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JPS63190556A - 共振型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents

共振型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ

Info

Publication number
JPS63190556A
JPS63190556A JP62018209A JP1820987A JPS63190556A JP S63190556 A JPS63190556 A JP S63190556A JP 62018209 A JP62018209 A JP 62018209A JP 1820987 A JP1820987 A JP 1820987A JP S63190556 A JPS63190556 A JP S63190556A
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JP
Japan
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switch
turned
inverter
load
voltage
Prior art date
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Application number
JP62018209A
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English (en)
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JPH07118915B2 (ja
Inventor
Hirobumi Hino
博文 日野
Keishin Hatakeyama
畠山　敬信
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Original Assignee
Hitachi Medical Corp
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Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Medical Corp filed Critical Hitachi Medical Corp
Priority to JP62018209A priority Critical patent/JPH07118915B2/ja
Priority to US07/023,239 priority patent/US4794506A/en
Publication of JPS63190556A publication Critical patent/JPS63190556A/ja
Publication of JPH07118915B2 publication Critical patent/JPH07118915B2/ja
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、適宜の直流電源からインバータを介して交流
電圧を変圧器に送りその出力を整流して直流電圧を適宜
の負荷に供給する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、
特に上記インバータの位相制御によって出力電力の制御
範囲を拡張すると共に装置を小形化することができる共
振型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
〔従来の技術〕
従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、米国特許第４５
０４８９５号にて開示されたものを説明の都合上要約し
た第８図に示すように、直流電源１と、この直流電源１
の正極に接続された第一のスイッチとしてのトランジス
タＴｒ、及びその負極に接続された第二のスイッチとし
てのトランジスタＴｒ、から成る第一の直列接続体を有
すると共に上記トランジスタＴｒ１及びＴｒ、にそれぞ
れ並列に設けられた第三のスイッチとしてのトランジス
タＴｒ、及び第四のスイッチとしてのトランジスタＴｒ
４から成る第二の直列接続体を有し且つ上記各トランジ
スタＴｒ１〜Ｔｒ４にそれぞれ逆並列接続された第一の
ダイオードＤ８〜第四のダイオードＤ４を有し上記直流
型ｇｌから直流を受電して交流に変換するインバータ２
と、このインバータ２の出力側に接続され該インバータ
２の出力電圧を昇圧する変圧器３と、四つのダイオード
Ｄ、〜Ｄ、から゛成り上記変圧器３の出力を直流に変換
する整流器４と、この整流器４の出力側に接続されたＸ
線管などの負荷５とを有していた。なお、第８図におい
て、符号Ｃは上記整流器４からの出力電圧を平滑するた
めの静電容量、符号６は周波数決定回路、符号７は周波
数制御回路、符号８８〜８ｄは上記トランジスタ丁ｒ、
〜Ｔｒ４を駆動する駆動回路である。
ここで、上記変圧器３は、コンバータとしての入力と出
力を絶縁するために用いられ、また、入力電圧と出力電
圧の大きさが異なる場合には出力電圧を昇圧或いは降圧
するために用いられる。特に、Ｘ線発生用電源のように
数１０ＫＶ〜２００に■の高電圧を発生するには、変圧
器３の巻数比が非常に大きくなるので、二次巻線の巻数
が多くなる。このため、上記二次巻線は何層かに重ねて
巻かれると共に、各層間は絶縁紙などで絶縁される。
この結果、上記変圧器３は、第９図（ａ）に示すように
