JPWO2007043124A1 - オーバーサンプリング・トランスバーサル等化器 - Google Patents

Abstract

タップ係数の演算精度を向上させ、等化器の等化能力を増大させることを目的とし、等化器１が、シンボル間隔毎のタップ係数を演算する手段２と、その演算結果を用いて、シンボル間隔のタップ係数を含み、オーバーサンプリングによって必要となったタップ係数を補間によって求める手段３と、手段３の出力を用いて入力信号の等化を行う手段４と、手段４の出力するサンプリング間隔のデータをシンボル間隔のデータに間引きする手段５とを備える。

Description

本発明は、通信システムにおける受信信号の等化方式に係り、さらに詳しくは例えば多値ＱＡＭ変調を用いた無線受信装置の復調部に使用されるオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器に関する。

デジタル無線通信システムにおいて、多値ＱＡＭ（直交振幅変調）方式は限られた帯域で多くの情報を伝送できるために広く用いられている。この多値ＱＡＭ方式では、位相がπ／２異なる（直交する）２つの搬送波をそれぞれ多値（２値、４値．．ｎ値）の振幅を有するベースバンド信号で搬送波抑圧ＡＭ変調して、合成した信号を送信し、受信側では、受信信号を例えば不要な信号を除くための受信フィルタに通した後に中間周波数（ＩＦ）の信号に変換し、さらに伝送路で生じた歪みなどを補償するために伝送路の状態に適応可能な等化器によって信号の等化が行われた後に、復調が行われる。

図１４は、例えば多値ＱＡＭ変調を用いたデジタルＣＡＴＶ受信装置などの復調部に使用されるオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器の従来例である。この従来例は、特許文献１において誤差信号の補間生成が開示されているオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器に、例えば４倍オーバーサンプリングを適用したものである。

図１４においてＦＦ１００はサンプリングクロックで動作する、例えばサンプリングクロックの立ち上がりエッジで入力データをラッチするフリップフロップである。遅延器１０１は、入力信号の遅延器１０１による遅延結果としてのデータＤ（または極性信号）と、等化器の出力と目標信号との比較結果に基づく誤差信号Ｅ（ともに乗算器１０２に入力される）とがセンタータップにおいて同一時刻のデータとなるように、入力信号を遅延させるものである。５つの遅延器１０１による遅延時間は同一である。すなわち、入力側に最も近い乗算器１０６には、現在の入力信号が与えられ、これと乗算させるべき積分器１０５の出力は、センタータップのタップ係数に相当する。

誤差信号Ｅとしては、目標信号と等化器の出力との差に基づいてシンボル間隔の誤差信号Ｅｎが誤差信号識別部１０３によって生成され、そのシンボル間隔の誤差信号Ｅｎの値に基づいて、オーバーサンプリングによって必要となった時刻における誤差データが誤差補間部１０４によってフィルタ補間、直線補間などの各種の方法を用いて補間生成され、サンプリングクロック動作、すなわちサンプリング間隔の誤差データＥとして、入力識別データＤ、またはそのＦＦ１００による遅延結果の信号と、乗算器１０２によって乗算されるように出力される。すなわち、５つの遅延器１０１の出力する識別信号はサンプリング間隔で変化するが、この識別信号と乗算されるべき誤差データは補間によって生成される。

乗算器１０２の出力は、積分器１０５によって積分され、その積分結果が乗算器１０６によって入力信号、または入力信号がＦＦ１００を通過した後の信号と乗算され、それらの乗算結果は加算器１０７によって加算され、レート変換器１０８によって１／４間引きされ、等化器の出力として出力される。なおこのレート変換器１０８の入力、すなわち加算器１０７の出力がサンプリングクロック動作となっているため、レート変換器１０８の内部に、例えばシンボルクロック間隔で動作するフリップフロップを備えることによってレート変換器１０８の出力はシンボル間隔となる。なおこの従来例は、積分器１０５の前段の乗算器１０２に入力される極性信号が等化前の信号から取り出されているため、ＭＺＦ（モデファィド・ゼロ・フォーシング）法と呼ばれる等化方式を適用したものである。さらに図１４の従来例における目標信号は、後述する図１５の信号波形では＋２、＋１、−１、および−２に相当する。
特開平５−９０８９６号 「オーバーサンプリングトランスバーサル等化器」 図１４の従来例では、オーバーサンプリングによって必要となった時刻における誤差データを誤差補間部１０４によって補間生成しているために、必ずしも正確な誤差データを算出することができず、その誤差データに基づいて演算されるタップ係数の精度も低下し、等化器の等化性能が劣化するという問題点があった。

図１５はこの問題点の説明図である。オーバーサンプリング・トランスバーサル等化器を高い精度で動作させるために本来必要となる誤差データは、サンプリングポイントのそれぞれにおける信号の理想包絡線と実際の包絡線との差分、すなわち図１５の白矢印と黒矢印によって表される差分である。例えば図１４の従来例では、ＥＹＥパターン開口部の誤差データのみ、すなわち白矢印を使って補間によってオーバーサンプリングによって必要となる誤差データ、すなわち黒矢印の差分を求めているが、この方法では実際の包絡線の軌跡を正しく反映することができない。すなわち例え同じ歪みが発生している場合であっても、包絡線の軌跡が異なれば異なった誤差データが得られるはずであるが、従来例では補間を用いるために誤差データの実際の包絡線の軌跡の変化を反映することができず、正確な誤差データを算出することができないという問題点があった。

