명의 컨버터중 어느하나를 사용하면, 전자 계산기의 소형 경량화를 도모할 수 있는 효과가 있다.
제15도는 본 발명의 또다른 일실시예를 나타낸다.
(a),(b),(c)는 각각 제2도의 스위치 회로(2), 제7도의 스위치 회로(2), 제9도의 스위치 회로(2)를 각각 1개의 모듈로 한 것이다. 스위치 회로를 이와 같은 모듈로 하므로서 소형이고 저렴한 스위치 회로가 제공된다. 또, 이 모듈을 사용함으로써 제2도, 제7도 및 제9도등의 본 발명의 DC-DC 컨버터를 더욱 소형화하고 저렴하게 할 수 있다.
제16도는 본 발명의 또 다른 일실시예를 나타낸다. 제15도에 나타낸 모듈에서는 IC회로로 하는 경우 콘덴서를 동일 기판상에 집적하는 일이 곤란하다. 또 콘덴서의 용량은, 응용에 따라 다르며 사용자가 설정할 수 있게 하는 것이 바람직하다. 그러므로 제16도는, 제15도의 모듈로부터 콘덴서를 제외한 것을 IC회로로한 것이다. (a),(b),(c)는 각각 제2도의 스위치 회로(2), 제7도의 스위치 회로(2), 제9도의 스위치 회로(2)로부터 콘덴서를 제외한 것을 각각 IC회로로 한 것이다. 스위치 회로의 일부를 이와 같은 IC회로로 함으로써 소형이며, 저렴한 스위치 회로를 제공할 수 있다. 또, 이 IC회로를 사용함으로써, 제2도와 제7도 및 제9도등에 기재된 본 발명의 DC-DC 컨버터를 더욱 소형 저렴하게 할 수 있다.
이상과 같이, 본 발명에 의하면, 스위칭 손실이 감소된 스위치 회로와 스너버 회로를 실현할 수 있고, 2차측 중첩 기간의 저감 및 전원 단락 방지용 데드 타임을 없애는 것을 도모할 수가 있다. 이 결과, DC-DC 컨버터의 고주파화, 소형화, 고효율화가 용이하게 실현될 수 있다. 또, 본 DC-DC 컨버터를 사용하면 전자 계산기의 전원부를 종래의 1/3의 크기로 줄이는 것이 가능하다.

Claims (27)

  1. 직류전압원과 부하회로 및 스위치소자가 직렬로 접속된 것을 포함하며, 상기 스위치소자의 온오프반전에 의해 상기 부하회로에 전력을 공급하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 상기 스위치소자가 턴오프되는 때에 상기 직류전압원은 다이오드를 거쳐 콘덴서와 직렬로 접속되고, 상기 스위치소자가 턴온되는 때에는 상기 직류전압원 및 상기 콘덴서가 상기 스위치소자를 거쳐 직렬로 접속되어 상기 DC전압원과 상기 콘덴서 양단의 각 전압들이 가극성이 되도록 접속(additively coupled)되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 부하회로는 적어도 정류회로와 쵸크입력형 출력평활용 회로 및 부하를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  3. 제1항에 있어서, 상기 부하회로는 적어도 변압기와 정류회로와 쵸크입력형 출력평활용 회로 및 부하를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  4. 주 스위치소자와 보조 스위치소자가 병렬로 접속되어 있는 스위치회로와 직류전압원 및 부하회로를 포함하며, 상기 직류전압원과 상기 부하회로 및 상기 스위치회로는 직렬로 접속되어 있고, 상기 주 스위치소자의 온오프반전에 의해 상기 부하회로에 전력을 공급하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 상기 주 스위치소자가 턴오프되는 때에는 상기 보조 스위치소자가 제1콘덴서와 직렬로 접속되고, 상기 주 스위치소자가 턴온되는 때에는 상기 직류전압원이 제2콘덴서와 직렬로 접속되어, 상기 직류전압원 및 상기 제2콘덴서 양단의 각 전압들이 가극성이 되도록 접속되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  5. 제4항에 있어서, 상기 부하회로는 적어도 정류회로와 쵸크입력형 출력평활용 회로 및 부하를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  6. 제4항에 있어서, 상기 부하회로는 적어도 변압기와 정류회로와 쵸크입력형 출력평활용 회로 및 부하를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  7. 직류전압원과 부하회로 및 스위치소자가 직렬로 접속된 것을 포함하며, 상기 스위치소자의 온오프반전에 의해 상기 부하회로에 전력을 공급하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 상기 스위치소자가 턴온된 직후에 상기 부하회로 양단에 인가되는 초기전압은 상기 직류전압원의 전압의 적어도 2배인 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  8. 