JPWO2006018923A1 - 電源装置 - Google Patents

Abstract

負荷回路上のある端子の電圧を制御回路に帰還して、昇圧動作を制御する昇圧回路を用いた電源装置において、制御回路に帰還される電圧に対する保護機能を持たせる。電源装置１００は、昇圧回路１０、保護回路２０、ＰＷＭ制御回路１４、電流制御回路１６とを含み、ＬＥＤ４０のカソード電圧Ｖｌｅｄが帰還されて昇圧動作が制御される。保護回路２０は、ＬＥＤ端子１０８とＰＷＭ制御回路１４の間に設けられており、保護定電流源２２、クランプ用トランジスタ２４、保護抵抗Ｒｐとを含む。ＰＷＭ制御回路１４へ入力されているクランプ用トランジスタ２４のソース端子の電圧Ｖｆｂは、ＬＥＤ端子１０８の電圧が高くなっても、クランプ電圧（Ｖｂａｔ−Ｖｔ）以下にクランプされる。

Description

本発明は、昇圧回路を用いた電源装置に関する。

近年の携帯電話、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｃｅ）、等の小型情報端末においては、例えば液晶のバックライトに用いられるＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）などのように電池の出力電圧よりも高い電圧を必要とするデバイスが存在する。例えば、これらの小型情報端末では、Ｌｉイオン電池が多く用いられ、その出力電圧は通常３．５Ｖ程度であり、満充電時においても４．２Ｖ程度であるが、ＬＥＤはその駆動電圧として電池電圧よりも高い電圧を必要とする。このように、電池電圧よりも高い電圧が必要とされる場合には、スイッチングレギュレータやスイッチドキャパシタ方式等の昇圧回路を用いて電池電圧を昇圧し、ＬＥＤなどの負荷回路を駆動するために必要な電圧を得ている（特許文献１）。

特開２００１−２２３０９５号公報

ここで、このような昇圧回路は、負荷回路を安定に動作させるために、負荷回路上のある端子の電圧を制御回路に帰還して、昇圧動作の制御を行っている。例えば、上記のＬＥＤを駆動する場合には、ＬＥＤのカソード端子にＬＥＤ駆動用の定電流源を接続して、ＬＥＤの輝度を保ちつつ、カソード端子の電圧が一定値となるように制御する方法が考えられる。このとき、昇圧回路の制御回路には、カソード端子の電圧が帰還されることになる。

本発明者はこうした状況下、以下の課題を認識するに至った。この方法によれば、カソード端子には、アノード端子の電圧がＬＥＤの順方向電圧Ｖｆだけ電圧降下した電圧が現れるため、通常の動作時においてはカソード電圧はアノード電圧よりも十分に低くなる。ところが、このＬＥＤの順方向電圧Ｖｆは、電流に依存し、電流が流れていない間は０Ｖに近い小さな値となる。従って、ＬＥＤを点灯した状態から、ＬＥＤを消灯状態に切り替えた場合には、ＬＥＤのアノード端子には昇圧電圧が印加された状態で、ＬＥＤでの電圧降下は０Ｖに近くなり、カソード端子には昇圧電圧に近い電圧がそのまま現れることになる。また、昇圧回路の起動時等において、ＬＥＤに電流が流れ始める以前は、順方向電圧Ｖｆは非常に小さく、昇圧回路の昇圧動作を開始する直後において、ＬＥＤのカソード端子には、昇圧回路の出力電圧に近い電圧が現れることになる。このような昇圧された高い電圧が制御回路に帰還されると、内部回路の信頼性に影響を及ぼすおそれがある。このような問題は、複数の負荷回路を駆動する際に、負荷回路の動作状態を切り替えた場合にも同様に起こりうる。

つまり、消灯時、電源装置の起動時、出力電圧の切り替え時や、負荷回路の変動時には、電源装置に帰還される電圧が定常的、または瞬時的に上昇することがあり、この電圧により回路の信頼性に影響を及ぼすおそれがある。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源装置に帰還される電圧に対する保護機能を備えた電源装置の提供にある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の電源装置は、昇圧回路により負荷回路を駆動する経路上に設けられた帰還端子の電圧が所定の電圧値に近づくように、昇圧回路の出力電圧を帰還制御する制御回路と、帰還端子から制御回路への帰還経路上に設けられた保護回路と、を備える。保護回路は、入力された帰還端子の電圧が所定電圧に達したとき、制御回路へ出力する電圧が所定のクランプ電圧以上に上昇することを抑制する電圧クランプ機能を有する。

