JPS63164637A - 対流圏散乱モデム受信機 - Google Patents
対流圏散乱モデム受信機Info
- Publication number
- JPS63164637A JPS63164637A JP62313915A JP31391587A JPS63164637A JP S63164637 A JPS63164637 A JP S63164637A JP 62313915 A JP62313915 A JP 62313915A JP 31391587 A JP31391587 A JP 31391587A JP S63164637 A JPS63164637 A JP S63164637A
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- Japan
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- signal
- modem receiver
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- input
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はディジタル送信システム用の対流圏散乱モデム
受信機に関するものである。
受信機に関するものである。
本発明は対流ｉ無線チャンネルを含む無線チャンネルを
介するディジタル化送信に応用することができる。
介するディジタル化送信に応用することができる。
このようなチャンネルは媒体の性質やチャンネル自体の
マルチパス構造によるフェージングの影響を受ける。こ
の影響を排除するためには、多重ダイバージチー送信と
して知られる多重送信法を利用することによシ、チャン
ネルの効率が改善される。しかし、信号の帯域が広い場
合は、たとえＢｌＮ比を高くしても、その帯域内で周波
数選択フェージングが生じ、信号の歪みが非常に大き（
なり、工２−率も増加する。
マルチパス構造によるフェージングの影響を受ける。こ
の影響を排除するためには、多重ダイバージチー送信と
して知られる多重送信法を利用することによシ、チャン
ネルの効率が改善される。しかし、信号の帯域が広い場
合は、たとえＢｌＮ比を高くしても、その帯域内で周波
数選択フェージングが生じ、信号の歪みが非常に大き（
なり、工２−率も増加する。
このような影響を排除するためＫｆラデイ（Ｂｒａｄｙ
）によって（１９７２年１月付けの米国特許第５．６
５３，１０７号において〕提案された多重ダイバージチ
ー受信機では、各受信路に前送〕横フィルタが含まれ、
そのフィルタの出力は別のフィルタの出力と合成され、
その合成出力から得られるエラー信号と対応のタップに
現れる受信遅延信号との相関関係に従って前送シフィル
タのタップ利得がｇｌ整される。一方、モンセン（Ｍｏ
ｎｓｅｎ）は上記方法を改善するために（１９７５９７
５年４月付特許第５，８７９．６６４号において）デラ
デイの構成に非線形帰還部を付加している。しかし、モ
ン七ンの方法を実施する几めには費用が高く、しかも、
限られた分散範囲しか得られない。
）によって（１９７２年１月付けの米国特許第５．６
５３，１０７号において〕提案された多重ダイバージチ
ー受信機では、各受信路に前送〕横フィルタが含まれ、
そのフィルタの出力は別のフィルタの出力と合成され、
その合成出力から得られるエラー信号と対応のタップに
現れる受信遅延信号との相関関係に従って前送シフィル
タのタップ利得がｇｌ整される。一方、モンセン（Ｍｏ
ｎｓｅｎ）は上記方法を改善するために（１９７５９７
５年４月付特許第５，８７９．６６４号において）デラ
デイの構成に非線形帰還部を付加している。しかし、モ
ン七ンの方法を実施する几めには費用が高く、しかも、
限られた分散範囲しか得られない。
事実、海上に広がる対流圏通信路の場合と同様に、この
限られた分散範囲に十分に適応するような短い距離を選
択することは不可能なことが多く、増大する歪みに対処
する九めには更に強力なイコライザが必要になる。モン
センの方法の効果を拡大しようとすれば実現不能なほど
に費用がかかシ、また、中間周波数の代わＪＫベースバ
ンドで利用するにしても非常に費用がかかる。
限られた分散範囲に十分に適応するような短い距離を選