、二次巻線の各層間にはキャパシタンスＣｓ１〜Ｃｓｎ
が形成されるにの第９図（ａ）は、等価回路として第９
図（ｂ）のように表しても差支えない。すなわち、上記
キャパシタンスＣｓ１〜Ｃｓｎの直列容量が二次巻線の
浮遊容量Ｃｓとなる。また。
変圧器３自体は、第９図（ｃ）に示すように、漏れイン
ダクタンスＬ２及びＬ２と、励磁インダクタンスＬｅｘ
とによって表すことができるので、上記変圧器３の全体
番ｊ、上記浮遊容量Ｃｓとともに第９図（ｃ）のように
なる、さらに、一般的にＬ□＜Ｌｅｘ、　Ｌ、（Ｌｅｘ
であるので、上記変圧器３に寄生する漏れインダクタン
スをＬｓとすると、Ｌｓ＝Ｌ１＋Ｌ、となり、該変圧器
３の等価回路は第９図（ｄ）のように表される。
そして、以上のような変圧器３を用いると、それに寄生
する漏れインダクタンスＬｓ及び二次巻線の浮遊容量Ｃ
ｓを共振素子として利用でき、この漏れインダクタンス
Ｌｓと浮遊容量Ｃｓとの共振及び上記変圧器３の変圧比
によって上記浮遊容ｉ１　Ｃｓに生じる電圧を整流器４
に供給すると共に。
この整流・鼎４の出力電圧を静電容量Ｃで平滑して負荷
５に印加するようになっていた。また、上記負荷５に供
給される出力電力を制御するには、上記変圧器３の漏れ
インダクタンスＬ３及び浮遊容量Ｃｓの共振周波数Ｆ０
とインバータ２の動作周波数Ｆｉとの比Ｆｉ／Ｆ６を、
第８図に示す周波数決定回路６及び周波数制御回路７に
よって変化させていた。すなわち、第１０図において、
横軸をＦｉ／Ｆ＠とじ、縦軸を直流電源１からの入力電
圧Ｖｉと変圧器３の出力電圧ｖ０との比Ｖ、／Ｖｉとす
ると、上記Ｆｉ／Ｆ、と出力電圧ｖ０との関係は、負荷
抵抗Ｒ１，Ｒ２，・・・、　Ｒ，（Ｒ□〉Ｒ２〉・・・
〉Ｒ６）をパラメータとして第１０図に示すカーブのよ
うになる。そして、共振周波数Ｆ０は。
変圧器３の漏れインダクタンスＬ、ｓと浮遊容量Ｃ５で
決まる一定値であるので、インバータ２の動作周波数Ｆ
ｉを変化させることによって出力電圧ｖｌ、を制御して
いた。
〔発明が解決しようとする問題点〕
しかし、このような従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
においては、第、１０図から明らかなように。
Ｆｉ／Ｆ、がほぼ“１”のときに出力電圧Ｖ、が最大と
なり、インバータ２の動作周波数Ｆｉを共振周波数Ｆ０
に対して小さくするか、あるいは大きくすることにより
出力電圧Ｖ、が低下するが、その出力電圧Ｖ、を零にま
で落すことはできなかった。この場合、上記インバータ
２の動作周波数Ｆｉを非常に小さくするか、あるいは非
常に大きくすれば出力電圧ｖ０を零に近づけることがで
きるが、動作周波数Ｆｉを小さくしていくと、変圧器３
にかかる印加電圧時間積が大きくなるので、変圧器３の
鉄心の断面積をより大きくしなければならない。従って
、上記変圧器３が大形化するものであった。また、変圧
器３を大形化するにも限度があるので、逆に動作周波数
Ｆｉをあまり小さくすることはできず、出力電力の制御
範囲が限定されるものであった。さらに、定格負荷にお
けるインバータ２の動作周波数Ｆｉを可聴周波数より高
くして低騒音化を図ったとしても、軽負荷において出力
電圧ｖ０を小さくするために上記動作周波数Ｆｉを低く
したときは、可聴周波数となり騒音が大きくなることが
あった。従って、この場合も動作周波数Ｆｉをあまり小
さくすることはできず。
出力電力の制御範囲が限定されるものであった。
そこで１本発明は、インバータの動作周波数を変えるこ
となく、出力電力の制御範囲を拡張すると共に装置を小
形化できる共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
を目的とする。
〔問題点を解決するための手段〕
上記の問題点を解決するこの出願の発明は、直流電源と
、この直流電源の正極に接続された第一のスイッチ及び
その負極に接続された第二のスイッチから成る第一の直
列接続体を有すると共に上記第一及び第二のスイッチに
それぞれ並列に設けられた第三のスイッチ及び第四のス
イッチから成る第二の直列接続体をイブし且つ上記第一
から第四のスイッチにそれぞれ逆並列接続された第一か
ら第四のダイオードを有し上記直流電源から直流を受電
して交流に変換するインバータと、このインバータの出
力側に接続され該インバータの出力電圧を昇圧する変圧
器と、この変圧器の出力を直流に変換する整流器と、こ
の整流器の出力側に接続された負荷とを有し、上記変圧
器に寄生する漏れインダクタンス及び該変圧器の一次巻
線間あるいは二次巻線間に存在する浮遊容量を共振素子
として用い、この漏れインダクタンスと浮遊容量との共
振及び上記変圧器の変圧比によって上記浮遊容量に生じ
る電圧を整流器に供給すると共に、この！１流器の出力
電圧を平滑して負荷に印加する共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを改良するものであり。
第一の発明は、上記負荷に印加すべき電圧及び電流の設
定信号によって上記インバータの第一から第四のスイッ
チの動作位相を決める位相決定回路と、この位相決定回
路からの出力信号に応じて上記第一から第四のスイッチ
の動作位相を制御する位相制御回路とを設け、上記イン
バータの第一のスイッチと第二のスイッチは該インバー
タの動作周波数にて１８０°の位相差で交互にターンオ
ンさせ、第三のスイッチと第四のスイッチは同じく１８
０°の位相差で交互にターンオンさせると共に、第一の
スイッチがターンオンしてから第四のスイッチがターン
オンする位相差及び第二のスイッチがターンオンしてか
ら第三のスイッチがターンオンする位相差を変化させる
ことによって、上記負荷に供給する電力を制御するよう
にされている。