本発明の目的は、シンボル間隔のタップ係数、すなわち図１５のＥＹＥパターン開口部に対応するタップ係数の演算結果に基づいて、オーバーサンプリングによって必要となったタップ係数をシンボル間隔のタップ係数から補間によって求めることによって、オーバーサンプリング・トランスバーサル等化器の等化精度を向上させることである。

本発明のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器は、シンボル間隔ごとのタップ係数を演算するタップ係数演算手段と、演算されたシンボル間隔のタップ係数を用いて、シンボル間隔のタップ係数を含み、オーバーサンプリングによって必要となったタップ係数を補間によって求めるタップ係数補間手段と、求められたタップ係数を用いて入力信号に対する等化を行うフィルタ手段とを備える。

発明の実施の形態においては、フィルタ手段が出力するサンプリングクロック間隔のデータをシンボル間隔のデータに間引きして、オーバーサンプリング・トランスバーサル等化器の出力とするフィルタ出力間引き手段をさらに備え、目標信号とこのフィルタ出力間引き手段の出力とを比較して、その比較結果に基づいてタップ係数演算手段がシンボル間隔のタップ係数を演算することもできる。

また実施の形態においては、シンボル間隔のタップ係数の演算に必要な識別データを等化器の入力側から得る（ＭＺＦ法）ことも、あるいは等化器の出力側、すなわちフィルタ出力間引き手段の出力から得る（ＺＦ法）こともできる。

以上のように本発明によれば、オーバーサンプリングによって必要となった時刻における誤差データを補間によって生成し、生成された誤差データを用いてサンプリングクロック間隔のタップ係数を演算する代わりに、シンボル間隔のタップ係数の演算結果に基づいてオーバーサンプリングによって必要となった時刻におけるタップ係数を補間によって直接に求めることによってタップ係数の演算精度を向上させ、オーバーサンプリング・トランスバーサル等化器の等化性能を改善することによって、例えばＱＡＭ変調方式を用いる通信システムにおける通信性能向上に寄与することができる。

本発明のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器の原理構成ブロック図である。 本発明のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器が用いられるＱＡＭ復調部の全体構成ブロック図である。 本発明の第１の実施例の基本構成ブロック図である。 第１の実施例の詳細構成ブロック図である。 第１の実施例における誤差信号と極性信号の時刻合わせを説明する図である。 第１の実施例における積分器の構成例である。 第１の実施例における補間フィルタの構成例である。 図７の補間フィルタの動作の説明図である。 図７の補間フィルタのインパルス応答を示す図である。 タップ係数補間部の詳細構成例を示す図である。 第１の実施例におけるタップ係数出力までの動作タイムチャートである。 本発明の第２の実施例の基本構成ブロック図である。 第２の実施例の詳細構成ブロック図である。 オーバーサンプリング・トランスバーサル等化器の従来例の構成ブロック図である。 図１４の従来例における問題点の説明図である。

図１は、本発明のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器の原理構成ブロック図である。同図においてオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器１はタップ係数演算手段２、タップ係数補間手段３、およびフィルタ手段４を少なくとも備え、またさらにフィルタ出力間引き手段５を備えることもできる。

タップ係数演算手段２はシンボル間隔ごとのタップ係数を演算するものであり、タップ係数補間手段３はその演算結果としてのシンボル間隔ごとのタップ係数を用いて、シンボル間隔のタップ係数を含み、オーバーサンプリングによって必要となったタップ係数を補間によって求めるものであり、フィルタ手段４はタップ係数補間手段３によって求められたタップ係数を用いて入力信号に対する等化を行うものである。

フィルタ出力間引き手段５はフィルタ手段４が出力するサンプリングクロック間隔のデータをシンボル間隔のデータに間引き（レート変換）してオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器の出力とするものであり、本発明においてはタップ係数演算手段２がフィルタ出力間引き手段５の出力と目標信号とを比較して、比較結果に基づいて誤差信号を出力する誤差信号識別部をさらに備えることもできる。

後述する第１の実施例においては、図１に点線で示すように、タップ係数演算手段２が、フィルタ手段４への入力としてのサンプリングクロック間隔のデータを、シンボル間隔のデータに間引き（レート変換）する入力信号間引き部と、入力信号間引き部の出力から識別信号を抽出する入力信号識別部とを誤差信号識別部に加えてさらに備え、前述の誤差信号識別部の出力と入力信号識別部の出力とを用いてシンボル間隔のタップ係数を演算することもできる。この場合入力信号間引き部と入力信号識別部との位置は逆でも良い。

後述する第２の実施例においては、タップ係数演算手段２が、フィルタ出力間引き手段５の出力から識別信号を抽出する出力信号識別部を前述の誤差信号識別部に加えてさらに備え、この出力信号識別部の出力と誤差信号識別部の出力とを用いて、シンボル間隔のタップ係数を演算することもできる。

