JPS63133886A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はサイリスタ電力変換器により駆動される交流
電動機の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

第９図は特公昭５９−１０７７号公報に記載された従来
の交流電動機の制御装置を示す構成図であり、第９図に
おいて、１は商用交流電源からの交流を直流に変換する
第１の変換器、２はその直流を可変周波の交流に変換す
る第２の変換器、３は同期電動機、Ｆはその同期電動機
の界磁巻線、４は同期電動機３の回転軸の回転角位置に
応じた位相の位置信号を出力する位置検出器、５は位置
検出器４の位置信号を電動機電機子電流の大きさに応じ
て移相し、第２の変換器２の転流進み角γを制御するγ
制御回路、６はγ制御回路５の出力信号により第２の変
換器２のゲート信号を出力するゲー１へ出力回路、７は
速度発電機、８は速度指令回路、９は速度指令回路８の
速度指令信号と速度発電機７の出力信号である速度帰還
信号を突き合わせ増幅する速度偏差増幅器、１０は第１
の変換器１の交流入力電流を検出する電流検出器、１１
は速度偏差増幅器９の出力信号と電流検出器１゜の電流
帰還信号を突き合わせ増幅する電流偏差増幅器、１２は
電流偏差増幅器１１の出方信号に基き第１の変換器１の
点弧位相を制御するゲートパルス位相器、１３は界磁電
流Ｉｆの大きさを指令する指令信号Ｉｆｐを出力する界
磁指令回路、１４は界磁巻線Ｆに界磁電流Ｉｆを供給す
るサイリスク回路１７の交流入力電流の大きさを検出す
る電流検出器、１５は界磁指令信号Ｉｆｐと電流検出器
１４の出力信号を突き合わせ増幅する電流偏差増幅器、
１６はサイリスタ回路１７の点弧位相を制御するゲート
パルス位相器である。

上記信号７〜１２を付した構成要素は、速度偏差に応じ
て第１の変換器１の入力電流、すなわちこれと比例関係
にある電動機３の電機子電流の大きさを制御する速度制
御回路を、信号４〜６を付した構成要素は電流検出器１
０の出力信号、すなわち電機子電流に応じて第２の変換
器２の転流進み角γを制御する転流進み角制御回路、信
号１３〜１７を付した構成要素は界磁電法王ｆが界磁指
令信号Ｉｆｐに比例して流れるようにする界磁制御回路
を、それぞれ構成する。

これら各回路の動作は既に周知のいわゆるサイリスタモ
ータ装置と同様であるから詳細説明を省略する。

第１０図は第９図における電動機３の電圧と電流の関係
を示すベクトル図である。第１０図において、（ａ）は
無負荷時、（ｂ）は界磁電流Ｉｆを一定に保ち、力率が
一定となるように転流進み角γを制御した場合の負荷時
、（ｃ）は別途界磁電流Ｉｆを電機子電流Ｉａに比例す
るように制御し、転流進み角γを一定にして運転した時
のベクトル図である。

第１０図（ｂ）　　から明らかなように、たとえ力率を
所定の値に保てたとしても、端子電圧Ｖは電機子電流Ｉ
ａの増加（ＩａｉからＩａ２）に伴ない低下（Ｖ、から
ＶＺ）する。この電圧低下により、第２の変換器２にお
ける転流可能な最大電流値が低下する。その結果、電動
機３から十分な出力を得ることができない。

第１０図（ｃ）の場合は、電機子電流Ｉａの増加（Ｉａ
、からＩａ２）に伴なって端子電圧Ｖ力１上昇（ｖｏか
らＶ、）するので、同図（ｂ）のような不都合はない。

しかし、過負荷時においては端子電圧Ｖが定格時より高
くなるため、第２の変換器２のサイリスタに高耐圧のも
のが必要になる。また、電動機自体が磁気飽和を起すた
め、期待されるほど大きな出力が得られなくなることが
ある。さらに、軽負荷時では端子電圧Ｖが低下する結果
、それに伴ない第１の変換器１の力率（電源力率）が低
下してしまうという不都合を有する。