「昇圧回路により負荷回路を駆動する経路」とは、昇圧回路の出力から負荷回路を介して接地に向かう経路を意味する。
この態様によれば、制御回路に帰還入力される電圧は、保護回路によってクランプ電圧以下に制限されるため、昇圧動作中に負荷回路が停止された場合や、昇圧回路の起動時、あるいは負荷変動時において、帰還入力される電圧が定常的あるいは瞬時的に上昇した場合でも、回路の信頼性に影響を及ぼすのを防ぐことができる。

保護回路は、帰還端子と接地端子の間に直列に設けられた、抵抗と、所定のクランプ電圧が制御端子に印加されたトランジスタと、抵抗およびトランジスタに電流を流す定電流源と、を含んでもよい。

「トランジスタの制御端子」とは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のゲート端子または、バイポーラトランジスタのベース端子を意味する。この制御端子にクランプ電圧を印加し、かつ定電流を流しておくことにより、ソース端子もしくはエミッタ端子の電圧は、クランプ電圧よりＦＥＴのゲートしきい値Ｖｔもしくはバイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧Ｖｂｅ分だけ電圧降下した値にクランプされる。

この態様によれば、トランジスタのソース端子またはエミッタ端子から制御回路に帰還入力される電圧は、保護回路によってクランプ電圧以下に制限されるため、起動時や負荷変動時において、帰還入力される電圧が瞬時的に上昇した場合でも、回路の信頼性に影響を及ぼすのを防ぐことができる。

また、クランプ電圧は電池電圧であってもよい。クランプ電圧として電池電圧を印加しておくことにより、電池電圧が降下した減電圧時に、クランプ電圧が電池電圧に伴って下がるため、より効果的に保護回路として機能させることができる。

負荷回路は発光ダイオードであり、保護回路には、帰還端子の電圧として発光ダイオードのカソード端子の電圧が帰還されてもよい。負荷回路が発光ダイオードの場合、流れる電流によってカソード端子の電圧が大きく変動するため、保護回路によってカソード端子の変動から制御回路を好適に保護することができる。

上記電源装置において、制御回路は、さらに昇圧回路の出力電圧に応じた検出信号が帰還入力され、本電源装置が搭載される電子機器の動作モードに応じて、保護回路の出力または検出信号のいずれか一方または双方に基づいて昇圧回路の出力電圧を制御してもよい。

制御回路には、昇圧回路の出力電圧と、保護回路を介して昇圧回路が負荷回路を駆動する経路上の帰還端子の電圧の２つの電圧が帰還入力されており、制御回路は、動作モードに応じて、制御対象とする帰還電圧を切り替える。この態様によれば、それぞれの動作モードに適した出力の安定化を図ることができる。さらに帰還入力される電圧は保護回路によって保護されるため、起動時や動作モードの切り替え時において、出力電圧が変動しても、回路の信頼性に影響を及ぼすのを防ぐことができる。

本発明のさらに別の態様もまた、電源装置である。この電源装置は、第１電圧である昇圧回路の出力電圧と、その第１電圧が負荷を駆動した後に現れる第２電圧とがそれぞれ帰還入力される制御回路を備える。この制御回路は、第１電圧とその目標値電圧とを比較する第１比較器と、第２電圧とその目標値電圧とを比較する第２比較器と、第１比較器による比較の結果、第１電圧がその目標値電圧より低くなったこと、または第２比較器による比較の結果、第２電圧がその目標値電圧より低くなったことを検出する検出回路と、を備え、検出回路の検出結果に応じて昇圧回路を制御する。

「第１電圧が負荷を駆動した後の第２電圧」とは、昇圧回路の出力電圧が負荷回路を駆動することによって降下した電圧をいい、帰還により制御すべき負荷回路上の一端子の電圧をいう。
この態様によれば、制御回路は、２つの帰還電圧である第１電圧と第２電圧の内、目標値電圧を下回った方の電圧に基づいて昇圧回路を制御するため、第１電圧および第２電圧はいずれも目標値電圧より低くなることはなく、安定に負荷回路を駆動することができる。