図２は、本発明のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器が使用される多値ＱＡＭ変調を用いた受信装置内の復調部の全体構成ブロック図である。この復調部の動作の全体は、本発明のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器の動作とは直接の関係がないが、本発明の位置を説明するために、この復調部の動作の内容を説明する。

図２において、ＩＦ信号の入力はＡ／Ｄ変換器１０に与えられ、ＩＦ信号はデジタル化される。このＩＦ信号は帯域伝送された信号であり、ある帯域内で台形の形状を有するスペクトルを持つものである。デジタル化されたＩＦ信号のパワーが所望の値より大きいか、小さいかを判定して、ＲＦ側のアンプのゲインを調整するために、デジタル化された信号は自動ゲイン・コントローラ（ＡＧＣ）１１に与えられる。

Ａ／Ｄ変換器１０の出力信号をＩチャネルとＱチャネルとに分離するために、乗算器１２によってＣｏｓ（ωＴ）、乗算器１６によってＳｉｎ（ωＴ）の乗算が行われる。ここで各周波数ωに対応する周波数として、ＩＦ信号スペクトルの台形の中心周波数が用いられる。ミキシングによって上側と下側の周波数の信号が生成されるために、乗算器１２、１６の出力は、それぞれローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３、１７に与えられ、上側の周波数の成分がカットされ、それぞれインタポレータ１４、１８に与えられる。

インタポレータ１４、１８は、それぞれＩチャネル、Ｑチャネルに対するタイミング再生を行うものであり、そのタイミング再生はＣＬＫ部２０からの制御信号によって制御される。図２の復調部では、後段に備えられているイコライザから与えられるエラー信号を用いて、ＣＬＫ部２０の内部のループフィルタを用いたデジタルＰＬＬの動作によって、タイミング誤差を補正するための制御信号が生成され、その制御信号は２つのインタポレータ１４、１８に与えられる。

タイミング再生されたＩチャネル、Ｑチャネルの信号は、それぞれルート・ナイキスト・フィルタ１５、１９に入力される。このフィルタは送信側にも備えられており、送信側と受信側とでナイキストフィルタとしての帯域制限を行うものである。

帯域制限された信号は複素ＦＩＲフィルタ２１に与えられる。この複素ＦＩＲフィルタ２１は、さらに後段に備えられる複素ＦＩＲフィルタ２３とともに、線形イコライザ（等化器）として動作する。複素ＦＩＲフィルタ２１は、主として希望波の前側にゴーストが存在する時、すなわち前ゴースト時（ノン・ミニマムフェーズ時）の干渉波を除去するものであり、その出力はバタフライ演算器２２に与えられる。

バタフライ演算器２２は、ＣＲ部２４からの制御信号によってキャリア周波数の誤差を補正し、キャリア再生を行うものである。すなわち復調後のＩチャネル、Ｑチャネルの出力信号による、コンスタレーションの回転からキャリア周波数のずれを検出し、コンスタレーションの回転を止める方向にバタフライ演算器２２に対する制御が行われる。ここでコンスタレーションとは、例えば４ＱＡＭ（ＱＰＳＫ）におけるベクトル図上の４点を頂点とする四角形の配置を示し、その四角形の４つの角度が全て９０度である場合にコンスタレーションの傾きが“０”であり、９０度でなく四角形が傾いている場合にコンスタレーションが傾いているものと判定される。キャリア再生回路は、この傾き(瞬時の位相誤差)を積分することにより周波数誤差を求めている。

バタフライ演算器２２の出力は、後段の線形等化器としての複素ＦＩＲフィルタ２３に与えられる。このフィルタは主として希望波の後側にゴーストが存在する時、すなわち後ゴースト時（ミニマムフェーズ時）の干渉波を除去するものである。２つのフィルタ２１、２３に対しては、それぞれタップ係数演算部２６、２７によって演算されるタップ係数が与えられる。２つのタップ係数演算部２６、２７に対しては識別、誤差信号生成部２５によって生成される識別信号と誤差信号が与えられる。

後述するようにＺＦ（ゼロ・フォーシング）法を適用する場合には、復調部の出力としてのＩチャネル、Ｑチャネルの出力信号が、誤差データ、識別データの生成に用いられ、またＭＺＦ（モデファィド・ゼロ・フォーシング）法を適用する場合には、誤差データの生成に使用される。また全体的にイコライザを構成する２つのフィルタのうちの、前段の複素ＦＩＲフィルタ２１に対するＩチャネル、Ｑチャネルの入力信号が識別、誤差信号生成部２５に与えられ、ＭＺＦ法を適用する場合の識別データの生成に使用される。なお後述する実施例としてのオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器は、図２において後段の線形等化器としての複素ＦＩＲフィルタ２３に相当するものと考えられる。これは後述するようにセンタータップが先頭にきているためである。