なお、上記問題点の解決手段として、前記の公報には、
端子電圧と同期リアクタンス降下分をベクトル的に加算
して得られる無負荷誘起電圧Ｅ０の大きさと、この無負
荷誘起電圧Ｅ０と電機子電流Ｉａの位相差を制御するこ
とにより、端子電圧を電機子電流に対して無関係に一定
に制御する方式が詳細に述べられている。

第１１図はこの動作原理を示すベクトル図であるが、こ
こでは簡単にこの動作を説明する。端子電圧ＶＭを一定
にするために電機子電流Ｉａの大きさに応じて、無負荷
誘起電圧Ｅ０の大きさ及び該Ｅ、と端子電圧の位相差θ
（相差角）を制御するとともに電機子電流Ｉａと端子電
圧■の位相差φが一定となるように、φ十〇　の関係を
保持しつつ第２の変換器の位相（φ十〇）を制御してい
る。

しかしながら、この方式では端子電圧が一定に制御され
るために、電機子電流の大きさに応じて第２の変換器の
転流重なり角Ｕが変化し、第２の変換器のアーム素子で
あるサイリスタへの逆電圧の印加期間（γ−Ｕ）が変化
する。

このとき、第２の変換器を多相化（例えば１２相）して
トルク脈動を低減し、大容量サイリスタモータを駆動す
る場合には、３０°毎に転流を行うために、他相の転流
の影響により第１２図に示すようにアーム素子であるサ
イリスタの逆電圧期間はγ〉３０°であっても３０°−
ｕになり、第２の変換器の安定な転流を行なわせるため
にはこの転流重なり角を電機子電流の増加に対して非常
に大きくならないような端子電圧の設定が必要になる。

また、この電圧を精度よく制御するためには。

交流電動機３の磁気飽和特性を考慮しなければならず、
前記公報に示す従来装置は精度の点で問題がある。

また、発電制動時、交流電動機の過励磁による電動機端
子電圧の飽和を防ぐため、ＶＭ　　（電動機端子電圧）
／ｆＭ（電動機周波数）＝一定に制御するのが望ましい
が、従来装置は発電制動時の界磁電流基準発生に特別な
装置を設ける必要がある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の交流電流機の制御装置は以上のように構成されて
いるので、負荷変動により端子電圧や力率が大幅に変動
し、第２の変換器の転流が不安定になったり、十分な出
力が得られない。また、発電制動時、電動機端子電圧／
電動機周波数＝一定にするための界磁電流制御ができな
いなどの問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、負荷変動による端子電圧と力率の変動を防止
して、安定に転流を行なわせ十分な出力を得ることがで
き、また、発電制動時、ｉ！動動機端子電圧／電動機周
波数一定にすることができる交流電動機の制御装置を得
ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る交流電動機の制御装置は、無負荷端子電
圧指令回路の指令信号及び力率角指令回路の指令信号に
もとづき交流電動機の電機子電流に応じて端子電圧と無
負荷誘起電圧の位相差Ｏ（相差角）と界磁電流を制御す
るとともに、端子電圧の大きさを所定の転流余裕角を確
保できるように制御するベクトル演算器と、第２の変換
器の直流電圧制御回路と、電動機の端子電圧制御回路と
、交流電動機の発電制動時、必要な発電制動用抵抗を該
交流電動機端子を接続するスイッチを具備したものであ
る。

〔作用〕

この発明における交流電動機の制御装置は、端子電圧の
軌跡を界磁電流の軸（ｄ軸）と並行するようにベクトル
演算器により制御し、上記界磁電流は端子電圧を生じる
ための磁化電流のｄ軸成分と界磁電流の軸と直交する軸
（ｑ軸）に生じる電機子反作用起電力成分を補償するた
めの界磁電流成分との和により制御し、また、直流電圧
制御回路により第２の変換器の点弧位相を補正制御して
端子電圧制御回路で界磁電流の補正制御し、交流電動機
の発電制動時、交流電流機端子に発電制動用抵抗を接続
したことにより、電動機端子電圧／電動機周波数が一定
に制御する。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、１８は電動機３の端子電圧に対する電機子
電流の進み角（力率角）φを指令する力率角指令回路、
１９は電動機３の無負荷時の端子電圧を指令する無負荷
端子電圧指令回路、２０はベクトル演算器であって、上
記の力率角指令回路１８及び無負￥ｔｊ端子電圧指令回
路１９の指令と電機子電流Ｉａが入力され、界磁電流指
令ＩｆＰ及び第２の変換器２の位相指令βを出力する。