また、第二の発明は、上記負荷に印加する電圧を検出す
る分圧器と、この分圧器からの検出信号及び予め設定し
た目標電圧信号を入力してその差を増幅すると共にこの
差によって上記インバータの第一から第四のスイッチの
動作位相を決める誤差増幅位相決定回路と、この誤差増
幅位相決定回路からの出力信号に応じて上記第一から第
四のスイッチの動作位相を制御する位相制御回路とを設
け、上記インバータの第一のスイッチと第二のスイッチ
は該インバータの動作周波数にて１８０“の位相差で交
互にターンオンさせ、第三のスイッチと第四のスイッチ
は同じく１８０°の位相差で交互にターンオンさせると
共に、第一のスイッチがターンオンしてから第四のスイ
ッチがターンオンする位相差及び第二のスイッチがター
ンオンしてから第三のスイッチがターンオンする位相差
を変化させることによって、上記負荷に供給する電力を
帰還制御するようにされている。
〔実施例〕
以下１本発明の実施例を添付図面に基づいて詳細に説明
する。
第１図は第一の発明による共振型ｏｃ−ｏｃコンバータ
の実施例を示す回路図である。この共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、二次電池などの直流ｆ！１源１と。
インバータ２と、変圧器３と、ｌｌ流６４と、負荷５と
を有している。
上記インバータ２は、上記直流ｔｌ１ｇＬから直流を受
電して交流に変換するもので、該直流＠源１の正極に接
続された第一のスイッチとしてのトランジスタＴｒＬ及
びその負極に接続された第二のスイッチとしてのトラン
ジスタＴｒ、から成る第一の直列接続体と、上記トラン
ジスタＴｒ１及びＴｒ２にそれぞれ並列に設けられた第
三のスイッチとしてのトランジスタＴｒ、及び第四のス
イッチとしてのトランジスタＴｒ、から成る第二の直列
接続体と、上記各トランジスタＴｒ、〜Ｔｒ４にそれぞ
れ逆並列接続された第一のダイオードＤ１〜第四のダイ
オードＤ４とから成る。なお、上記各トランジスタＴｒ
工〜Ｔｒ４は、それぞれベース電流を流すことによって
ターンオンするようになっている。
変圧器３は、上記インバータ２の出力側に接続され該イ
ンバータ２からの出力電圧を昇圧するもので、所定の巻
数比を有すると共に、第９図（ｄ）に示すと同様に漏れ
インダクタンスＬｓ及び浮遊容量Ｃｓを有している。
整流器４は、上記変圧器３からの出力電圧を全波整流し
て直流に変換するもので、四つのダイオードＤ、〜Ｄ８
から成る。そして、上記整流器４の出力側には、Ｘ線管
などの負荷５が接続されている。なお、第１図において
、符号Ｃは上記整流器４の出力電圧をＸ線管などの負荷
５に印加するための高電圧ケーブルの静電容量であり、
該整流器４からの出力電圧を平滑するものである。
ここで、第一の発明においては、上記負荷５としての例
えばＸ線管に印加すべき電圧（以下「管電圧」という）
及び電流（以下「管電流」という）の設定信号によって
上記インバータ２のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ、の動作
位相を決める位相決定回路９が設けられると共に、この
位相決定回路９からの出力信号に応じて上記トランジス
タＴｒ工〜Ｔｒ４が動作する位相を制御する信号を、図
示外のコントローラから入力するＸ線曝射信号によって
出力する位相制御回路１０が設けられている。なお、符
号１１ａ〜ｌｉｄは、上記位相制御回路１０から出力さ
れる制御信号に従ってそれぞれトランジスタＴｒ□〜Ｔ
ｒ、を駆動する駆動回路である。そして、これらの位相
決定回路９と位相制御回路１０とにより、上記インバー
タ２の第一のスイッチとしてのトランジスタＴｒ、と第
二のスイッチとしてのトランジスタＴｒ、は該インバー
タ２の動作周波数にて１８０’の位相差で交互にターン
オンさせ、第三のスイッチとしてのトランジスタＴｒ３
と第四のスイッチとしてのトランジスタＴｒ、は同じく
　１８０’の位相差で交互にターンオンさせると共に、
第一のトランジスタＴｒ１がターンオンしてから第四の
トランジスタＴｒ４がターンオンする位相差及び第二の
トランジスタＴｒ、がターンオンしてから第三のトラン
ジスタＴｒ３がターンオンする位相差を適宜変化させる
ことによって、上記負荷５としてのＸ線管に供給する電
力を制御するようになっている。
次に、このように構成された共振型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作について説明する。まず、第１図に示す共振型
ＤＣ−ＤＣコンバータにおける主回路構成部（直流電源
１．インバータ２、変圧器３、整流器４及び負荷５）は
、第２図に示すような等価回路となる。すなわち、イン
バータ２の各トランジスタＴｒ□〜Ｔｒ４は、それぞれ
第一のスイッチ１２ａ、第二のスイッチ１２ｂ、第三の
スイッチ１２ｃ、第四のスイッチ１２ｄと表され、変圧
器３は第９図（ｄ）に示したように漏れインダクタンス
Ｌｓと浮遊容量Ｃｓとで表される。なお、上記第一から
第四のスイッチ１２ａ〜１２ｄと各スイッチ１２ａ〜１
２ｄに逆並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ、とで、
それぞれ第一のアーム１３ａ、第二のアーム１３ｂ、第
三のアーム１３Ｃ１第四のアーム１３ｄが構成されてい
る。そこで、この第２図に示す等価回路を用いて、上記
の主回路構成部の動作を第３図及び第４図のタイミング
線図を参照して説明する。
最初に、出力電力が最大となるように制御する場合の動
作を、第３図を参照して説明する。このときは、第２図
に示すインバータ２の各スイッチ１２　ａ　〜ｌ　２　
ｄの動作位相を、第３図（ａ）　〜（ｄ）に示すように
、第一のスイッチ１２ａと第二のスイッチ１２ｂは１８