択することは不可能なことが多く、増大する歪みに対処
する九めには更に強力なイコライザが必要になる。モン
センの方法の効果を拡大しようとすれば実現不能なほど
に費用がかかシ、また、中間周波数の代わＪＫベースバ
ンドで利用するにしても非常に費用がかかる。
モン七ンの方法をベースバンドで利用する場合の回路を
第１図に示す。各遅延線には同相成分と直角成分（ｊｎ
−ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ）から
なる複合入力が供給され、タップ係数も複素成分で形成
され、係数！Ｍ！整アルゴリズムもまた複合ベクトルを
取）扱うようになっている。所要タップ数が数個以上に
なると全体として非常に複雑なシステムになる。
第１図に示す。各遅延線には同相成分と直角成分（ｊｎ
−ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ）から
なる複合入力が供給され、タップ係数も複素成分で形成
され、係数！Ｍ！整アルゴリズムもまた複合ベクトルを
取）扱うようになっている。所要タップ数が数個以上に
なると全体として非常に複雑なシステムになる。
ダイバーシチーイコ２イデへの入力は最強信号から得ら
れる共通利得制御電圧で増幅され、有効な８ ／ Ｎ比
が最大限に利用される。ダイバージチー合成（ｄｊｖｅ
ｒｓｊｔｙ−ｃｏｍｂｊｎａｔｊｏｎ ）はイコライザ
タップ利得制御アルフリズムによって行われる。
れる共通利得制御電圧で増幅され、有効な８ ／ Ｎ比
が最大限に利用される。ダイバージチー合成（ｄｊｖｅ
ｒｓｊｔｙ−ｃｏｍｂｊｎａｔｊｏｎ ）はイコライザ
タップ利得制御アルフリズムによって行われる。
上記システムには重大な欠点が２つある。第１は構成が
著しく複雑になるため、実用化および保守に過度の費用
が掛かることである。第２は均等利得の採用による性能
の劣化である。例えば、直角ダイバージチーシステムに
おいて４つのダイバージチー受信路のうち３つに７二−
ジングが生まただ１つの受信路が実用に耐える８７Ｎ比
、例えばＨ１／ Ｎ ｏを持つという条件では、他の３
つチャンネルと同じ８／Ｎ比が均等利得システムから得
られ、ノイズに相関関係がないとすれば、８／Ｎ比はＥ
′ｓ／４Ｎｏとなル、６ｄＢの減少になる。
著しく複雑になるため、実用化および保守に過度の費用
が掛かることである。第２は均等利得の採用による性能
の劣化である。例えば、直角ダイバージチーシステムに
おいて４つのダイバージチー受信路のうち３つに７二−
ジングが生まただ１つの受信路が実用に耐える８７Ｎ比
、例えばＨ１／ Ｎ ｏを持つという条件では、他の３
つチャンネルと同じ８／Ｎ比が均等利得システムから得
られ、ノイズに相関関係がないとすれば、８／Ｎ比はＥ
′ｓ／４Ｎｏとなル、６ｄＢの減少になる。
対流圏散乱リンクの場合、６ｄＢの減少は２．５ｋｗと
ｉ Ｑ ｋＷの送信出力差に相当する。
ｉ Ｑ ｋＷの送信出力差に相当する。
本発明の目的は上記欠点を排除した対流圏散乱モデム受
信機を提供するととｋある。
信機を提供するととｋある。
本発ＦｊＡ（Ｃよるディジタル送信システム用の対流圏
散乱モデム受信機は合成手段と、復調回路と、ベースバ
ンドフィルタと、複素係数前送少イコライザ回路と、検
波回路と、帰還回路を有するモデム受信機である。前記
合成手段は線形最大比合成器であって複数の中間周波数
入力信号を受信して合成信号を出力し、復調回路に供給
する。復調回路からは復調信号が出力され、ベースバン
ドフィルタによって濾波された後にイコライザ回路の第
１入力端に入力される。イコライザ回路の出力は検波回
路に供給され、検波回路からの出力信号が帰還回路を介
してイコライザ回路の第２入力端に供給されることによ
り、出力信号が修正される。
散乱モデム受信機は合成手段と、復調回路と、ベースバ
ンドフィルタと、複素係数前送少イコライザ回路と、検
波回路と、帰還回路を有するモデム受信機である。前記
合成手段は線形最大比合成器であって複数の中間周波数
入力信号を受信して合成信号を出力し、復調回路に供給
する。復調回路からは復調信号が出力され、ベースバン
ドフィルタによって濾波された後にイコライザ回路の第
１入力端に入力される。イコライザ回路の出力は検波回
路に供給され、検波回路からの出力信号が帰還回路を介
してイコライザ回路の第２入力端に供給されることによ