ここでＺＦ法とＭＺＦ法の適用の考え方について説明する。ＺＦ法では識別信号も等化器の出力からとるために、通信環境が悪く、符号間干渉がひどいような条件では、等化動作が収束していない等化器の出力が使われるために、引き込みが適切に行われないことがある。そこで等化器が適切に動作していなければ、識別信号をむしろ等化器への入力からとる方がよいというのがＭＺＦ法の考え方である。

しかしながらＭＺＦ法では等化前の信号を使うために、等化器に収束誤差が残り、コンスタレーションが大きくなる傾向がある(収束時のＢＥＲ特性がZF法に比べ劣化する傾向がある)。このため、一般的には引き込みの最初の段階ではＭＺＦ法を適用し、引き込みの最終段階でＺＦ法に切り替えることにより、最終的にコンスタレーションの小さい(BER特性劣化が少ない)等化出力を得ることができる。

図３は、ＭＺＦ法を用いるオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器の第１の実施例の基本構成ブロック図である。同図において等化器は入力信号に対する等化作用を行うデジタルフィルタ３０、デジタルフィルタ３０に対してシンボル間隔、すなわち各シンボルに対応するタップ係数を含み、図１５ではＥＹＥパターン開口部に対するタップ係数以外にオーバーサンプリングによって必要となったタップ係数を補間によって求め、デジタルフィルタ３０に与えるタップ係数補間部３１、シンボル間隔のタップ係数を、例えばＬＭＳ（リースト・ミーン・スクエア）アルゴリズムを用いて演算し、その演算結果をタップ係数補間部３１に与えるタップ係数演算部３２、入力信号、すなわちサンプリングクロック間隔の信号を間引きしてシンボル間隔の信号を取り出す（レート変換用の）入力信号間引き部３３、入力信号間引き部３３の出力から識別信号の値を求め、タップ係数演算部３２に与える入力信号識別部３４、デジタルフィルタ３０の出力するサンプリングクロック間隔の信号からシンボル間隔の信号を取り出す（レート変換用の）フィルタ出力間引き部３５、フィルタ出力間引き部３５の出力としてのシンボル間隔の信号を目標信号の値と比較し、その比較結果に基づく識別誤差信号をタップ係数演算部３２に与える誤差信号識別部３６を備えている。ここで本実施形態の等化器を１６ＱＡＭのＩチャネル、Ｑチャネルで４値の振幅を持つ信号に適用するとすれば、目標信号は＋２、＋１、−１、−２の４点となる。

前述のように図３は、ＭＺＦ法を用いた等化器の実施例であり、誤差信号は等化器の出力を用いて生成され、また識別信号は等化器への入力を用いて生成される。またシンボルクロックの周波数をｆ、サンプリングクロックの周波数をそのｎ倍のｎｆとすると、入力信号間引き部３３は周波数ｎｆの信号から周波数ｆの信号を生成するものであり、フィルタ出力間引き部３５も周波数ｎｆの信号から周波数ｆの信号を生成するものである。

入力信号識別部３４の与える識別信号としては、例えば１６ＱＡＭでは信号が中間レベルより大きいか、小さいかを示す極性信号のみを用いてもよいが、さらに多値のＱＡＭでは、例えば＋２、−２のように重み付けされた値を用いることができる。さらに図３において入力信号間引き部３３と入力信号識別部３４との順序を逆にすることも可能である。

なお、本発明の特許請求の範囲の請求項１におけるタップ係数演算手段は、請求項２、３などにあるように、タップ係数演算部３２に、誤差信号識別部３６、入力信号間引き部３３、および入力信号識別部３４を加えたものに相当する。

図４は、オーバーサンプリング・トランスバーサル等化器の第１の実施例の詳細構成ブロック図である。同図において等化器は、タップ係数補間部３１、誤差信号識別部３６に加えて、例えば等化器への入力信号から求められる識別信号と、等化器の出力から求められる誤差信号との時刻を同一にするための５つの遅延器４０、遅延器４０の出力をシンボル間隔、例えばシンボルクロックの立ち上がりエッジでラッチするためのフリップフロップである５つのＦＦｓｙｍ４１、ＦＦｓｙｍ４１の出力と等化器の出力から求められる誤差信号とを乗算する５つの乗算器４２、各乗算器４２の出力を積分し、その結果をタップ係数補間部３１に与える５つの積分器４３、サンプリング間隔、例えばサンプリングクロックの立ち上がりエッジで入力データをラッチし、４個直列の構成で信号をシンボル間隔分だけ遅延させる１６個のＦＦ４４、タップ係数補間部３１から出力されるタップ係数Ｔ１からＴ１７と、入力信号、または１６個のＦＦ４４の出力とを乗算する１７個の乗算器４５、１７個の乗算器４５の出力を加算するための加算器４６、４７、および４８、加算器４６、４７、および４８の出力を、例えばサンプリングクロックの立ち上がりエッジでそれぞれラッチするための３つのＦＦ４９、５０、および５１、ＦＦ５１の出力を４分の１間引きするレート変換器５２、および誤差信号識別部３６と５つの乗算器４２との間に挿入される、例えばシンボルクロックの立ち上がりエッジで動作するフリップフロップＦＦｓｙｍ５３を備えている。