０°の位相差で交互にオンし、第四のスイッチ１２ｄと
第三のスイッチ１２ｃは１８０＠の位相差で交互にオン
すると共に、第一のスイッチ１２ａがオンしてから第四
のスイッチ１２ｄがオンする位相差を零として両者を同
時にオンし、第二のスイッチ１２ｂがオンしてから第三
のスイッチ１２ｃがオンする位相差を零として両者を同
時にオンするように制御する。
まず、第３図の時刻Ｔａ１では、第２図において共振電
流ｉｔが漏れインダクタンスＬｓのエネルギにより、Ｌ
ｓ−＋Ｄ、−＋１−＋Ｄ４→Ｃｓ−＋Ｌｓの回路、およ
びＬｓ−４Ｄ１→１→Ｄ４→４→Ｃ→ｌ＋ＬＳの回路、
およびＬｓ→Ｄ１→１→Ｄ４→４→５→４→Ｌｓの回路
をそれぞれ流れている。ここで、上記第四のダイオード
Ｄ、以後において三つの回路に分かれて共振電流ｉｔが
流れる状態を簡単に表記するため、以下、Ｄ４−　（Ｃ
ｓ　−４、Ｃ、および５）→Ｌｓのように表すこととす
る。これにより、第一のアーム１３ａ及び第四のアーム
１３ｄには、それぞれ負の電流１１及びｉ４が流れる（
第３図（ｅ）、（ｆ）参照）。このとき、第一のスイッ
チ１２ａ及び第四のスイッチ１２ｄがオンするが、電流
の流れる回路には影響ない、そして、上記漏れインダク
タンスＬｓのエネルギが減少するに従って、第３図（ｉ
）に示すように、共振電流ｉｔは零に近づいていく。
次に、時刻Ｔａ２において、第３図（１）に示すように
共振電流ｉｔが零になると、該共振電流ｉｔは、第２図
において１　’＋　１２　ａ　−＋　Ｌ　ｓ　−＋　Ｃ
ｓ　−＋１２ｄ→１の回路で流れ、漏れインダクタンス
ＬＳと浮遊容量Ｃｓとで決まる共振周波数の弧を描いて
増加していく（第３図（ｉ）参照）。そして、上記浮遊
容量Ｃ５の電圧が静電容量Ｃの電圧と等しくなると、上
記共振電流ｉｔは、１→１２ａ→Ｌｓ→（Ｃｓ、４．Ｃ
，および５）→１２ｄ→１の回路で流れる。
次に、時刻Ｔａ、では、第３図（ａ）〜（ｄ）に示すよ
うに、第一のスイッチ１２ａと第四のスイッチ１２ｄが
オフし、これと同時に第二のスイッチ１２ｂと第三のス
イッチ１２ｃがオンする。しかし、共振電流ｉｔは、第
２図において漏れインダクタンスＬｓのエネルギにより
、Ｌｓ→（Ｃｓ。
４、Ｃ２および５）　−＋Ｄ、→１　→Ｄ２−＋Ｌ　ｓ
の回路を流れる。従って、第二のアーム１３ｂ及び第三
のアーム１３ｃには、それぞれ負の電流１２及びｉ、が
流れる（第３図（ｇ）、（ｈ）参照）。そして、上記漏
れインダクタンス’Ｌｓのエネルギが減少するに従って
、第３図（ｉ）に示すように、共振電流ｉｔは零に近づ
いていく。
次に、時刻Ｔａ４において、第３図（ｉ）に示すように
共振電流ｉｔが零になると、該共振電流ｉｔは、第２図
において１→１２　ｃ　−＋　Ｃ５−４Ｌ　ｓ　−＋１
２ｂ→１の回路で流れ、漏れインダクタンスＬＳと浮遊
容量Ｃｓとで決まる共振周波数の弧を描いて増加してい
く（第３図（ｉ）参照）。そして。
上記浮遊容量Ｃｓの電圧が静電容量Ｃの電圧と等しくな
ると、上記共振電流ｉｔは、１→１２ｃ→（Ｃｓ、４．
Ｃおよび５）−＋Ｌｓ→１２ｂ→１の回路で流れる。
次に、時刻Ｔａ５では、第３図（ａ）　〜（ｄ）に示す
ように、第二のスイッチ１２ｂと第二のスイッチ１２ｃ
がオフし、これと同時に第一のスイッチ１２ａと第四の
スイッチ１２ｄがオンする。これにより、前記時刻Ｔａ
１の状態と全く同じ状態となり、以後上記の動作を繰り
返す。
以上のようなインバータ２の動作位相の制御の場合は、
第一のスイッチ１２ａと第四のスイッチ１２ｃｌが位相
差零で同時にオン、オフすると共に、第二のスイッチ１
２ｂと第三のスイッチ１２ｃが位相差零で同時にオン、
オフするので、第３図（ｅ）、（ｆ）に示すように、第
一のアーム１３ａの電流ｉ□と第四のアーム１３ｄの電
流ｉ４とは同じ波形となり、第３図（ｇ）、（ｈ）に示
すように、第二のアーム１３ｂの電流１２と第三のアー
ム１３ｃの電流ｉ、とは同じ波形となる。また。
上記第一のスイッチ１２ａと第四のスイッチ１２ｄが同
時にオンしている期間（Ｔａ工〜Ｔａ３）と、第二のス
イッチ１２ｂと第三のスイッチ１２ｃが同時にオンして
いる期間（Ｔａ、〜Ｔａｓ　）は連続状態となり、イン
バータ２の出力電圧ｖｔの波形は、第３図（ｊ）に示す
ように、直流電源１の電圧を正負の波高値とする連続し
た方形波となり、その出力電力は最大となる。
次に、出力電力が小さくなるように制御する場合の動作
を、第４図を参照して説明する。このときは、第２図に
示すインバータ２の各スイッチ１２　ａ　〜ｌ　２　ｄ
の動作位相を、第４図（ａ）〜（ｄ）に示すように、第
一のスイッチ１２ａと第二のスイッチ１２ｂは１８０°
の位相差で交互にオンし、第四のスイッチ１２ｄと第三
のスイッチ１２ｃは１８０°の位相差で交互にオンする
と共に、第一のスイッチ１２ａがオンしてから第四のス
イッチ１２ｄがオンする位相差をαとしてずらしてオン
し、第二のスイッチ１２ｂがオンしてから第三のスイッ
チ１２ｃがオンする位相差をαとしてずらしてオンする
ように制御する。
まず、第４図の時刻Ｔｂ１では、第２図において第一の
スイッチ１２ａと第三のスイッチ１２ｃがオンしており
、共振電流ｉｔは漏れインダクタンスＬｓのエネルギに
より、Ｌｓ＋Ｄ□→１２ｃ→（Ｃｓ、４．Ｃ，および５
）→Ｌｓの回路を流れている。従って、第一のアームＩ
ｇａには、第４図（ｅ）に示すように負の電流ｉＬが流
れ、第三のアーム１３ｃには、第４図（ｈ）に示すよう
に正の電流ｉ、が流れる。そして、上記漏れインダクタ
ンスＬｓのエネルギが減少するに従って、第４図（ｉ）
に示すように、共振電流ｉｔは零に近づいていく。
次に１時刻Ｔｂ、において、第４図（ｉ）に示すように
共振電流ｉｔが零になると、該共振電流ｉｔは浮遊容量
Ｃｓのエネルギにより、Ｃｓ４Ｄ。