り、出力信号が修正される。
以下に付図を参照しながら本発明の一実施例を説明する
。
。
第２図において、合成回路には一群の線形増幅器ＡＬｌ
〜ＡＬ４が含まれ、各増幅器の利得は最大信号の振＠に
合わせて標準化された各）ニーソング信号の振幅に比例
するように動的調節される。
〜ＡＬ４が含まれ、各増幅器の利得は最大信号の振＠に
合わせて標準化された各）ニーソング信号の振幅に比例
するように動的調節される。
利得調節は増幅器から出力信号を受信して各増幅器の入
力端にそれぞれの調節信号を供給する自動利得制御回路
ＡＣ）Ｃによって行われる。各増幅器ＡＬＩ〜ＡＬ４に
は中間周波数の各入力信号ＩＰが入力される。増幅器Ａ
Ｌ１〜ＡＬ４からの出力Ｍ号は合成回路Ｃによって合成
され、中間周波数で動作する復調回路ＤＩＣよって復調
され、ベースバンドフィルタ回路Ｅによって濾波される
。フィルタＥからの出力信号は複素係数前送ルイコライ
ザ回路ＰＫ供給される。イコライザ回路Ｆからの入力信
号は検波回路Ｇに入力され、検波回路の出力信号ｏｐが
モデム受信機に供給される。この入力信号は帰還回路Ｈ
で利用され、イコライザ回路Ｆの出力が修正される。検
波回路の入出力信号間の差はエラー信号ＥＲＲとして計
算回路’ｒｗｃに入力され、適応タップ加重信号の計算
に利用される。
力端にそれぞれの調節信号を供給する自動利得制御回路
ＡＣ）Ｃによって行われる。各増幅器ＡＬＩ〜ＡＬ４に
は中間周波数の各入力信号ＩＰが入力される。増幅器Ａ
Ｌ１〜ＡＬ４からの出力Ｍ号は合成回路Ｃによって合成
され、中間周波数で動作する復調回路ＤＩＣよって復調
され、ベースバンドフィルタ回路Ｅによって濾波される
。フィルタＥからの出力信号は複素係数前送ルイコライ
ザ回路ＰＫ供給される。イコライザ回路Ｆからの入力信
号は検波回路Ｇに入力され、検波回路の出力信号ｏｐが
モデム受信機に供給される。この入力信号は帰還回路Ｈ
で利用され、イコライザ回路Ｆの出力が修正される。検
波回路の入出力信号間の差はエラー信号ＥＲＲとして計
算回路’ｒｗｃに入力され、適応タップ加重信号の計算
に利用される。
第１図に示す従来技術の回路において、各シンボルディ
シジョン（Ｓｙｍｂｏｌ ｄｅｃｊｓｊｏｎ ）の複素
エラーベクトルＥＲＲと４個の前送りイコライザのそれ
ぞれのタップにおける複素信号ベクトルとの相関をとる
適応アルタリズムは、共通帰還イコライザと協働して各
チャンネルの歪みを等化する機能の他に、４つの等化入
力をコーヒレント合成する機能も持っている。第２図か
ら明らかなように本発明では４つの入力信号は等両処理
前に非コーヒレント合成される。したがって、平均信号
レベルすなわち与えられた等入力信号レベルは第１図の
従来技術のコーヒレント信号合成の場合よルも低くなる
が、入力レベルが不均等なときは、本発明による第２図
のレベル依存利得制御回路ＡＧＣによって低レベルチャ
ンネル信号のノイズが低減されるので、はとんどの条件
下で総合８７Ｎ比が改善される。
シジョン（Ｓｙｍｂｏｌ ｄｅｃｊｓｊｏｎ ）の複素
エラーベクトルＥＲＲと４個の前送りイコライザのそれ
ぞれのタップにおける複素信号ベクトルとの相関をとる
適応アルタリズムは、共通帰還イコライザと協働して各
チャンネルの歪みを等化する機能の他に、４つの等化入
力をコーヒレント合成する機能も持っている。第２図か
ら明らかなように本発明では４つの入力信号は等両処理
前に非コーヒレント合成される。したがって、平均信号
レベルすなわち与えられた等入力信号レベルは第１図の
従来技術のコーヒレント信号合成の場合よルも低くなる
が、入力レベルが不均等なときは、本発明による第２図
のレベル依存利得制御回路ＡＧＣによって低レベルチャ
ンネル信号のノイズが低減されるので、はとんどの条件
下で総合８７Ｎ比が改善される。
また、本発明に基づいて第２図のよりに入力信号のコー
ヒレント合成を行うと、一般的には入力信号が実質的に
相殺され、Ｓ／Ｎ比の悪化が著しくなる。しかし、ダイ
バージチー送信システムの構成が各信号路のフェージン
グ特性の相関関係を最小化するように設計され、各信号
路の周波数選択性フェージングに基づく分散が通常の対
流圏散乱送信条件下で実質的な相関関係を持たないので
、上記の相殺現象は瞬時的なものとして非線形帰還イコ
ライザにおいて適当に吸収され、エラーは生しない。