３４は位相制御回路であって、位置検出器４及びこのベ
クトル演算器２０の指令にもとづき、第２の電力変換器
２の導通位相角を制御する。

２１は直流電圧指令回路であって、電機子電流信号Ｉａ
と、電動機３の端子電圧を検出をするＰＴ３２及び電圧
検出回路３３の出力信号である端子電圧信号Ｖｆｂと、
ベクトル演算器２０から転流進み角γが入力され直流電
圧指令Ｅ　ｒｅｆを出力する。

２２は直流電圧偏差増幅器であって、第２の変換器２の
直流電圧検出器３１の出力信号である直流電圧信号Ｅｆ
ｂと前記直流電圧指令Ｅ　ｒｅｆとの偏差を増幅する。

２３は第１のスイッチであって、速度及び電機子電流の
レベルを判別する第１のレベル判別器２４によって開閉
が制御され、前記直流電圧偏差増幅器２２の出力信号を
入切する。

２５は第１の加算器であって、前記第１のスイッチ２３
の出力信号とベクトル演算器２ｏの出力信号を加算し、
その出力を位相制御回路３４に位相指令βとして与える
。

２６は端子電圧指令回路であって、ベクトル演算器２０
の端子電圧Ｖと電機子電流信号Ｉａが入力され、端子電
圧指令Ｖ　ｒｅｆを出力する。

２７は端子電圧偏差増幅器であって、端子電圧検出器３
３の出力信号である端子電圧信号Ｖｆｂと前記端子電圧
指令回路２６の端子電圧指令Ｖｒｅｆとの偏差を増幅す
る。

２８は第２のスイッチであって、速度のレベルを判別す
る第２のレベル判別器２９によって開閉が制御され、前
記端子電圧偏差増幅器２７の出力信号を入切する。

３０は第２の加算器であって、前記第２のスイッチ２８
の出力信号とベクトル演算器２０の出力信号Ｉｆｐを加
算し、その出力を電流偏差増幅器１５に界磁電流指令と
して与える。

３１は第２の変換器２の直流電圧検出器。

３２は電動機３の端子電圧を検出する変成器、３３はそ
の変成器の出力信号を直流として検出するダイオード整
流器、３６は発電制動時エネルギーを消費するための発
電制動用抵抗、３５は発電制動時、前記交流電動機３と
前記発電制動抵抗３６を接続するスイッチである。

第２図はベクトル演算器２０の詳細構成図を示す。第２
図において、２０１は無負荷端子電圧Ｖ。

と電機子電流Ｉａと力率角φにより相差角θを出力する
Ｏ関数テーブル、２０２はこのθ関数テーブル２０１の
出力と無負荷端子電圧Ｖ。により端子電圧Ｖを演算する
端子電圧演算回路、２０３はこの端子電圧演算回路２０
２の出力信号から磁化電流ｉμを演算する電動機３の無
負荷飽和曲線テーブル、２０４はこの無負荷飽和曲線テ
ーブル２０３の出力信号及びθより、磁化電流のｄ軸成
分１ＡＬｄを出力するｊμｄ演算回路、２ｏ５は電機子
電流Ｉａと力率角φより９＠電機子反作用電圧成分Ｅａ
ｑを演算するＥａｑ演算回路、２０６はこのＥａｑ演算
回路２０５の出力信号より電機子反作用の補償界磁電流
成分ｉｆａを演算するｉｆａ演算回路。