検出回路は、定電流源と、定電流源と接地間に並列に設けられた第１、第２トランジスタと、第１電圧に第１係数を乗じて出力する第１増幅器と、第２電圧に第２係数を乗じて出力する第２増幅器と、第１増幅器の出力電圧が第１の入力端子に入力され、第１トランジスタと定電流源の接続点の電圧が第２の入力端子に入力される第１誤差増幅器と、第２増幅器の出力電圧が第１の入力端子に入力され、第２トランジスタと定電流源の接続点の電圧が第２の入力端子に入力される第２誤差増幅器と、を含み、第１、第２トランジスタと定電流回路の接続点の電圧を出力してもよい。
この場合、検出回路からは、第１電圧に第１係数を乗じて得られる電圧と、第２電圧に第２係数を乗じて得られる電圧のうち、いずれか低い電圧が出力される。この検出回路から出力される電圧と、所定の電圧を比較することにより、第１電圧がその目標値電圧より低くなったこと、第２電圧がその目標値電圧より低くなったことを検出することができる。

この電源装置において、第２電圧が帰還入力される制御回路の前段に保護回路を設け、この保護回路により、制御回路に帰還入力される第２電圧の上限をクランプしてもよい。
この態様によれば、起動時や負荷変動時に出力電圧が変動して負荷回路での電圧降下が小さくなることにより第２電圧が上昇したとしても、保護回路によって一定値以上に上がらないようクランプされるため、回路を保護することができる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明に係る電源装置により、昇圧回路を制御するための帰還電圧の上昇から回路を保護し、また出力の安定化を図ることができる。

本発明の第１の実施形態に係る電源装置を示す回路図である。 保護回路におけるカソード電圧Ｖｌｅｄと帰還電圧Ｖｆｂの関係を示す図である。 図３（ａ）、（ｂ）は、ＬＥＤ消灯時における図１の電源装置の電圧の時間波形を示す図である。 図４（ａ）、（ｂ）は、起動時における図１の電源装置の電圧の時間波形を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る電源装置を示す回路図である。

符号の説明

１０ 昇圧回路、 １４ ＰＷＭ制御回路、 １６ 電流制御回路、 ２０ 保護回路、 ２２ 保護定電流源、 ２４ クランプ用トランジスタ、 ４０ ＬＥＤ、 ５０ 検出回路、 Ｒｐ 保護抵抗、 １００ 電源装置、 １０２ 入力端子、 １０４ 出力端子、 １０６ 基準電圧端子、 １０８ ＬＥＤ端子、 ２００ 電源装置、 ２１０ 電子機器、 ３００ 制御回路。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置１００が搭載される電子機器２１０の構成を示す回路図である。電子機器２１０は、たとえば携帯電話端末やＰＤＡである。電子機器２１０は、ＬＥＤ４０、電源装置１００および図示しない電池を含む。この電源装置１００は負荷回路であるＬＥＤ４０を駆動するための昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、電池電圧Ｖｂａｔを昇圧して、ＬＥＤ４０の駆動電圧Ｖｏｕｔを発生させる。

電源装置１００は、端子として、入力端子１０２、出力端子１０４、基準電圧端子１０６、ＬＥＤ端子１０８を備える。それぞれの端子に印加され、または現れる電圧を入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、基準電圧Ｖｒｅｆ、カソード電圧Ｖｌｅｄという。電源装置１００は、カソード電圧Ｖｌｅｄを基準電圧Ｖｒｅｆで定まる一定値に近づくように帰還制御することによって昇圧動作を安定化させる。

この電源装置１００は、昇圧回路１０、保護回路２０、ＰＷＭ制御回路１４、電流制御回路１６を含む。電源装置１００は、たとえば、スイッチングトランジスタＳＷ１、整流用ダイオード１２、インダクタＬ１、出力コンデンサＣｏを除いてひとつのチップに集積化される。

昇圧回路１０は、一般的なスイッチングレギュレータであって、入力端子１０２に入力される電池電圧Ｖｂａｔを昇圧して出力端子１０４に出力する。この昇圧回路１０の入出力端子はそのまま電源装置１００の入出力端子に対応する。昇圧回路１０は、スイッチングトランジスタＳＷ１、整流用ダイオード１２、インダクタＬ１、出力コンデンサＣｏを含み、スイッチングトランジスタＳＷ１をオンオフさせることによりインダクタＬ１と出力コンデンサＣｏによりエネルギ変換を行うことで入力電圧Ｖｂａｔを昇圧して出力する。

電源装置１００には、負荷回路としてＬＥＤ４０が接続される。ＬＥＤ４０のアノード端子は出力端子１０４に、カソード端子はＬＥＤ端子１０８にそれぞれ接続されている。また電流制御回路１６は、ＬＥＤ４０に流れる電流Ｉｃを制御するための回路であって、ＬＥＤ４０のカソード端子に接続され、ＬＥＤの輝度を調節する機能を有する。