５つの遅延器４０は、前述のように入力に最も近い乗算器４２に与えられる識別信号と誤差信号との時刻を同一にするために挿入されるものであり、全て同一の遅延量を持っている。そしてこのような遅延と、図１１で説明する動作タイムチャートを実現するための実際のインプリメントにおける必要な遅延を実現するために、３つのサンプリング間隔で動作するフリップフロップ４９から５１、およびシンボル間隔で動作するフリップフロップ５３が用いられている。

図３の基本構成図における各ブロックと、図４の詳細構成図の各ブロックとの基本的対応について説明する。図４の５つの遅延器４０は、入力信号の識別を行う入力信号識別部３４を兼ねている。５個存在するＦＦｓｙｍ４１はその全てが入力信号間引き部３３に相当する。乗算器４２と積分器４３の組の全てがタップ係数演算部３２に相当する。レート変換器５２がフィルタ出力間引き部３５に相当する。これらの各ブロックとタップ係数補間部３１、および誤差信号識別部３６を除いた全ての構成要素がデジタルフィルタ３０に相当する。

図５は、遅延器４０による信号遅延動作の説明図である。前述のように５つの遅延器４０は、同一の遅延量を持つものであり、この遅延によってシンボル間隔のタップ係数の演算が実現される。なお図５では基本的動作の説明のために、図４のＦＦ４９〜５１、およびＦＦｓｙｍ５３は省略されている。

すなわち図５において、入力信号から直接に遅延器４０、ＦＦｓｙｍ４１を介して乗算器４２に与えられる識別信号（極性信号）Ｄ１と、等化器の出力から求められる誤差信号Ｅｎが同一時刻のものとなるように、遅延器４０の遅延量が定められる。入力信号とタップ係数が入力される乗算器４５、加算器４６、４８、レート変換器５２などを介して等化器出力信号となり、その出力信号から誤差信号が求められて、誤差信号Ｅｎとして乗算器４２に与えられるまでの誤差信号の経路における遅延時間が遅延器４０の遅延量として決定され、そして例えば入力側に最も近い積分器４３からタップ係数Ｅがタップ係数補間部３１に与えられる。

入力信号は、４つのＦＦ４４を通過した後、遅延器４０によって同じ遅延量が与えられ、識別信号Ｄ２として入力側から見て２番目の乗算器４２に与えられる。すなわちこの識別信号Ｄ２は１シンボル分前（過去）の識別信号であり、現在時刻の等化器出力から求められる誤差信号Ｅｎと乗算器４２によって乗算されて、積分器４３からシンボル間隔のタップ係数Ｄがタップ係数補間部３１に与えられることになる。

図４の第１の実施例の動作についてさらに詳細に説明する。図６は図４における積分器４３の構成例である。同図において積分器４３は、加算器５５とシンボル間隔で動作するフリップフロップＦＦｓｙｍ５６とから構成され、図４の乗算器４２からの入力とＦＦｓｙｍ５６にラッチされている内容との加算結果を、例えばシンボルクロックの立ち上がりエッジに同期してＦＦｓｙｍ５６にラッチする動作を繰り返し、その結果をシンボル間隔ごとのタップ係数Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、およびＥとしてタップ係数補間部３１に出力する。

図７は図４のタップ係数補間部３１の主要構成要素としての補間フィルタの構成ブロック図である。後述するようにタップ係数補間部３１にはこのような補間フィルタが５つ用いられ、図４におけるタップ係数Ｔ１からＴ１７が出力される。その詳細は図１０で説明する。

図７において補間フィルタは、シンボル間隔ごとに図４の積分器４３によって出力されるタップ係数Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、およびＥの入力に対応して、オーバーサンプリングによって必要となったタップ係数を補間するためのデータが格納されているタップテーブル５８、５つの乗算器５９、およびこれらの乗算器５９の出力を加算する加算器６０を備えている。タップテーブル５８には、オーバーサンプリングのサンプリングクロックの周期と同一間隔でπ／２だけ変化する位相角、すなわちシンボルの間隔を２πｒａｄとする時、０、π／２、π、および３π／２ｒａｄの位相角の入力に対応して、５つの乗算器５９に対して出力すべきｔ１からｔ５のデータが格納されており、タップテーブル５８から出力されるこれらのデータが、図１０で説明するように入力ａからｅに対して与えられるシンボル間隔のタップ係数Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、およびＥと、乗算器５９によって乗算され、その乗算結果が加算されて加算器６０から出力される。図１０で説明するように５つの補間フィルタに対する入力ａからｅは異なるものとなり、その入力に対応してタップ係数Ｔ１からＴ１７が、位相角の値に応じて出力されることになる。

図８は補間フィルタの動作の説明図である。図７のタップテーブル５８からはタップテーブル出力としてｔ１からｔ５が出力されるが、これらの出力の値はタップテーブル５８に入力される位相角の値に応じてユニークに決定される。図８において上から最初の４行の、位相角０から３π／２の部分が５つの補間フィルタのうちの第１の補間フィルタの動作を説明するものである。すなわち位相角が０の時には入力ａとしてシンボル間隔のタップ係数Ｃ、入力ｂとしてタップ係数Ｂ、入力ｃとしてタップ係数Ａ、入力ｄ、入力ｅとしてともに“０”が与えられ、タップテーブルの出力のうちｔ３だけが“１”、その他が“０”であることから、タップ係数Ｔ１としてＡが出力される。