２０７はこのｉｆａ演算回路２０６及び上記ｉμｄ演算
回路２０４の出力信号を加算する界磁電流指令発生回路
として加算器、２０８は端子電圧Ｖ及び力率角φにより
転流重なり角Ｕを演算するＵ演算回路、２０９はＵ演算
回路２０８の出力信号−とと力率角φを加算する加算器
、２１０はこの加算器２０９の出力信号である転流進み
角γと相差角θを加算する加算器であり、この加算器２
０９゜２１０で位相指令発生回路をなす。

次に、」二足実施例の動作を第３図に示すベクトル図を
参照して説明する。基準軸として、界磁電流の方向をｄ
軸とし、これと直交する軸方向をｑ軸とすれば、ｑ軸方
向に電動機３の無負荷誘起電圧が発生する。

この発明における制御手段の基本をなすものは、ｑ＠上
の無負荷端子電圧Ｖ。に対して、電機子電流Ｉａに応じ
て端子電圧Ｖのベクトル軌跡が、ｄ軸方向と抜打に推移
するように制御することである。

端子電圧Ｖとｑ軸との位相差（相差角）をθ、電機子電
流Ｉａと端子電圧Ｖの位相差（力率角）をφとすれば、
端子電圧Ｖは無負荷端子電圧Ｖ。

とｄ軸方向に生じる電機子反作用電圧成分Ｅａｄ＝Ｘａ
ｑＩａｅｏｓ　（φ＋０）のベクトル和として求められ
、次式の関係が成立する。

Ｖａｔａｎθ＝　Ｘａｑ　Ｉ　ａｃｏｓ　（φ十〇＞−
・−−−−−・（１）（１）式を変形して（２）式を得
る。

ここで（２）式の左辺は、無負荷端子電圧Ｖ。

に対するｄ相電機子反作用電圧成分のパーユニット（ｐ
ｅｒｕｎｉｔ）値を示している。０関数テーブルにより
、所定の力率角φに対する相差角θを求めることができ
る。

第４図はこの０関数テーブルの一例をグラフにして示し
たものである。

端子電圧Ｖは相差角θの関数として次式より求められる
。

■演算回路２０２は（３）式に従い端子電圧Ｖを演算す
る。

次に、この端子電圧Ｖに対して直交する方向に生じる磁
化電流ｉμを無負荷飽和曲線テーブル２０３により求め
る。この無負荷飽和曲線テーブルはその一例を曲線１と
して第５図にグラフにして示すように、電動機３の磁気
飽和を考慮した所定の速度における誘起電圧と界磁電流
の関係を示すものであり、またこの磁化電流ｉμは電動
機３の合成起磁力に相当する。

この磁化電流ｉμのｄ軸成分ｉμｄは次式の関係式に従
い演算され、ｉμｄ演算回路２０４は（４）式の演算を
実行する。

ｉμｄ　＝　ｉμｃｏｓθ　　　　　・旧・団・・・・
・・・　（４）一方、ｑ軸方向の電機子反作用電圧成分
Ｅａｑは次式の関係式で与えられ、Ｅａｑ演算回路２０
５において演算される。

Ｅ　ａｑ　＝　Ｘ　ａｄ　Ｉ　ａｓｉｎ　（φ＋ｆ）　
）　　−−−−・−・−・・−（５）このｑ相電機子反
作用電圧成分Ｅａｑはｄ軸方向の界磁電流成分ｉｆａに
よって補償するように制御される。この場合の電機子反
作用電圧成分Ｅａｑがら界磁電流成分ｉｆａの変換はｉ
ｆａ演算回路２０６によって実行され、次式に示すよう
に、第５図に示す無負荷飽和曲線の接線特性Ｋｆａを係
数にして変換される。

１ｆａ＝Ｋｆａ−Ｅａｑ　　　　　−−・・−−・（６
）上記（４）式及び（６）式に従って得られたｄ軸の界
磁電流成分ｉμｄ、　ｉｆａを加算器２０７により加゛
算して、次式のように界磁電流指令Ｉｆｐを得ている。