保護回路２０は、ＬＥＤ端子１０８とＰＷＭ制御回路１４の間に設けられており、カソード電圧Ｖｌｅｄが入力されている。この保護回路２０は、保護定電流源２２、クランプ用トランジスタ２４、保護抵抗Ｒｐとを含む。

クランプ用トランジスタ２４は、ＦＥＴであって、ゲート端子には電池電圧Ｖｂａｔが入力されている。ドレイン端子は数百ｋΩの保護抵抗Ｒｐに接続されており、ソース端子は保護定電流源２２に接続されている。保護定電流源２２は保護抵抗Ｒｐおよびクランプ用トランジスタ２４に１μＡ以下の定電流Ｉｐを流している。なお、この定電流Ｉｐは、電流制御回路１６によってＬＥＤ４０に流される５０〜１５０ｍＡ程度の電流値よりも小さく設定しておくことが望ましい。定電流Ｉｐが十分小さくなければ、ＬＥＤの点灯を停止するために電流制御回路１６の電流をオフしている時にも、定電流ＩｐによってＬＥＤが薄く点灯してしまうおそれがある。

クランプ用トランジスタ２４のソース端子の電圧は、帰還電圧ＶｆｂとしてＰＷＭ制御回路１４へと出力される。図２は、保護回路２０におけるカソード電圧Ｖｌｅｄと帰還電圧Ｖｆｂの関係を示す図である。カソード電圧Ｖｌｅｄが低いとき、クランプ用トランジスタ２４はオンしないため、帰還電圧Ｖｆｂは０Ｖとなる。

カソード電圧Ｖｌｅｄがある程度高くなると、クランプ用トランジスタ２４がオンする。トランジスタがオンすると、定電流Ｉｐによって保護抵抗Ｒｐには一定の電圧降下ΔＶ＝Ｉｐ×Ｒｐが発生する。従って、帰還電圧Ｖｆｂには、カソード電圧Ｖｌｅｄよりも、保護抵抗Ｒｐおよびクランプ用トランジスタ２４のオン抵抗Ｒｏｎによる電圧降下分だけ低い電圧が現れる。すなわち、Ｖｆｂ＝Ｖｌｅｄ−Ｉｐ×（Ｒｐ＋Ｒｏｎ）となる。ここで、保護抵抗Ｒｐの抵抗値はクランプ用トランジスタ２４のオン抵抗Ｒｏｎに対して十分大きく設定されている。従って、Ｖｆｂ≒Ｖｌｅｄ−Ｉｐ×Ｒｐと考えることができる。図２において、Ｖ１＜Ｖｌｅｄ＜Ｖ２でこの関係が成り立っており、通常の昇圧動作は、この電圧範囲で行われる。

カソード電圧Ｖｌｅｄがさらに高くなると、クランプ用トランジスタ２４のオン抵抗Ｒｏｎは徐々に大きくなって、Ｒｏｎ＞Ｒｐとなる。その結果、クランプ用トランジスタ２４のゲートソース間電圧Ｖｇｓは、トランジスタのゲートしきい値電圧Ｖｔでクランプされ、帰還電圧Ｖｆｂは、Ｖｂａｔ−Ｖｔより大きくならない。
以上のように、保護回路２０は電圧クランプ回路として機能する。

ＰＷＭ制御回路１４は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号によってスイッチングトランジスタＳＷ１のオンオフを制御して、出力電圧Ｖｏｕｔを調節する。ＰＷＭ制御回路１４には、基準電圧Ｖｒｅｆと帰還電圧Ｖｆｂが入力されており、ＰＷＭ信号のデューティ比は、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆにより定まる一定値に近づくように帰還制御される。
上述のように、通常動作時においてはＶｆｂ≒Ｖｌｅｄ−Ｉｐ×Ｒｐが成り立っており、Ｉｐは保護定電流源２２によって一定値に保たれているため、帰還電圧Ｖｆｂを一定値に保つことは、カソード電圧Ｖｌｅｄを一定値に保つことに他ならない。

以上のように構成された電源装置１００の動作について、ＬＥＤ４０を消灯した場合および昇圧動作を開始した場合についてそれぞれ、図３および図４をもとに説明する。なお、図３および図４の縦軸および横軸は、見やすさのために実際のスケールとは異なって示されている。