位相角π／２が与えられると、この補間フィルタからはタップ係数Ｔ２として、
−０．１１４５×Ｃ＋０．２９３８×Ｂ＋０．８９８２×Ａ
が補間されたオーバーサンプリング間隔に対するタップ係数Ｔ２として出力され、以下位相角がπ、３π／２の時に、同様に補間されたタップ係数としてＴ３、Ｔ４が出力される。すなわち、本発明の等化器は４倍オーバーサンプリングを用いているため、シンボル間隔のタップ係数の間に３個のタップ係数が必要となる。位相角が０のときにシンボル点のタップ係数が出力され、π／２のときにシンボル点から１サンプリングクロック、πのときに２サンプリングクロック、３π／２のときに３サンプリングクロック離れた位置のタップで係数が出力される。

図８の次の４行は第２の補間フィルタの動作を説明するものである。この第２の補間フィルタに対しては入力ａとしてＤ、ｂとしてＣ、ｃとしてＢ、ｄとしてＡ、ｅとして“０”が与えられ、位相角が０の時にはタップ係数Ｔ５、π／２の時にＴ６、πの時にＴ７、３π／２の時にＴ８が補間されたタップ係数として出力される。同様に次の４行、およびその次の４行は第３、第４の補間フィルタの動作を説明するものであり、最後の位相角０の行は、第５の補間フィルタの動作を説明するものである。すなわち、後述するように第５の補間フィルタは位相角が０の時だけ動作し、タップ係数Ｔ１７としてシンボル間隔のタップ係数Ｅを出力することになる。なおこのタップ係数Ｔ１７はセンタータップのタップ係数である。

図９は、図８のタップテーブル出力を与えるための補間フィルタのインパルス応答の説明図である。図９のインパルス応答から、タップテーブルの出力値ｔ１からｔ５が次のように決定される。まず位相角０では、横軸の位相角が０の値におけるインパルス応答のゲイン“１”がｔ３の値とされ、そこから右、すなわちプラス側に４目盛、すなわち２πｒａｄ、および４πｒａｄ（８目盛）離れたゲインの値がｔ４、およびｔ５の値とされる。また左、すなわちマイナス側に２πｒａｄ、および４πｒａｄ離れた点のゲインの値がｔ２、およびｔ１の値とされる。

位相角がπ／２ｒａｄの時には、位相角が０の位置から１目盛右側の三角印のゲインの値がｔ３とされ、それより右側に２π、４πｒａｄ離れた三角印の点のゲインの値がｔ４、およびｔ５とされる。また左側に２π、および４πｒａｄ離れた点のゲインの値がｔ２、およびｔ１とされる。位相角がπ、および３π／２の時のタップテーブル出力の値も同様にして求められる。

図９のインパルス応答は、偶関数として表現されており、このインパルス応答にフィルタの遅れに対応する時間遅れを導入することによって、因果性を持つインパルス応答が得られる。いずれにせよ、このインパルス応答によって決定される補間データ、すなわちシンボル点以外のオーバーサンプリングによって必要となったタップ係数演算のための補間データを格納するタップテーブルを、例えばＲＯＭに焼き付けておき、位相角のπ／２ｒａｄ間隔に相当するオーバーサンプリングのサンプリングクロックを、例えばカウンタによってカウントし、そのカウント値によってタップテーブルの出力を切り替えることによって、図８で説明した補間フィルタの動作が実現される。

図１０は、図４のタップ係数補間部の詳細構成ブロック図である。前述のようにタップ係数補間部３１は、図７で説明した補間フィルタ、すなわちタップテーブル５８、５つの乗算器５９、および加算器６０から構成される補間フィルタを５つ備えており、各補間フィルタの出力としての加算器６０の出力はセレクタ６２に入力され、セレクタ６２は位相角の値に応じて加算器６０の出力を４つのＦＦｓｙｍ６３のいずれかに出力し、ＦＦｓｙｍ６３にラッチされたデータは、さらにＦＦｓｙｍ６４にそれぞれラッチされた後にタップ係数として出力される。

ここでＦＦｓｙｍ６３、および６４はそれぞれシンボルクロック間隔で動作するフリップフロップである。ただし、この動作のためのクロックはシンボルクロックそのものではなく、必要に応じてオーバーサンプリングのサンプリングクロックの１クロックを単位としてシンボルクロックを時間的に移動させたものである。４つのＦＦｓｙｍ６３は位相角に応じてセレクタ６２から出力される加算器６０の加算結果をシンボル間隔でラッチするためのものであり、またＦＦｓｙｍ６４は４つのＦＦｓｙｍ６３にラッチされたデータを、全てのタップ係数を同一時刻で更新するために、同一時刻でラッチする、シンボル間隔で動作するフリップフロップである。