제7항에 있어서, 상기 부하회로는 적어도 정류회로와 쵸크입력형 평활용 회로 및 부하를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  9. 제7항에 있어서, 상기 부하회로는 적어도 변압기와 정류회로와 쵸크입력형 출력평활용 회로 및 부하를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  10. 적어도 100볼트의 교류전압을 정류함으로써 직류전압을 생성시키는 직류전압원; 적어도 200kHz의 주파수로 동작하는 스위치소자; 1차권선은 상기 직류전압원 및 상기 스위치소자와 직렬로 접속되며 2차권선은 상기 정류회로에 접속되는 변압기; 상기 정류회로로부터 최대 5볼트의 직류전압이 공급되는 부하; 및 상기 스위치소자에 접속되어, 상기 스위치소자가 턴온된 직후에 발생하는 상기 스위치소자의 동작주파수 주기의 최대 10%인 전류기간(commutation period)을 상기 변압기의 2차측 상에 제공하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  11. 서로 직렬로 접속되어 있으며, 직류전압원과는 병렬로 접속되는 복수의 콘덴서와, 상기 콘덴서들 중 대응하는 하나의 콘덴서에 각각 접속되어 상기 콘덴서를 컨버터용 직류전압원으로 동작하도록 하는 복수의 컨버터를 포함하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 각각의 상기 컨버터들은 상기 직류전압원과 부하회로 사이에 접속되는 스위치소자를 포함하고, 상기 스위치소자의 온오프반전에 의해 부하회로에 전력을 공급하며, 각 컨버터에서 스위치소자가 턴온된 직후에 상기 부하회로 양단에 인가된 초기전압은 상기 직류전압원의 전압의 적어도 두배인 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  12. 제11항에 있어서, 상기 컨버터의 출력부들이 병렬로 접속되어 상기 부하회로에 전력을 공급하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  13. 상용 전원의 전압을 변환시켜 직류전압을 생성시키는 입력직류원에 병렬로 접속되고, 상호 직렬로 접속된 복수의 콘덴서와, 상기 콘덴서들중 대응하는 하나의 콘덴서에 각각 접속되어 상기 콘덴서를 컨버터용 직류전압원으로 동작하도록 하는 복수의 컨버커를 포함하는 전자계산기에 있어서, 각각의 상기 컨버터들은 상기 직류전압원과 계산수단을 포함하는 부하회로 사이에 접속된 스위치소자를 포함하고, 상기 스위치소자의 온오프 반전에 의해 상기 부하회로에 전력을 공급하며, 각각의 상기 컨버터들에서 상기 스위치소자가 턴온된 직후에 상기 부하회로 양단에 인가된 초기 전압이 상기 직류전압원의 전압의 적어도 두배인 것을 특징으로 하는 전자계산기.
  14. 직류전압원과 부하회로 및 스위치소자가 직렬로 접속된 것과 스너버회로를 포함하며, 상기 스위치소자의 온오프반전에 의해 상기 부하회로에 전력을 공급하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 상기 스위치소자가 턴오프될 때에는 상기 스위치소자가 콘덴서와 병렬로 접속되고, 상기 콘덴서가 방전될 때에는 상기 직류전압원 및 상기 콘덴서가 직렬로 접속되어 상기 직류전압원과 상기 콘덴서 양단의 각 전압들이 가극성이 되도록 접속되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  15. 제1직류전압원과 부하회로 및 스위치소자가 직렬로 접속된 것과 스너버회로를 포함하며, 상기 스위치소자의 온오프반전에 의해 상기 부하회로에 전력을 공급하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 상기 스위치소자가 턴오프되는 때에는 상기 스위치소자가 제1콘덴서와 병렬로 접속되고, 상기 스위치소자가 턴온되는 때에는 상기 제1직류전압원과는 다른 제2직류전압원이 상기 제1콘덴서와 직렬로 접속되어 상기 제2직류전압원과 상기 제1콘덴서 양단의 각각의 전압들이 가극성이 되도록 접속되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  16. 제15항에 있어서, 상기 제2직류전압원은 상기 제1직류전압원과 병렬로 접속된 제2콘덴서를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  17. 제1다이오드의 양극에 접속된 음극을 갖는 제1자기차단소자(self interrupting element); 상기 제1자기차단소자의 양극에 접속된 제2다이오드의 음극과 접속되는 양극과, 상기 제1다이오드의 음극에 접속된 음극을 갖는 제2자기차단소자; 및 상기 제1자기차단소자의 음극 및 상기 제2자기차단소자의 양극 사이에 접속된 콘덴서를 포함하며, 상기 제1자기차단소자의 양극과 상기 제2자기차단소자의 음극이 각각 아암의 양극과 음극이 되는 것을 특징으로 하는 스위치회로.