図３（ａ）、（ｂ）は、ＬＥＤ消灯時における図１の電源装置の電圧の時間波形を示す。図３（ａ）において、時刻Ｔ０〜Ｔ１は、所定の出力電圧Ｖｏｕｔが出力されており、ＬＥＤ４０が安定に点灯している状態である。このとき、ＬＥＤ４０には所定の定電流Ｉｃが流れているため、ＬＥＤ４０での電圧降下は、順方向電圧Ｖｆに等しくなっており、カソード電圧ＶｌｅｄはＶｌｅｄ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｆとなっている。

いま、時刻Ｔ１において、ＬＥＤ４０の消灯が指示され、電流制御回路１６が停止し、図３（ｂ）に示すように、ＬＥＤ４０に流れる電流が保護定電流源２２により流されるＩｐまで小さくなる。

一般的なダイオードの特性として、順方向電圧Ｖｆは、ＬＥＤに流れる電流に依存し、電流値が低いときは０Ｖに近い小さな値となり、電流が大きくなると一定値を取る。

この結果、時刻Ｔ１の後、ＬＥＤ４０に流れる電流ＩｌｅｄがＩｐに近づくと、順方向電圧Ｖｆ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｌｅｄは小さいため、カソード電圧Ｖｌｅｄは、出力電圧Ｖｏｕｔ付近まで上昇する。この結果、もし保護回路２０が無ければ、ＰＷＭ制御回路１４には、図３（ａ）に破線で示すように、昇圧された出力電圧Ｖｏｕｔに近い帰還電圧Ｖｆｂ’がそのまま帰還入力されることになり、この帰還電圧Ｖｆｂ’が定常的にＰＷＭ制御回路１４に入力されることになるため、回路の信頼性に影響を及ぼすおそれがある。

保護回路２０は、図２に示したように、カソード電圧Ｖｌｅｄが一定値以上高くなっても、帰還電圧Ｖｆｂがクランプ電圧（Ｖｂａｔ−Ｖｔ）以上にならないようクランプする。その結果、時刻Ｔ１以降に図３（ａ）に実線で示すように、カソード電圧Ｖｌｅｄが出力電圧Ｖｏｕｔに近づいた場合でも、帰還電圧Ｖｆｂはクランプ電圧（Ｖｂａｔ−Ｖｔ）以上高くならず、ＰＷＭ制御回路１４を保護することができる。

図４（ａ）、（ｂ）は、電源装置１００の昇圧動作を開始した直後の回路の各端子の時間波形を示す図である。図４（ａ）において、時刻Ｔ０〜Ｔ１は、昇圧動作は停止しており、出力電圧Ｖｏｕｔは０Ｖとなっている。時刻Ｔ１において、昇圧回路１０の昇圧動作が開始される。昇圧が開始されると、出力電圧Ｖｏｕｔはまもなく上昇する。ところが、図４（ｂ）に示すように、ＬＥＤ４０には、すぐに電流制御回路１６よって定められる定電流Ｉｃが流れるわけではなく、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇よりも時間的に遅れて流れ始め、徐々に定電流値Ｉｃに近づいていく。

この結果、時刻Ｔ１に昇圧動作を開始した直後において、ＬＥＤ４０に流れる電流Ｉｌｅｄが小さいとき、順方向電圧Ｖｆ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｌｅｄは小さいため、カソード電圧Ｖｌｅｄは、出力電圧Ｖｏｕｔに追従して高くなる。この結果、もし保護回路２０が無ければ、ＰＷＭ制御回路１４には、図４（ａ）に破線で示すように、昇圧された出力電圧Ｖｏｕｔに近い帰還電圧Ｖｆｂ’がそのまま帰還入力されることになり、回路の信頼性に影響を及ぼすおそれがある。

保護回路２０を動作させた場合には、図４（ａ）に実線で示すように、カソード電圧Ｖｌｅｄが出力電圧Ｖｏｕｔに追従して高くなっても、帰還電圧Ｖｆｂはクランプ電圧（Ｖｂａｔ−Ｖｔ）以上には高くならない。その後、ＬＥＤ４０に流れる電流Ｉｌｅｄが電流値Ｉｃに近づいていくと、ダイオードの順方向電圧Ｖｆが大きくなり、カソード電圧Ｖｌｅｄも低くなる。

以上のように、本実施の形態に係る電源装置１００では、カソード電圧Ｖｌｅｄを保護回路２０を介してＰＷＭ制御回路１４に帰還する。その結果、ＰＷＭ制御回路１４に入力される帰還電圧Ｖｆｂが、所定の電圧値以上に高くなることを防止し、回路の信頼性を高めることができる。なお、本実施の形態においては、ＬＥＤ端子１０８が、一定の電圧値となるよう制御すべき、昇圧回路により負荷回路を駆動する経路上の端子に相当している。