→１２ａ−＋Ｌｓ→Ｃｓの回路で流れ、漏れインダクタ
ンスＬａと浮遊容量Ｃｓとで決まる共振周波数の弧を描
いて増加していく（第４図（ｉ）参照）、このとき、第
一のアーム１３ａには、第４図（ｅ）に示すように正の
電流１１が流れ初め、第三のアーム１３ｃには、第４図
（ｈ）に示すように負の電流ｉ、が流れ始める。
次に１時刻Ｔｂ、では、第４図（ｄ）に示すように第三
のスイッチ１２ｃがオフすると共に、第４図（ｂ）に示
すように第四のスイッチ１２ｄがオンする６すると、第
４図（ａ）、（ｂ）に示すように、第一のスイッチ１２
ａと第四のスイッチ１２ｄが共にオンの状態となり、上
記第四のスイッチ１２ｄがオンすることによって第三の
ダイオードＤ３が逆バイアスされオフするので、共振電
流ｉｔは、第２図において１→１２ａ４Ｌｓ−４Ｃｓ→
１２ｄ→１の回路で流れる。そして、上記浮遊容量Ｃ８
の電圧が静電容量Ｃの電圧と等しくなると、上記共振電
流ｉｔは、１→１２ａ→Ｌｓ→（Ｃｓ、４．Ｃ，および
５）−）１２．ｄ４１の回路で流れる。この期間は、第
４図（ｅ）、（ｆ）に示すように、第一のアーム１３ａ
の電流１１と第四のアーム１３ｄの電流ｉ、とは同じ波
形になる。
次に、時刻Ｔｂ４においては、第４図（ａ）に示すよう
に第一のスイッチ１２ａがオフすると共に。
第４図（ｃ）に示すように第二のスイッチ１２ｂがオン
する。このとき、共振電流ｉｔは漏れインダクタンスＬ
３のエネルギにより、Ｌｓ→（Ｃｓ　。
４、Ｃおよび５）−＋１２ｄ−４Ｄ、→ＬＢの回路を流
れる。従って、第二のアーム１３ｂには、第４図（ｇ）
に示すように負の電流１２が流れ、第四のアーム１３ｄ
には、第４図（ｆ）に示すように正の電流ｉ、が流れる
。そして、上記漏れインダクタンスＬｓのエネルギが減
少するに従って、第４図（ｉ）に示すように、共振電流
ｉｔは零に近づいていく。
次に、時刻Ｔｂ、において、第４図（ｉ）に示すように
共振電流ｉｔが零になると、該共振電流ｉｔは、第２図
においてＣ５−４Ｌ　ｓ→１２ｂ−＋Ｄ。
→Ｃｓの回路で流れ、漏れインダクタンスＬｓと浮遊容
量Ｃｓとで決まる共振周波数の弧を描いて増加していく
（第４図（ｉ）参照）。
次に１時刻Ｔｂ、では、第４図（ｂ）に示すように第四
のスイッチ１２ｄがオフすると共に、第４図（ｄ）に示
すように第三のスイッチ１２ｃがオンする。すると、第
４図（ｃ）、（ｄ）に示すように、第二のスイッチ１２
ｂと第三のスイッチ１２ｃが共にオンの状態となるので
、共振電流ｉｔは、第２図において１−＋　ｌ　２　ｃ
→（：、　ｇ　４　Ｌｇ　→１２ｂ→１の回路で流れる
。そして、上記浮遊容量Ｃｓの電圧が静電容量Ｃの電圧
と等しくなると、上記共振電流ｉｔは、１→１２ｃ→（
Ｃｓ、４゜Ｃ９および５）→Ｌｓ→１２ｂ→１の回路で
流れる。この期間は、第４図（ｇ）、（ｈ）に示すよう
に、第二のアーム１３ｂの電流１２と第三のア−ム１３
ｃの電流ｉ、とは同じ波形になる。
次に、時刻Ｔｂ７において、第４図（ｃ）に示すように
第二のスイッチ１２ｂがオフすると共に、第４図（ａ）
に示すように第一のスイッチ１２ａがオンすると、前記
時刻Ｔｂ１の状態と全く同じ状態となり、以後上記の動
作を繰り返す。
以上のようなインバータ２の動作位相の制御の場合は、
第一のスイッチ１２ａと第四のスイッチ１２ｄが位相差
αでずれてオン、オフすると共に、第二のスイッチ１２
ｂと第三のスイッチ１２ｃが位相差αでずれてオン、オ
フするので、上記第一のスイッチ１２ａと第四のスイッ
チ１２ｄが同時にオンしている期間（Ｔｂ３〜Ｔ’ｂ４
）と、第二のスイッチ１２ｂと第三のスイッチ１２ｃが
同時にオンしている期間（Ｔｂ６〜Ｔｂ７）はそれぞれ
のスイッチのオン期間よりαだけ短くなる。そして、こ
の期間だけ直流電源１から負荷５へ電力が供給される。
従って、インバータ２の出力電圧ｖｔの波形は、第４図
（ｊ）に示すように、上記の断続した期間すなわち（１
８０″′−α）の期間において直流電源１の電圧を正負
の波高値とする断続した方形波となる。このことから、
第一のスイッチ１２ａと第四のスイッチ１２ｄがオンす
る位相差α、及び第二のスイッチ１２ｂと第三のスイッ
チ１２ｃがオンする位相差αを適宜変化させることによ
り、それぞれのスイッチ１２ａ〜１２ｄが同時にオンす
る期間を変化することができ、負荷５に供給する電力を
制御することができる。すなわち、上記の位相差αを大
きくしてゆけば出力電力を小さくすることができ、位相
差α＝１８０’ではそれぞれのスイッチ１２ａ〜１２ｄ
が同時にオンする期間は無くなり、出力電力を零まで落
すことができる。
以上のような動作をする第２図に示す主回路構成部を制
御するのが、第１図に示す位相決定回路９及び位相制御
回路１０である。そこで、これらの位相決定回路９及び
位相制御回路１０により、第１図に示すインバータ２の
各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４の動作位相を制御する動
作について説明する。まず、負荷５としてのＸ線管に供
給する管電圧及び管電流が決まると、上記管電圧に対応
した管電圧設定信号Ｓ□及び管電流に対応した管電流設
定信号Ｓ２を、図示外のコントローラから位相決定回路
９へ入力する。ここで、この位相決定回路９は、第５図
に示すように、横軸を位相差αとし、縦軸を負荷５とし
てのＸ線管の管電圧Ｖとし、この位相差αと管電圧Ｖと
の関係を負荷抵抗値Ｒ１、Ｒ２，Ｒ，、・・・（Ｒｔ＞
Ｒｚ＞Ｒａ）をパラメータとして所定のカーブで表した
グラフをテーブル化したメモリ、または関数発生器ある
いはオペアンプなどから成る。そして、この位相決定回
路９では、上記管電圧設定信号Ｓ１及び管電流設定信号
Ｓ２から負荷抵抗値Ｒ１，Ｒ，、・・・を求め、第５図
の関係゛を用いて、上記の負荷抵抗値たとえばＲ１をパ