Ｉｆｐ＝ｉμｄ　＋　ｉｆａ　　　　　　・・・・・・
・・・・・・・・・　　（７）第２の変換器２の位相指
令βは、ｑ軸方向に対して次式の関係式によって相差角
θと力率角φ及び転流重なり角Ｕの和で与えられる。

β：Ｏ＋φ十−・・・・・・・・・・・・・・・　（８
）このとき、端子電圧Ｖに対する第２の変換器２の転流
進み角γは次のようになる。

Ｕ γ＝φ＋−・・・・・・・・・・・・・・・　（９）こ
こで転流重なり角Ｕは次式に示される。

なお、（１０）式は ■ 及び（９）式よりγを消去することにより得られる。ま
た、（１０）式は第２の変換器２の直流電流Ｉｄの関数
になっているため、このＩｄを電機子電流の基本波実効
値Ｉａに変換する必要がある。

電機子電流は転流重なり角Ｕを考慮すれば、第６図に示
すように台形波状になり、このときの電機子電流の基本
波実効値Ｉａは次のようにＵの関数になる。

しかしながら、１２相以上の大容量サイリスタモータで
は、転流重なり角Ｕは一般にｕ　＜　２０　’〜２５°
に制御しないとサイリスタのターンオフのための逆電圧
期間を確保できなくなる。この場π 従って、（１０）式を変形すれば、 となり、この（１２）式に従ってＵ演算回路２０８は演
算を実行する。

以上のように、この発明のものは（１）〜（３）式のベ
クトル関係式に従い制御されるため、サイリスタの転流
余裕角（逆電圧印加期間）３０’　−Ｕを確保するため
には、上記力率角φ及び無負荷端子電圧ｖ０を適当な値
に選択すればよい。

位相制御回路３４はｑ軸方向と同一位相に設定された位
置検出器４の出力信号に対して位相指令β分だけ進める
ような位相動作を行えばよく、この位相制御方式は種々
のものが実用化されており。

公知の技術であるためここでは説明を省略する。

しかしながら、ベクトル演算器２０の演算精度及び演算
時間の影響により、実際の端子電圧Ｖの大きさと位相が
ベクトル演算器２０の演算信号と異なる場合が生じる。

この演算誤差と応答の遅れを補正する手段として直流電
圧偏差増幅器２２と端子電圧偏差増幅器２７を設けてい
る。直流電圧指令Ｅ　ｒｅｆは次の式により直流電圧指
令回路２１で演算される。

ＸｃＩｄ Ｅｒｅｆ　＝　１　、３５Ｖｆｂｃｏｓ　ｙ　＋　−２
ｒａＩｄ　−−・・・（１３）π ここで、Ｉｄは第２の変換器２の直流電流信号であり、
（１１）式の近似値である換算式π り求める。（１３）式の右辺の第２項は転流電圧降下成
分を示し、第３項は電機子抵抗ｒａの降下分を示してい
る。

なお、右辺の第１項のＶｆｂは端子電圧検出器３３の出
力信号であり、電動機３の端子電圧の実際値に比例して
おり、第１項は転流電圧及び抵抗降下分を無視したとき
の第２の電力変換器２の直流電圧の平均値である。

直流電圧値差増幅器２２は直流電圧指令Ｅ　ｒｅｆに対
して直流電圧検出信号Ｅｆｂが等しくなるようにその偏
差を増幅し、その出力は第１のスイッチ２３を介して第
１の加算器２５でベクトル演算器２０の位相指令βと加
算されて位相制御回路３４に与えられる。

この直流電圧偏差増幅器２２の出力信号は第２の変換器
２の位相制御角の補正信号として働き、第２の変換器２
の直流電圧が直流電圧指令Ｅ　ｒｅｆに追従するように
なる。このようにして、（１３）式で示されるように第
２の変換器２の転流進み角γが所定値に制御されるため
、転流失敗が防止できる。