（第２の実施形態）
本発明第２の実施形態は、２系統の負荷回路を駆動する電源装置２００に関する。電源装置２００は、駆動する負荷回路に応じて動作の切り替えを行う。

図５は、この電源装置２００の回路構成を示す図である。図５において、図１と同じ構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。電源装置２００は、昇圧回路１０、保護回路２０、電流制御回路１６、制御回路３００を含む。
また、出力端子１０４には、負荷回路として第１負荷回路４２および第２負荷回路であるＬＥＤ４０が接続されている。この第１負荷回路４２は、例えばデジタルカメラの制御や表示等を行うための回路であって、第２負荷回路であるＬＥＤ４０よりも高い電圧で駆動させる場合がある。第２負荷回路であるＬＥＤ４０は、例えば液晶のバックライトやカメラのフラッシュ用に用いられる。負荷回路の切り替えは、図５においてＥＮで示される信号により行われ、この信号ＥＮにより電流制御回路１６がオン、オフされてＬＥＤが点灯、消灯し、また第１負荷回路４２の動作状態が制御される。

制御回路３００は、ＰＷＭ制御回路１４と検出回路５０を含む。
検出回路５０は、定電流源６４、第１増幅器５２、第２増幅器５４、第１トランジスタ６０、第２トランジスタ６２、第１誤差増幅器５６、第２誤差増幅器５８を含む。
昇圧回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔは、第１電圧Ｖ１として検出回路５０へと入力されている。また、ＬＥＤ４０のカソード電圧Ｖｌｅｄも、保護回路２０を介して第２電圧Ｖ２として検出回路５０へと入力されている。この保護回路２０は、図１に示したように構成すればよい。

第１増幅器５２および第２増幅器５４は、第１電圧Ｖ１および第２電圧Ｖ２を増幅、あるいは減衰させて、同等レベルの電圧Ｖ１’およびＶ２’に変換する。すなわち、それぞれの増幅器の利得をｇ１、ｇ２とすれば、Ｖ１’＝ｇ１×Ｖ１、Ｖ２’＝ｇ２×Ｖ２となり、Ｖ１’＝Ｖ２’となるように利得ｇ１、ｇ２を設定する。例えば、第１電圧Ｖ１である出力電圧Ｖｏｕｔの制御目標値が１０Ｖで、第２電圧Ｖ２であるカソード電圧Ｖｌｅｄの制御目標値が１Ｖであれば、第１誤差増幅器および第２誤差増幅器の利得はそれぞれ０．１倍と１倍に設定する。さらに、電圧Ｖ１’、Ｖ２’は、基準電圧Ｖｒｅｆと比較されるべき値であるから、Ｖｒｅｆ＝Ｖ１’＝Ｖ２’となるように基準電圧Ｖｒｅｆの値を設定する。この場合ではＶｒｅｆ＝１Ｖとすればよい。
このように、第１増幅器５２の利得は、ｇ１＝０．１のように、１以下の値に設定される場合が多く、この場合には第１増幅器５２は、２つの抵抗を直列に接続した抵抗分割回路により簡易に構成することができる。

第１誤差増幅器５６および第２誤差増幅器５８には、第１増幅器５２および第２増幅器５４によってレベルの等しくされた電圧Ｖ１’、Ｖ２’が入力される。第１トランジスタ６０および第２トランジスタ６２に流れる電流の和は、定電流源６４によって定められる電流値に等しく制御される。その結果、検出回路５０は、第１電圧Ｖ１’と第２電圧Ｖ２’のうち、低い方の電圧を選択し、帰還電圧ＶｆｂとしてＰＷＭ制御回路１４に出力する選択回路として動作する。

ＰＷＭ制御回路１４には、基準電圧Ｖｒｅｆおよび帰還電圧Ｖｆｂが入力され、誤差増幅器７０によって２つの電圧の差が増幅され電圧比較器７２に出力される。電圧比較器７２は、発振器７４から出力される三角波電圧と、誤差増幅器７０の出力に基づいて、ＰＷＭ信号を生成する。検出回路５０による選択の結果、帰還電圧Ｖｆｂは、第１電圧Ｖ１’と第２電圧Ｖ２’の低い方の電圧とされるため、昇圧回路１０の昇圧動作は、第１電圧Ｖ１’または第２電圧Ｖ２’の低い方の電圧を基準電圧Ｖｒｅｆに近づけるように制御される。