ラメータとしこのカーブと設定すべき管電圧Ｖとの交点
を求めて、インバータ２の各トランジスタＴｒ□〜Ｔｒ
、の動作の位相差αを決定する。すると、この位相差α
に応じた位相信号Ｓ３が上記位相決定回路９から出力さ
れ、位相制御回路１０へ入力する。この位相制御回路１
０では、上記位相信号Ｓ３から各トランジスタＴｒ□〜
Ｔｒ４がターンオン及びターンオフする制御信号を作る
と共に、第一のスイッチとしてのトランジスタＴｒ１と
第四のスイッチとしてのトランジスタＴｒ４がターンオ
ンする位相差α、及び第二のスイッチとしてのトランジ
スタＴｒ、と第三のスイッチとしてのトランジスタＴｒ
、がターンオンする位相差αを制御する制御信号を作成
する。そして、上記位相制御回路１０に図示外のコント
ローラからＸ線陽射信号Ｓ４が入力することにより、該
位相制御回路１０は。
上記作成した制御信号をそれぞれの駆動回路１１ａ〜ｌ
ｉｄへ送出する。これにより、各駆動回路１１ａ〜ｌｉ
ｄは、上記位相制御回路１０からの制御信号に従ってイ
ンバータ２の各トランジスタＴｒ工〜Ｔｒ、を駆動する
。
このようにして上記各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４が申 動作を開始すると、第３図あるいは第４図に示すような
共振電流ｉｔが変圧器３に流れ、負荷５としてのＸｍ管
には前記設定した管電圧及び管電流による電力が供給さ
れる。なお、このとき、インバータ２は、変圧器３の漏
れインダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとの共振周波数あ
るいはそれに近い周波数で動作する。
第６図は第二の発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
の実施例を示す回路図である。説明を簡単にするために
、第１図に示す第一の発明と同様の構成であり同様の作
用をなす部分は、同一の符号を付してその説明を省略す
る。この第二の発明は、負荷５としての例えばＸ線管に
印加する管電圧を検出する分圧器１４を設けると共に、
この分圧器１４からの検出信号及び予め設定した目標電
圧信号（管電圧設定信号Ｓ、）を入力し℃その差を増幅
すると共にこの差によってインバータ２のトランジスタ
Ｔｒ、〜Ｔｒ、の動作位相を決める誤差増幅位相決定回
路１５を設け、かつこの誤差増幅位相決定回路１５から
の高力信号に応じて上記トランジスタＴｒ、〜Ｔｒ４が
動作する位相を制御する信号を。
図示外のコントローラから入力するＸ線曝射信号Ｓ４に
よって出力する位相制御回路１．０を設けたものである
。なお、符号１６は、上記分圧器１４で検出した信号を
誤差増幅位相決定回路１５で使用するために適した信号
に変換する信号変換回路である。そして、これらの分圧
器１４と誤差増幅位相決定回路１５と位相制御回路１０
とにより、上記インバータ２の第一のスイッチとしての
トランジスタＴｒ工と第二のスイッチとしてのトランジ
スタＴｒ、は該インバータ２の動作周波数にて１８０ａ
の位相差で交互にターンオンさせ、第三のスイッチとし
てのトランジスタＴｒ、と第四のスイッチとしてのトラ
ンジスタＴｒ、は同じく１８０°の位相差で交互にター
ンオンさせると共に、第一のトランジスタＴｒ１がター
ンオンしてから第四のトランジスタＴｒ、がターンオン
する位相差及び第二のトランジスタＴｒ、がターンオン
してから第三のトランジスタＴｒ、がターンオンする位
相差を適宜変化させることによって、上記負荷５として
のＸ線管に供給する電力を帰還制御するようになってい
る。
次に、このように構成された第二の発明の共振型ＤＣ−
ＤＣコンバータの動作について説明する。まず、負荷５
としてのＸ線管に供給する管電圧が決まると、この管電
圧に対応した管電圧設定信号Ｓ１を目標電圧信号として
図示外のコントローラから誤差増幅位相決定回路１５へ
入力する。一方、この誤差増幅位相決定回路１５には、
分圧器１４で検出し信号変換回路１６で変換された現在
の管電圧に対応した管電圧検出信号Ｓ５が入力される。
すると、この誤差増幅位相決定回路１５は、上記管電圧
設定信号Ｓ１と管電圧検出信号Ｓ、との誤差を検出し、
この誤差を比例−積分制御などにより処理し、上記誤差
の大きさに対応してインバータ２の各トランジスタＴｒ
、〜Ｔｒ４の動作の位相差αを決定する。すると、この
位相差αに応じた位相信号Ｓ３が上記誤差増幅位相決定
回路１５から出力され、位相制御回路１０へ入力する。
このとき。
Ｘ線曝射の開始前は、管電圧設定信号Ｓ工に対して管電
圧検出信号Ｓｓは零であるので、最大電力が供給できる
ように上記位相差αは零とされる。
次に、上記位相制御回路１０では、上記位相信号Ｓ、か
ら各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４がターンオン及びター
ンオフする制御信号を作ると共に、第一のスイッチとし
てのトランジスタＴｒ１と第四のスイッチとしてのトラ
ンジスタＴｒ、がタージオンする位相差α、及び第二の
スイッチとしてのトランジスタＴｒ、と第三のスイッチ
としてのトランジスタＴｒ３がターンオンする位相差α
を制御する制御信号を作成する。そして、上記位相制御
回路１゜に図示外のコントローラからＸ線曝射信号Ｓ４
が入力することにより、該位相制御回路１０は、上記作
成した制御信号をそれぞれの駆動回路１１ａ〜ｌｉｄへ
送出する。これにより、各駆動回路１１ａ〜ｌｉｄは、
上記位相制御回路１０からの制御信号に従ってインバー
タ２の各トランジスタＴｒ、〜Ｔｒ、を駆動する。
このようにして上記各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４が動