なお、第１のスイッチ２３は電動機３の速度が所定の速
度以上あるいは電機子電流が所定の値以上のときに閉路
される。極低速領域では端子電圧のレベルが非常に低く
なり、端子電圧検出器３３としてＰＴ３２の出力をダイ
オードブリッジ回路で整流して検出する場合にはそのダ
イオードの降下分により端子電圧の検出精度が悪くなる
。

また、電機子電流が極端に小さい場合にはその脈動成分
により電流の断続現象が生じて、第１及び第２の変換器
１，２のアームサイリスタがオフしてしまい、第２の変
換器２の直流電圧が電流断続のタイミング毎に零になっ
て、（１３）式の関係式が成立しなくなる。これらの現
象を防止するために第１のレベル判別器２４によって、
速度および電機子電流のレベルを判別して開閉される第
１のスイッチ２３を設けており、低速あるいは電機子電
流が小さいときには直流電圧偏差増幅器２２の出力信号
をオフするようにしている。

端子電圧指令Ｖｒａｆは次の式により端子電圧指令回路
２６で演算される。

Ｖｒａｆ＝Ｖ＋ｒａＩａ　　　　　−−−（１４）ここ
で、右辺の第１項はベクトル演算４１２０の端子電圧の
演算値であり、第２項は電動機３の電機子抵抗ｒａの降
下分を示している。端子電圧偏差増幅器２７はこの端子
電圧指令Ｖｒｅｆと端子電圧信号Ｖｆｂの偏差を増幅し
、その出力は第２のスイッチ２８を介して第２の加算器
３０でベクトル演算器２０の界磁電流指令ＩｆＰと加算
されて界磁電流偏差増幅器１５に与えられる。

この端子電圧偏差増幅器２７の出力信号は界磁電流指令
の補正信号として働き、電動機３の端子電圧が端子電圧
検出信号Ｖｒｅｆに追従するようになる。このようにし
て、界磁電流指令Ｉｆρの誤差による電動機３の端子電
圧の変動が防止でき、電動機３の出力の変動を抑制でき
る。

なお、第２のスイッチ２８は電動機３の速度が所定の速
度以上のときにのみ、第２のレベル判別器２９によって
閉路される。これは前述のように速度が低い場合には端
子電圧信号Ｖｆｂの検出精度が悪くなるためである。

また、発電制動時は、第１の電力変換器１及び第２の電
力変換器２のゲートしゃ断を行った後、電動機端子過電
圧を防ぐため、界磁電流Ｉｆ＝０制御を行って、交流電
動機３の端子をスイッチ３５を閉じることにより発電制
動抵抗３６に接続する。

次に界磁電流基準をランプ状（３０ＰＵ／Ｓ程度の傾き
、ＰＵ＝定格界磁電流）に入力して界磁電流を流すこと
により、磁束が発生し、発電が始まり、発電制動用抵抗
３６によって、その発電エネルギーが消費され、交流電
動機３の持つ速度エネルギーが熱エネルギーと変換され
、交流電動機３の速度は低下、停止する。

ここで、第８図は、前記発電制動時、界磁電流Ｉｆを一
定に制御した場合の特性図であるが１発電制動用抵抗３
６に流れる電流（交流電動機３の電機子電流）が減少し
、電機子反作用が減少しているにもかかわらず、界磁電
流を一定に流しているため交流電動機３は過励磁状態と
なり、電動機端子電圧が電動機周波数に比例せず飽和し
ている。

そこで、発電制動時、前記第２図に示すベクトル演算器
２０により界磁電流指令ＩｆＰ及び端子電圧Ｖを演算し
、演算結果による端子電圧制御（端子電圧制御器２７）
、界磁電流制御（界磁電流制御器１５）を行うことによ
り。

に制御し、第７図に示す発電制動特性とした。

ここで、ベクトル演算器２０における演算結果、つまり
、界磁電流指令Ｉｆｐ及び端子電圧Ｖは、第２図におい
て、速度フィードバック信号に比例した無負荷端子電圧
ｖ０を入力し、電機子反作用。