これは、第１電圧である出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標値Ｖｒｅｆ／ｇ１に近づき、第２電圧であるカソード電圧Ｖｌｅｄが、制御目標値Ｖｒｅｆ／ｇ２に近づくよう制御されることを意味する。従って、出力電圧Ｖｏｕｔおよびカソード電圧Ｖｌｅｄは、常にいずれか一方が制御目標値に制御され、他方が制御目標値かそれより高いとなって出力されることになる。

以上のように構成された電源装置２００の動作について説明する。この電源装置２００は、搭載される電子機器の状態に応じて、第１負荷回路であるＬＥＤ４０と第１負荷回路４２とが両方同時に、あるいはいずれか一方だけが使用される。ここで第１負荷回路４２を駆動するために必要な出力電圧Ｖｏｕｔは、ＬＥＤ４０を駆動するために必要な出力電圧Ｖｏｕｔよりも高い。

いま、ＬＥＤ４０のみが駆動されている状態から、ＬＥＤ４０および第１負荷回路４２両方が駆動される状態に切り替える場合を考える。ＬＥＤ４０のみを駆動する際には、第１電圧Ｖ１の帰還経路は遮断され、カソード電圧Ｖｌｅｄを制御目標値に保つように昇圧動作が制御されている。このときの出力電圧Ｖｏｕｔは、第１負荷回路４２を駆動するために必要な電圧、すなわち制御目標値Ｖｒｅｆ／ｇ１よりも低くなっている。

いま、第１負荷回路４２も駆動するために、遮断されていた第１電圧Ｖ１の帰還経路をアクティブにする。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔ、すなわち第１電圧Ｖ１は、制御目標値より低いため、検出回路５０は帰還電圧Ｖｆｂとして、第１電圧Ｖ１’を選択し、ＰＷＭ制御回路１４は第１電圧である出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標値に近づくように昇圧回路１０を制御する。その後、出力電圧Ｖｏｕｔは第１負荷回路４２を駆動するために必要な電圧値まで上昇し、カソード電圧Ｖｌｅｄも出力電圧Ｖｏｕｔに伴って上昇することになる。

保護回路２０は、出力電圧Ｖｏｕｔに追従して上昇するカソード電圧Ｖｌｅｄをクランプ電圧（Ｖｂａｔ−Ｖｔ）でクランプして検出回路５０へと出力するため、検出回路５０を保護することができる。

また、第１負荷回路４２とＬＥＤ４０とを同時に駆動した状態から、電流制御回路１６を停止してＬＥＤ４０の発光を停止した場合には、第１の実施の形態で図３をもとに説明したような回路動作を行うことになるが、本実施の形態においても、カソード電圧Ｖｌｅｄは保護回路２０によってクランプされるため、検出回路５０に定常的に高い電圧が入力されることを防止して検出回路５０を保護することができる。

以上のように、本実施の形態に係る電源装置２００によれば、複数の負荷回路が接続されており、その負荷が切り替えて使用される場合においても、それぞれの負荷回路を安定に動作させることができる。
定常状態においては、第２負荷回路を安定に駆動するために必要な出力電圧Ｖｏｕｔと、ＬＥＤ４０を安定に駆動するために必要なカソード電圧Ｖｌｅｄ両方を帰還により制御することで、両方の回路を安定に動作させることができる。
また、昇圧動作開始時や負荷切り替え時等の変動時においては、検出回路５０に入力される電圧は、保護回路２０のクランプ機能によりクランプ電圧以下に抑制され、回路の信頼性を損なうような高い電圧まで上昇しないため、回路の信頼性を損なうこともない。

なお、本実施の形態に係る電源装置２００では、第１電圧Ｖ１および第２電圧Ｖ２をスケーリングして、第１電圧Ｖ１’、第２電圧Ｖ２’とし、低い方の電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ、すなわち制御目標値と比較している。これは、言い換えれば、第１電圧Ｖ１および第２電圧Ｖ２をそれぞれの制御目標値と比較し、それぞれが制御目標値を下回っているかを検出するのと等価的な動作を行っていることになる。

上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

本実施の形態においては、保護回路２０のクランプ用トランジスタ２４のゲート端子には電池電圧Ｖｂａｔを入力したが、これには限定されず他の電圧を入力してもよく、制御回路の耐圧等に基づいて定めればよい。