  18. 제17항에 있어서, 상기 스위치회로는 단일 모듈을 포함하는 단일의 유닛으로 구성되는 것을 특징으로 하는 스위치회로.
  19. 제17항에 있어서, 상기 콘덴서를 제외한 상기 스위치회로는 집적회로의 일부인 것을 특징으로 하는 스위치회로.
  20. 제1다이오드와 제1자기차단소자로 이루어진 제1직렬 접속회로와; 제2다이오드와 제2자기차단소자로 이루어지고, 상기 제1직렬접속회로의 음극과 접속된 양극을 가진 제2직렬접속회로; 상기 제1직렬접속회로의 양극에 접속된 양극을 갖는 제3자기차단소자; 제3자기차단소자의 음극에 접속된 양극과, 상기 제2직렬접속회로의 음극에 접속된 음극을 갖는 제4자기차단소자; 및 상기 제1직렬접속회로의 음극과 상기 제3자기차단소자의 음극 사이에 접속되는 콘덴서를 포함하고, 상기 제1직렬접속회로의 양극과 음극이 각각 상부 아암의 양극과 음극이 되며, 상기 제2직렬접속회로의 양극과 음극이 각각 하부 아암의 양극과 음극이 되는 것을 특징으로 하는 스위치소자.
  21. 제20항에 있어서, 상기 스위치회로는 단일 모듈을 포함한 단일 유닛으로 구성되는 것을 특징으로 하는 스위치회로.
  22. 제20항에 있어서, 상기 콘덴서를 제외한 상기 스위치회로는 집적회로의 일부인 것을 특징으로 하는 스위치회로.
  23. 제1다이오드의 양극에 접속된 음극을 갖는 제1자기차단소자; 제1다이오드의 음극에 접속된 양극을 갖는 제2다이오드; 상기 제2다이오드의 음극에 접속된 양극을 갖는 제2자기차단소자; 제3자기차단소자와 제3다이오드로 이루어지고, 상기 제1자기차단소자의 양극에 접속된 양극과 상기 제2다이오드의 음극에 접속된 음극을 갖는 제1직렬접속회로; 제4자기차단소자와 제4다이오드로 이루어지고, 상기 제1다이오드의 양극에 접속된 양극과 상기 제2자기차단소자의 음극에 접속된 음극을 갖는 제2직렬접속회로; 및 상기 제1다이오드와 상기 제2다이오드에 각각 병렬로 접속된 콘덴서를 포함하며, 상기 제1자기차단소자의 양극과 상기 제1다이오드의 음극이 각각 상부 아암의 양극과 음극을 구성하고, 상기 제2다이오드의 양극과 상기 제2자기차단소자의 음극이 각각 하부 아암의 양극과 음극을 구성하는 것을 특징으로 하는 스위칭회로.
  24. 제23항에 있어서, 상기 스위치회로는 단일 모듈을 포함한 단일 유닛으로 구성되는 것을 특징으로 하는 스위치회로.
  25. 제23항에 있어서, 상기 콘덴서를 제외한 상기 스위치회로가 집적회로의 일부인 것을 특징으로 하는 스위치회로.
  26. 직류전압원과 변압기의 1차 권선과 스위치회로가 직렬로 접속되며, 상기 스위치회로내에 포함된 적어도 하나의 자기차단소자의 온오프반전에 의해 상기 변압기의 2차권선으로부터 부하에 전력을 공급하는 1석 포워드 컨버터에 있어서, 상기 스위치회로의 구성은, 제1자기차단소자의 음극이 제1다이오드의 양극에 접속되고, 제2다이오드의 음극이 제2자기차단소자의 양극에 접속되며, 상기 제1자기차단소자의 양극은 제2다이오드의 양극에 접속되고, 제1다이오드의 음극이 제2자기차단소자의 음극에 접속되며, 상기 제1자기차단소자의 음극과 상기 제2자기차단소자의 양극 사이에 콘덴서가 접속되고, 상기 제1자기차단소자의 양극과 상기 제2자기차단소자의 음극이 각각 상기 스위치회로의 양극과 음극을 각각 구성하는 것을 특징으로 하는 1석 포워드컨버터.
  27. 제26항에 있어서, 상기 변압기는, 적어도 하나의 자기차단소자의 온시 비율(on-duty ratio)이 적어도 50%인 경우에도 리셋회로의 동작에 의해 리셋이 가능한 것을 특징으로 하는 1석 포워드컨버터.
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