作を開始すると、第３図あるいは第４図に示すような共
振電流ｉｔが変圧器３に流れ、負荷５としてのＸ線管に
は管電圧が印加し始め、管電流が流れる。そして、上記
Ｘ線管の管電圧が設定した値に近づくと、前記管電圧設
定信号Ｓ１と管電圧検出信号Ｓ、との誤差が小さくなる
ので、上記誤差増幅位相決定回路１５は１位相差αを大
きくするように動作し、直流電源１からの電力の供給を
少なくする。Ｘ線管の管電圧が設定した値とほぼ等しく
なると、上記設定した管電圧及び管電流による電力に等
しい電力が直流電源１から供給できる位相でインバータ
２は動作する。なお、このとき、インバータ２は、変圧
器３の漏れインダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとの共振
周波数あるいはそれに近い周波数で動作する。
第７図は第二の発明の他の実施例を示す回路図である。
この実施例は、直流電源１を、商用電源から交流を受電
し直流に整流して平滑することにより得るようにしたも
のである。図において、符号１７は受電した商用電源を
全波整流する整流器であり、四つのダイオードＤｇ〜Ｄ
工２から成る。
また、符号Ｌ′はインダクタンスであり、符号Ｃ′はキ
ャパシタンスであり、このインダクタンスＬ′とキャパ
シタンスＣ′とによって上記整流器１７の出力を平滑化
するようになっている。この実施例の場合は、第６図に
示す実施例に比べてより出力電力を増大することができ
、例えば数１０ＫＷ〜１００にす程度の電力を供給する
ことができる。
なお、第１図及び第６図、第７図においては、インバー
タ２のスイッチング素子としてトランジスタＴｒ１〜Ｔ
ｒ、を用いたものとして示したが、本発明はこれに限ら
ず、例えばＧＴＯを用いてもよいし、さらに高周波化す
るにはＭＯＳ　　ＦＥＴ、■ＧＢＴ、ＳＩトランジスタ
、またはＳＩサイリスタなどを使用してもよい。また、
負荷５はＸ線管だけに限られず、比較的高電圧の直流出
力が必要な負荷ならば同様に適用できる。さらに、第６
図及び第７図に示した誤差増幅位相決定回路１５は、比
例−積分制御によるものが一般的であるが、これに限ら
れず、一度ディジタル値に変換してソフトウェアによる
制御を適用してもよい。
〔発明の効果〕
本発明は以上のように構成されたので、インバータ２の
位相制御によって出力電力を零から最大まで変化するこ
とができ、出力電力の制御範囲を従来よりも拡張するこ
とができる。また、上記出力電力を制御するのに従来の
ようにインバータ２の動作周波数Ｆｉを変えることなく
、上記動作周波数Ｆｉを低くすることによる変圧器３の
鉄心の断面積が大きくなるのを無くして、該変圧器３が
大形化するのを防止できる。従って、装置の全体を小形
化することができる。さらに、定格負荷におけるインバ
ータ２の動作周波数Ｆｉを可聴周波数より高くして低騒
音化を図った場合は、その後の出力電圧の制御において
上記の動作周波数Ｆｉを変化させることはなく、低騒音
状態に維持することができる。また、第二の発明におい
ては、負荷５に印加する現在の電圧を検出して目標電圧
信号との誤差からインバータ２の各スイッチの動作位相
を決め、これにより上記負荷５に供給する電力を帰還制
御するので、より精度の高い出力電力の制御を行うこと
ができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は第一の発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
の実施例を示す回路図、第２図は第１図に示す共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータにおける主回路構成部を示す等価回
路、第３図は出力電力が最大となるように制御する場合
の動作を示すタイミング線図、第４図は出力電力が小さ
くなるように制御する場合の動作を示すタイミング線図
、第５図は位相決定回路における位相差と管電圧との関
係を負荷抵抗値をパラメータとして示すグラフ、第６図
は第二の発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの実施
例を示す回路図、第７図は第二の発明の他の実施例を示
す回路図、第８図は従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す回路図、第９図はその変圧器の等価回瞥を示す説
明図、第１０図は従来例における出力電圧の制御を説明
するグラフである。 １・・・直流電源、　　２・・・インバータ、　　３・
・・変圧器、　４・・・整流器、　５・・・負荷（Ｘ線
管）、　９・・・位相決定回路、　　１０・・・位相制
御回路、１１ａ〜ｌｉｄ・・・駆動回路、　１２ａ・・
・第一のスイッチ、　１２ｂ・・・第二のスイッチ、　
　１２ｃ・・・第三のスイッチ、　１２ｄ・・・第四の
スイッチ５　１４・・・分圧器、　　１５・・・誤差増
幅位相決定回路、　　１７・・・整流器、　Ｔｒ１〜Ｔ
ｒ、・・・トランジスタ、　Ｄ工〜Ｄｉ２・・・ダイオ
ード、　Ｃ・・・静電容量、　Ｌｓ・・・変圧器の漏れ
インダクタンス、　Ｃｓ・・・変圧器の浮遊容量、　Ｌ
′・・・インダクタンス、　Ｃ′・・・キャパシタンス
。

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）直流電源と、この直流電源の正極に接続された第
    一のスイッチ及びその負極に接続された第二のスイッチ
    から成る第一の直列接続体を有すると共に上記第一及び
    第二のスイッチにそれぞれ並列に設けられた第三のスイ
    ッチ及び第四のスイッチから成る第二の直列接続体を有
    し且つ上記第一から第四のスイッチにそれぞれ逆並列接