ヒレント合成を行うと、一般的には入力信号が実質的に
相殺され、Ｓ／Ｎ比の悪化が著しくなる。しかし、ダイ
バージチー送信システムの構成が各信号路のフェージン
グ特性の相関関係を最小化するように設計され、各信号
路の周波数選択性フェージングに基づく分散が通常の対
流圏散乱送信条件下で実質的な相関関係を持たないので
、上記の相殺現象は瞬時的なものとして非線形帰還イコ
ライザにおいて適当に吸収され、エラーは生しない。
海上の表面伝播（５ｕｒｆａｃｅ ｄｕｃｔｊｎｇ ）
や山岳回折を含む特定の大気条件下で一般に生じ得る現
象であるが、非分散型の正反射チャンネル特性が強く１
つ以上のダイバージチー受信路にわたって部分的に相関
関係がある場合、さらに、この相関特性によって信号の
部分的相殺現象が生じる場合には、受信入力信号レベル
が異常に高くなって残留部分相殺信号が良好なり１Ｍ比
を示すこともある。
や山岳回折を含む特定の大気条件下で一般に生じ得る現
象であるが、非分散型の正反射チャンネル特性が強く１
つ以上のダイバージチー受信路にわたって部分的に相関
関係がある場合、さらに、この相関特性によって信号の
部分的相殺現象が生じる場合には、受信入力信号レベル
が異常に高くなって残留部分相殺信号が良好なり１Ｍ比
を示すこともある。
以上要約すれば、従来技術においては多重ダイバージチ
ー送信システムの各チャンネルに対して適応イコライザ
を用いて広帯域チャンネルの固有分散の等化動作のみな
らず出力のコーヒレント合成をも行なってい九が、それ
に対して本発明では広帯域チャンネル分散の性質を利用
して、実質的に信号相殺が生じないような状態で受信ダ
イバージチー受信路の信号をコーヒレント加算するよう
になっておシ、加算前にレベル依存型の利得制御によっ
て平均８７Ｎ比が改善され、そして、非線形帰還イコラ
イザと単一の前送シ帰還部を併用することにより合成信
号の周波数選択性歪みが等化される。。
ー送信システムの各チャンネルに対して適応イコライザ
を用いて広帯域チャンネルの固有分散の等化動作のみな
らず出力のコーヒレント合成をも行なってい九が、それ
に対して本発明では広帯域チャンネル分散の性質を利用
して、実質的に信号相殺が生じないような状態で受信ダ
イバージチー受信路の信号をコーヒレント加算するよう
になっておシ、加算前にレベル依存型の利得制御によっ
て平均８７Ｎ比が改善され、そして、非線形帰還イコラ
イザと単一の前送シ帰還部を併用することにより合成信
号の周波数選択性歪みが等化される。。
第１図は従来技術による対流ｌ１ｖ１散乱モデム受信機
の回路図、 第２図は本発明による対流圏散乱モデム受信機の回路図
である。
の回路図、 第２図は本発明による対流圏散乱モデム受信機の回路図
である。
Claims (4)
- （１）合成手段と、復調回路と、ベースバンドフィルタ
と、複素係数前送りイコライザ回路と、検波回路と、帰
還回路を有するディジタル送信システム用の対流圏散乱
モデム受信機において、前記合成手段は線形最大比合成
器であって複数の中間周波数入力信号を受信して合成信
号出力を復調回路に供給し、復調回路からは復調信号が
出力され、ベースバンドフィルタによって濾波された後
にイコライザ回路の第１入力端に入力され、イコライザ
回路の出力は検波回路に供給され、検波回路からの出力
信号が帰還回路を介してイコライザ回路の第２入力端に
供給されることにより、出力信号の修正が行なわれるこ
とを特徴とする対流圏散乱モデム受信機。 - （２）特許請求の範囲第１項において、前記合成手段に
複数の増幅器が含まれ、各増幅器の利得は最大信号の振
幅に合わせて標準化された各フェージング信号の振幅に
比例するように調節されることを特徴とする対流圏散乱
モデム受信機。 - （３）特許請求の範囲第２項において、各利得が自動利
得制御回路によって調節されることを特徴とする対流圏
散乱モデム受信機。 - （４）特許請求の範囲第１項〜第３項のいずれかにおい
て、検波回路の入出力信号間の差が差動回路によって決
定され、差動回路から出力されるエラー信号が計算回路
に供給されて適応タップ加重信号の計算に利用されるこ
とを特徴とする対流圏散乱モデム受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8629636A GB2198913B (en) | 1986-12-11 | 1986-12-11 | Troposcatter modem receiver |