本実施の形態では、昇圧回路１０としてスイッチングレギュレータを用いたが、これには限定されず、チャージポンプ回路など他の方式による昇圧回路にも適用することができる。チャージポンプ回路を用いる場合には、その前段にチャージポンプ回路の入力電圧を安定化するレギュレータを設け、このレギュレータによって、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値に近づくように帰還制御を行えばよい。

本実施の形態では、負荷として１つのＬＥＤを例に説明したが、複数のＬＥＤを用いてもよく、昇圧された電圧により駆動される回路であればよい。また、帰還入力される電圧としてカソード電圧を制御する例について説明したが、これも制御対象とする電圧に応じて適宜変更することができる。

本実施の形態においては、使用するトランジスタはＦＥＴとしたがバイポーラトランジスタ等の別のタイプのトランジスタを用いてもよく、これらの選択は、電源装置に要求される設計仕様、使用する半導体製造プロセスなどによって決めればよい。

本実施の形態において、電源装置１００を構成する素子はすべて一体集積化されていてもよく、その一部がディスクリート部品で構成されていてもよい。どの部分を集積化するかは、コストや占有面積などによって決めればよい。

本発明に係る電源装置により、昇圧回路を制御するための帰還電圧の上昇から回路を保護し、また出力の安定化を図ることができる。

Claims (9)

1. 昇圧回路により負荷回路を駆動する経路上に設けられた帰還端子の電圧が所定の電圧値に近づくように、前記昇圧回路の出力電圧を帰還制御する制御回路と、
   前記帰還端子から前記制御回路への帰還経路上に設けられた保護回路と、
   を備え、前記保護回路は、入力された前記帰還端子の電圧が所定電圧に達したとき、前記制御回路へ出力する電圧が所定のクランプ電圧以上に上昇することを抑制する電圧クランプ機能を有することを特徴とする電源装置。
2. 前記保護回路は、前記帰還端子と接地端子の間に直列に設けられた、
   抵抗と、
   所定のクランプ電圧が制御端子に印加されたトランジスタと、
   前記抵抗およびトランジスタに電流を流す定電流源と、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記負荷回路は発光ダイオードであり、前記保護回路には、前記帰還端子の電圧として前記発光ダイオードのカソード端子の電圧が帰還されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 前記制御回路はさらに、前記昇圧回路の出力電圧に応じた検出信号が帰還入力され、本電源装置が搭載される電子機器の動作モードに応じて、前記保護回路の出力または前記検出信号のいずれか一方または双方に基づいて前記昇圧回路の出力電圧を帰還制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
5. 前記制御回路と前記保護回路とは、ひとつの半導体基板上に一体集積化されたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
6. 第１電圧である昇圧回路の出力電圧と、その第１電圧が負荷を駆動した後に現れる第２電圧とがそれぞれ帰還入力される制御回路を備え、この制御回路は、
   第１電圧とその目標値電圧とを比較する第１比較器と、
   第２電圧とその目標値電圧とを比較する第２比較器と、
   第１比較器による比較の結果、第１電圧がその目標値電圧より低くなったこと、または第２比較器による比較の結果、第２電圧がその目標値電圧より低くなったことを検出する検出回路と、
   を備え、検出回路の検出結果に応じて昇圧回路を制御することを特徴とする電源装置。
7. 前記検出回路は、
   定電流源と、
   前記定電流源と接地間に並列に設けられた第１、第２トランジスタと、
   前記第１電圧に第１係数を乗じて出力する第１増幅器と、
   前記第２電圧に第２係数を乗じて出力する第２増幅器と、
   前記第１増幅器の出力電圧が第１の入力端子に入力され、前記第１トランジスタと前記定電流源の接続点の電圧が第２の入力端子に入力される第１誤差増幅器と、
   前記第２増幅器の出力電圧が第１の入力端子に入力され、前記第２トランジスタと前記定電流源の接続点の電圧が第２の入力端子に入力される第２誤差増幅器と、
   を含み、前記第１、第２トランジスタと前記定電流回路の接続点の電圧を出力することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記第２電圧が帰還入力される前記制御回路の前段に保護回路を設け、この保護回路により、前記制御回路に帰還入力される第２電圧の上限をクランプしたことを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
9. 電池と、
   発光ダイオードと、
   前記電池の電圧を昇圧して前記発光ダイオードのアノード端子に供給する請求項１または６に記載の電源装置と、
   を備え、前記電源装置の制御回路は、前記発光ダイオードのカソード端子の電圧を前記帰還端子として前記昇圧回路の出力電圧を帰還制御することを特徴とする電子機器。

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