（発電制動抵抗に流れる電流ＩＱ）を入力する。

発電制動時、電機子リーケッジリアクタンスω１ａは発
電制動抵抗Ｒに対してωｌａ＜＜Ｒ，故に力率角φは無
視でき、力率ｚ１．０と考えφ＝０とすることにより、
（２０−１）式の関係を保つ値となる。

なお、上記実施例で、定数Ｋａｄ、　Ｋａｑ、　Ｋｃは
各々ｃｌ！１ｆｆｉ機子反作用リアクタンス、ｑ軸電機
子反作用リアクタンス、転流リアクタンスを意味するも
のであり、これらの定数は電動機３の周波数に比例して
変化するため、説明の都合上、省略したが、速度発電機
７の出力信号に応じてテーブル等によって変化させるよ
うにしたものであってもよい。また、同様に、無負荷飽
和曲線テーブル２０３により、磁化電流ｉμを演算する
場合、その入力信号である端子電圧Ｖを電動機３の速度
に反比例した信号に変換して与えるようにしたものであ
ってもよい。

また、上記実施例ではベクトル演算器２０の入力信号と
して電機子電流Ｉａの検出信号を用いたものを示したが
、速度偏差増幅器９の出力信号を用いたものであっても
よく、この場合には電機子電流Ｉａの検出信号と速度偏
差増幅器９の出力信号である電機子電流の基準信号との
偏差が小さくなるように電流偏差増幅器の応答特性を高
めれば上記実施例と同様の効果を奏する。

また、上記実施例においてベクトル演算器２０の演算は
マイクロコンピュータ等でディジタル処理されるもので
あってよく、この場合にはアナログのものに比べて演算
精度が向上する。また、上記実施例では第１図において
第２の変換器２として６相整流回路のものを示したが、
この第２の変換器を複数台並列あるいは直列構成にして
、１２相以上の整流回路に構成したものであっても、上
記実施例と同様の効果を奏する。

また、上記実施例において、データ読込器３６の動作及
びデータ補正器３６ｂの処理は、マイクロプロセッサの
割込機能を利用したものであっても上記実施例と同様の
効果を奏する。

また、上記実施例において、フィルタ３５は、割込信号
にて動作するソンプルホールドであっても上記実施例と
同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、端子電圧のベクトル
軌跡が無負荷端子電圧に対してｄ軸方向を並行に変化す
るような相差角０のテーブルを用い電機子電流の基本成
分に応じてベクトル演算を行い、また、磁化電流の演算
に無負荷飽和曲線を用いるとともに、直流電圧制御によ
り第２の変換器の位相角を補正し、かつ端子電圧制御に
より界磁電流を補正するようにしたので、装置の精度を
向上でき、また安定な転流動作を行えるものが得られる
。また、発電制動時電動機端子電圧／電動機周波数＝一
定とし過励磁による電動機端子電圧の飽和を防ぐなどの
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による交流電動機の制御装
置を示す構成図、第２図は第１図におけるベクトル演算
器の詳細構成図、第３図はこの発明の動作原理を説明す
るためのベクトル図、第４図はθ演算回路の特性図、第
５図は無負荷飽和曲線を示す特性図、第６図は電機子電
流の波形図。 第７図は発電制動時、ベクトル演算器にて界磁電流制御
を行ったときの発電制動特性、第８図はベクトル演算を
行わず界磁電流一定状態に制御したときの発電制動特性
図、第９図は従来装置の構成図、第１０図は電動機の電
圧と電流の関係を示すベクトル図、第１１図は第１図に
示した装置の動作を説明するためのベクトル図、第１２
図はサイリスタの電圧波形図である。 １は第１の電力変換器、２は第２の電力変換器、３は交
流電動機（同期電動機）、４は位置検出器、１８は力率
角指令回路、１９は無負荷端子電圧指令回路、２０はベ
クトル演算器、２１は直流電圧指令回路、２２は直流電
圧制御回路（直流電圧偏差増幅器）、２６は端子電圧指
令回路、２７は端子電圧制御回路（端子電圧偏差増幅器
）、２０１は相差角演算テーブル、２０２は端子電圧演
算器、２０３は無負荷飽和曲線テーブル、２０４はｄ軸
成分磁化電流演算器、２０５はｑ軸電流反作用電圧演算
器、２０６は界磁電流演算器、２０７は界磁電流指令発
生回路（加算器）、２０８は転流重なり角波算器、２０
９は位相指令発生回路（加算器）、３５はスイッチ、３
６は発電用制動抵抗。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 特許出願人　　三菱電機株式会社 ２０：ぺ７）＋１／λぎ１１距竪 第６図 第９図 活〜８ 第７図 覧！ｂ貴園ｉ数（１） 第１０図 （ａ）