図８で説明したように５つの補間フィルタのうち、第１の補間フィルタに対する入力ａ、ｂ、ｃ、ｄ、およびｅとしてＣ、Ｂ、Ａ、“０”、および“０”が与えられ、この補間フィルタの後段のＦＦｓｙｍ６４からはタップ係数Ｔ１からＴ４が出力される。

同様に第２の補間フィルタには入力としてＤ、Ｃ、Ｂ、Ａ、および“０”が与えられ、４つのＦＦｓｙｍ６４からはタップ係数Ｔ５からＴ８が出力され、第３の補間フィルタには入力としてＥ、Ｄ、Ｃ、Ｂ、およびＡが与えられ、タップ係数Ｔ９からＴ１２が出力され、第４の補間フィルタには入力として“０”、Ｅ、Ｄ、Ｃ、およびＢが与えられ、タップ係数Ｔ１３からＴ１６が出力される。第５の補間フィルタには入力として“０”、“０”、Ｅ、Ｄ、およびＣが与えられ、この補間フィルタは位相角が０ｒａｄの時だけ加算器６０の加算結果を出力し、その結果は１つのＦＦｓｙｍ６４からタップ係数Ｔ１７として出力される。

図１１は、第１の実施例におけるタップ係数出力までの動作タイムチャートである。同図において一番上のサンプリングクロックは４倍オーバーサンプリングのクロックであり、シンボルクロックの周波数が１ＭＨｚであるとすれば、サンプリングクロックの周波数は４ＭＨｚである。

図４において入力ＥＱｉｎからデータＤ１が入力されると、遅延器４０による遅延量を、例えばサンプリングクロックで６クロック分とすると、入力に最も近い遅延器４０からは６クロック遅れてデータＤ１が出力される。このデータＤ１は、例えばその直後のシンボルクロックの立ち上がりエッジにおいて入力に最も近いＦＦｓｙｍ４１にラッチされ、タップ係数演算部を構成する乗算器４２に入力される。

一方誤差信号系としての誤差信号識別部３６から誤差データＥｎが出力され、そのデータはＦＦｓｙｍ５３に同様にシンボルクロックの立ち上がりエッジでラッチされ、タップ係数演算部を構成する５つの乗算器４２に入力される。これによって図４において入力に最も近い積分器４２に対する信号としては、同時刻の識別信号Ｄ１と誤差信号Ｅｎとが与えられる。

前述のように、例えば入力側からみて２番目の乗算器４２に対して与えられる識別信号は、誤差信号Ｅｎより１シンボル分遅れたものとなり、タップ係数演算部を構成する乗算器４２と積分器４３によって、現在の誤差信号と１シンボル分遅れた過去の識別信号との相関結果に応じたタップ係数Ｄがタップ係数補間部３１に与えられる。同様にして５つの積分器４３から出力されるシンボル間隔のタップ係数Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、およびＥは、例えばシンボルクロックの立ち上がりエッジにおいて同時に更新されることになる。

タイムチャートの下の部分はタップ係数補間部３１の動作を示す。シンボル間隔のタップ係数がタップ係数補間部３１に与えられると、図１０で説明したように５つの補間フィルタを用いて位相角の切り替わりごとに次々とタップ係数の演算が行われ、各セレクタ６２から次々とタップ係数が出力される。図１０では、タップ係数Ｔ１７は第５の補間フィルタから出力されるものとしているが、タイムチャートでは簡単のために第１の補間フィルタに対応し、タップ係数Ｔ１、Ｔ５、Ｔ９、Ｔ１３を出力するセレクタ６２からタップ係数Ｔ１７も出力されるものとしている。加算器６０から加算結果が出力されるごとにセレクタ６２によってＦＦｓｙｍ６３のいずれかにラッチされた加算結果は、シンボルクロックと同一の周波数を持つクロックの立ち上がりエッジにおいて全てのＦＦｓｙｍ６４に同時にラッチされ、図３においてデジタルフィルタ３０に与えられる全てのタップ係数は同時に更新される。なお、図１１のセレクタ出力は図１０のＦＦｓｙｍ６３の格納内容を示し、タップ係数出力はＦＦｓｙｍ６４の格納内容の出力を示す。

図１２は、オーバーサンプリング・トランスバーサル等化器の第２の実施例の基本構成ブロック図である。この第２の実施例では、ＺＦ法が適用され、誤差信号とともに識別信号も等化器の出力側から求められ、シンボル間隔のタップ係数が演算され、シンボル間隔のタップ係数を用いてオーバーサンプリングによって必要となったタップ係数の補間が行われる。したがって、図１２を第１の実施例の基本構成を示す図３と比較すると、入力信号間引き部３３と入力信号識別部３４に代わって、等化器の出力側から識別信号を求めるための出力信号識別部６６が追加されている点が異なっている。なお第２の実施例では、請求項１のタップ係数演算手段は、タップ係数演算部３２に、請求項２、７にあるように誤差信号識別部３６と出力信号識別部６６とを加えたものに相当する。