    続された第一から第四のダイオードを有し上記直流電源
    から直流を受電して交流に変換するインバータと、この
    インバータの出力側に接続され該インバータの出力電圧
    を昇圧する変圧器と、この変圧器の出力を直流に変換す
    る整流器と、この整流器の出力側に接続された負荷とを
    有し、上記変圧器に寄生する漏れインダクタンス及び該
    変圧器の一次巻線間あるいは二次巻線間に存在する浮遊
    容量を共振素子として用い、この漏れインダクタンスと
    浮遊容量との共振及び上記変圧器の変圧比によって上記
    浮遊容量に生じる電圧を整流器に供給すると共に、この
    整流器の出力電圧を平滑して負荷に印加する共振型ＤＣ
    −ＤＣコンバータにおいて、上記負荷に印加すべき電圧
    及び電流の設定信号によって上記インバータの第一から
    第四のスイッチの動作位相を決める位相決定回路と、こ
    の位相決定回路からの出力信号に応じて上記第一から第
    四のスイッチの動作位相を制御する位相制御回路とを設
    け、上記インバータの第一のスイッチと第二のスイッチ
    は該インバータの動作周波数にて１８０°の位相差で交
    互にターンオンさせ、第三のスイッチと第四のスイッチ
    は同じく１８０°の位相差で交互にターンオンさせると
    共に、第一のスイッチがターンオンしてから第四のスイ
    ッチがターンオンする位相差及び第二のスイッチがター
    ンオンしてから第三のスイッチがターンオンする位相差
    を変化させることによって、上記負荷に供給する電力を
    制御するようにしたことを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣ
    コンバータ。
  2. （２）上記整流器からの出力電圧を平滑する手段は、該
    出力電圧を負荷に印加するための高電圧ケーブルの静電
    容量であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
    の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  3. （３）上記負荷はＸ線管であることを特徴とする特許請
    求の範囲第１項または第２項記載の共振型ＤＣ−ＤＣコ
    ンバータ。
  4. （４）直流電源と、この直流電源の正極に接続された第
    一のスイッチ及びその負極に接続された第二のスイッチ
    から成る第一の直列接続体を有すると共に上記第一及び
    第二のスイッチにそれぞれ並列に設けられた第三のスイ
    ッチ及び第四のスイッチから成る第二の直列接続体を有
    し且つ上記第一から第四のスイッチにそれぞれ逆並列接
    続された第一から第四のダイオードを有し上記直流電源
    から直流を受電して交流に変換するインバータと、この
    インバータの出力側に接続され該インバータの出力電圧
    を昇圧する変圧器と、この変圧器の出力を直流に変換す
    る整流器と、この整流器の出力側に接続された負荷とを
    有し、上記変圧器に寄生する漏れインダクタンス及び該
    変圧器の一次巻線間あるいは二次巻線間に存在する浮遊
    容量を共振素子として用い、この漏れインダクタンスと
    浮遊容量との共振及び上記変圧器の変圧比によって上記
    浮遊容量に生じる電圧を整流器に供給すると共に、この
    整流器の出力電圧を平滑して負荷に印加する共振型ＤＣ
    −ＤＣコンバータにおいて、上記負荷に印加する電圧を
    検出する分圧器と、この分圧器からの検出信号及び予め
    設定した目標電圧信号を入力してその差を増幅すると共
    にこの差によって上記インバータの第一から第四のスイ
    ッチの動作位相を決める誤差増幅位相決定回路と、この
    誤差増幅位相決定回路からの出力信号に応じて上記第一
    から第四のスイッチの動作位相を制御する位相制御回路
    とを設け、上記インバータの第一のスイッチと第二のス
    イッチは該インバータの動作周波数にて１８０°の位相
    差で交互にターンオンさせ、第三のスイッチと第四のス
    イッチは同じく１８０°の位相差で交互にターンオンさ
    せると共に、第一のスイッチがターンオンしてから第四
    のスイッチがターンオンする位相差及び第二のスイッチ
    がターンオンしてから第三のスイッチがターンオンする
    位相差を変化させることによって、上記負荷に供給する
    電力を帰還制御するようにしたことを特徴とする共振型
    ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  5. （５）上記整流器からの出力電圧を平滑する手段は、該
    出力電圧を負荷に印加するための高電圧ケーブルの静電
    容量であることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載
    の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  6. （６）上記負荷はＸ線管であることを特徴とする特許請
    求の範囲第４項または第５項記載の共振型ＤＣ−ＤＣコ
    ンバータ。
  7. （７）上記直流電源は、商用電源から交流を受電し直流
    に整流して平滑したものであることを特徴とする特許請
    求の範囲第４項から第６項のいずれかに記載の共振型Ｄ
    Ｃ−ＤＣコンバータ。
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