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流の周波数変換を行う電力変換器と、前記電力
   変換器の出力により駆動される交流電動機と、前記交流
   電動機の回転位置に応じた位置信号を出力する位置検出
   器と、前記電力変換器の直流電圧を検出する直流電圧検
   出手段と、前記交流電動機の端子電圧を検出する端子電
   圧検出手段と、前記交流電動機の界磁電流を制御する界
   磁電流制御回路と、前記交流電動機の無負荷端子電圧の
   大きさを設定する無負荷端子電圧指令回路と、前記交流
   電動機の力率角を指令する力率角指令回路と、前記無負
   荷端子電圧指令回路の指令信号及び前記力率角指令回路
   の指令信号にもとづき前記交流電動機の電機子電流の大
   きさに応じて該交流電動機の界磁電流指令と前記電力変
   換器の位相指令を出力するベクトル演算器と、前記電機
   子電流と前記端子電圧検出手段の出力信号と前記ベクト
   ル演算器の転流重なり角及び力率角の和の信号とにより
   直流電圧の演算を行う直流電圧指令回路と、前記直流電
   圧指令回路の出力信号と前記直流電圧検出手段の出力信
   号との偏差を増幅した信号を前記ベクトル演算器の位相
   指令に加算して前記電力変換器の位相を制御する直流電
   圧制御回路と、前記ベクトル演算器の端子電圧信号と電
   機子電流により端子電圧の演算を行う端子電圧指令回路
   と、前記端子電圧指令回路の出力信号と前記端子電圧検
   出手段の出力信号との偏差を増幅した信号を前記ベクト
   ル演算器の界磁電流信号に加算して前記界磁電流制御回
   路に界磁電流指令として与える端子電圧制御回路と、前
   記交流電動機の発電制動時に発電制動用抵抗を該交流電
   動機端子に接続するスイッチと、を備えた交流電動機の
   制御装置。
2. （２）電機子電流の大きさに応じて前記交流電動機の端
   子電圧のベクトル軌跡が前記無負荷端子電圧に対して垂
   直方向に推移するようなベクトル演算を行うためにｄ軸
   電機子反作用電圧のパーユニット値を入力して相差角を
   求める相差角演算テーブルと、前記相差角と前記無負荷
   端子電圧信号により端子電圧を求める端子電圧演算器と
   、前記端子電圧信号から磁化電流を求める前記交流電動
   機の無負荷飽和曲線テーブルと、前記相差角により前記
   磁化電流のｄ軸成分を求めるｄ軸成分磁化電流演算器と
   、前記相差角、力率角及び電機子電流によりｑ軸電機子
   反作用電圧を求めるｑ軸電機子反作用電圧演算器と、前
   記ｑ軸電機子反作用電圧成分を補償して打消す界磁電流
   成分を求める電機子反作用補償の界磁電流演算器と、電
   機子反作用補償界磁電流信号とｄ軸成分磁化電流を加算
   して前記界磁電流指令を発生する界磁電流指令発生回路
   と、前記端子電圧信号と電機子電流信号と力率角により
   転流重なり角を求める転流重なり角演算器と、転流重な
   り角信号と力率角と相差角を加算して前記電力変換器の
   位相指令を発生する位相指令発生回路とにより、ベクト
   ル演算器を構成したことを特徴とする特許請求の範囲第
   （１）項記載の交流電動機の制御装置。