図１３は、第２の実施例の詳細構成ブロック図である。同図を第１の実施例に対する図４と比較すると、等化器の入力側から識別信号を得るための５つの遅延器４０、および５つのＦＦｓｙｍ４１に代わって、出力信号識別部６６と、その識別結果の信号をシンボルクロック間隔遅延させるための４つのＦＦｓｙｍ６８が追加され、出力信号識別部６６の出力、あるいはそれぞれのＦＦｓｙｍ６８の出力はタップ係数演算部を構成する乗算器４２のそれぞれに対して、現在時刻の誤差信号と乗算すべき識別信号として与えられる。

Claims (16)

1. シンボル間隔毎のタップ係数を演算するタップ係数演算手段と、
   該タップ係数演算手段が出力するシンボル間隔のタップ係数を用いて、該シンボル間隔のタップ係数を含み、オーバーサンプリングによって必要となったタップ係数を補間によって求めるタップ係数補間手段と、
   該タップ係数補間手段によって求められたタップ係数を用いて、入力信号に対する等化を行うフィルタ手段とを備えることを特徴とするオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
2. 前記フィルタ手段が出力するサンプリング間隔のデータを、前記シンボル間隔のデータに間引きして、前記オーバーサンプリング・トランスバーサル等化器の出力とするフィルタ出力間引き手段をさらに備えるとともに、
   前記タップ係数演算手段が、目標信号と該フィルタ出力間引き手段の出力とを比較して、比較結果に基づく識別信号を出力する誤差信号識別部をさらに備えることを特徴とする請求項１記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
3. 前記タップ係数演算手段が、前記フィルタ手段への入力としてのサンプリング間隔のデータを、前記シンボル間隔のデータに間引きする入力信号間引き部と、
   該入力信号間引き部の出力から識別信号を抽出する入力信号識別部とをさらに備えることを特徴とする請求項２記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
4. 前記タップ係数演算手段が、前記入力信号識別部の出力と、前記誤差信号識別部の出力とを乗算する乗算器と、
   該乗算器の出力を積分する積分器とを備えることを特徴とする請求項３記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
5. 前記タップ係数演算手段が、前記フィルタ手段への入力としてのサンプリング間隔のデータから識別データを抽出する入力信号識別部と、
   該入力信号識別部の出力するサンプリング間隔のデータを、前記シンボル間隔のデータに間引きする入力信号間引き部とをさらに備えることを特徴とする請求項２記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
6. 前記タップ係数演算手段が、前記入力信号間引き部の出力と前記誤差信号識別部の出力とを乗算する乗算器と、
   該乗算器の出力を積分する積分器とを備えることを特徴とする請求項５記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
7. 前記タップ係数演算手段が、前記フィルタ出力間引き手段の出力から識別信号を抽出する出力信号識別部をさらに備えることを特徴とする請求項２記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
8. 前記タップ係数演算手段が、前記出力信号識別部の出力と、前記誤差信号識別部の出力とを乗算する乗算器と、
   該乗算器の出力を積分する積分器とを備えることを特徴とする請求項７記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
9. 前記タップ係数補間手段が、前記シンボル間隔のタップ係数を用いて内挿補間によりオーバーサンプリングによって必要となったタップ係数を求める補間フィルタを複数個備えることを特徴とする請求項１記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
10. 前記複数個の各補間フィルタが、それぞれ連続する２つのシンボル点に対応して、該２つのシンボル点のうちの１つに対応するタップ係数と、該２つのシンボル点の間でオーバーサンプリングによって必要となった時点に対応するタップ係数とを補間によって求めることを特徴とする請求項９記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
11. 前記各補間フィルタが、該補間フィルタのインパルス応答に対応するデータを格納するタップテーブルと、
    前記シンボル間隔のタップ係数、または“０”と該タップテーブルからの出力データとを乗算する複数の乗算器と、
    該複数の乗算器の乗算結果を加算する加算器とを備えることを特徴とする請求項１０記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
12. 前記タップテーブルが、前記インパルス応答における横軸の変数としての位相角に対応したデータを前記複数の乗算器に出力することを特徴とする請求項１１記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
13. 前記タップ係数補間手段が、前記複数の各補間フィルタにそれぞれ対応して、該補間フィルタの出力を一時的に保持するための複数のラッチ回路と、
    前記位相角に対応して該補間フィルタの出力を該複数のラッチ回路の何れかに出力するセレクタとを備えることを特徴とする請求項１０記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
14. 前記複数のラッチ回路が、ラッチしたデータを前記シンボル間隔で同時に前記フィルタ手段に与えることを特徴とする請求項１３記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
15. 前記オーバーサンプリング・トランスバーサル等化器が、多値直交振幅変調方式を用いる無線受信装置の復調部に備えられることを特徴とする請求項１記載のオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。
16. 受信信号のシンボル位置に対応するタップ係数を算出する第１のタップ係数算出手段と、
    オーバーサンプリング動作を行う場合に、受信信号のシンボル位置以外のサンプリング点に対応するタップ係数を、前記シンボル位置に対応するタップ係数より算出する第２のタップ係数算出手段と、
    前記シンボル位置に対応するタップ係数と、前記シンボル位置以外のサンプリング点に対応するタップ係数より、入力信号に対する等化を行うフィルタ手段と
    を備えることを特徴とするオーバーサンプリング・トランスバーサル等化器。