| GB8629636 | 1986-12-11 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63164637A true JPS63164637A (ja) | 1988-07-08 |
| JPH0748687B2 JPH0748687B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=10608849
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62313915A Expired - Fee Related JPH0748687B2 (ja) | 1986-12-11 | 1987-12-11 | 対流圏散乱モデム受信機 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4890298A (ja) |
| EP (1) | EP0271149B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0748687B2 (ja) |
| DE (1) | DE3785648T2 (ja) |
| GB (1) | GB2198913B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08223098A (ja) * | 1995-02-14 | 1996-08-30 | Ido Tsushin Syst Kaihatsu Kk | ダイバシティ合成等化装置 |
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| CA2021232C (en) * | 1989-07-17 | 1993-09-21 | Hiroyasu Muto | Diversity receiving system for use in digital radio communication with means for selecting branch by estimating propagation path property |
| US5175747A (en) * | 1989-10-31 | 1992-12-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Equalizer |
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-
1986
- 1986-12-11 GB GB8629636A patent/GB2198913B/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-11-27 EP EP87202350A patent/EP0271149B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-11-27 DE DE8787202350T patent/DE3785648T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-12-08 US US07/130,270 patent/US4890298A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-11 JP JP62313915A patent/JPH0748687B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
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| JPH0748687B2 (ja) | 1995-05-24 |
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| GB8629636D0 (en) | 1987-07-08 |
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