JPS62143505A

JPS62143505A - Ｆｍ信号復調器

Info

Publication number: JPS62143505A
Application number: JP28280585A
Authority: JP
Inventors: Keiichi Komatsu; 小松　恵一; Tomomitsu Azeyanagi; 畔柳　朝光
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1985-12-18
Filing date: 1985-12-18
Publication date: 1987-06-26
Anticipated expiration: 2009-08-03
Also published as: JPH0659010B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、周波数変調（以下、ＦＭと略す）信号の復調
器ζζ係り、特ζこ、低電圧で動作させることができて
、しかも大きな信号を出力する出力回路としたｆｉ’　
Ｍ信号復調器に関する。

〔発明の背景〕

従来のこの種の復調器の出力回路は、特公昭５Ｂ−５１
４４６号に記載されているように、掛算器を出力回路と
し、そして電源に接続された抵抗に発生する電圧が０１
ｌＡｌ器の出力となっていた。

しかし、この従来回路では（り低電源電圧化に伴なって
出力のダイナミックレンチが厳しくなる。

（２）出力信号の大きさを大きくとれず、信号対雑音比
（Ｓ／＃）に問題がある２点について配慮されていなか
った。

第８図に従来のＦＭ信号復調回路図を、第９図にその各
部の動作波形を示す。以下、第８図。

第９図により従来技術の問題点について述べる。

第８図において、ＦＭ信号入力端子１，２からは第９図
（αｌ、　（ｈｌの５１．５２に示されるような、互、
５゜いに逆相関係にある信号が入力される。ここでトランジ
スタ０２４，０２５のベース電位をＶＢ、ベースエミッ
タ間電圧をＶＢｘ　ｃ！：する。まず、トランジスタ０
１，０３がオフ、Ｃ２，Ｃ４がオンで、コンデンサＣ１
は充電されて定常状態であるとする。このときＣ３のコ
レクタ電位はＶＣＣ−ＶＥＥとなるので、０４のエミッ
タ（Ｃ２のコレクタ）電位は第９図［ｄ）の５４に示す
ようにＦＣＣ−２ＶＢＥとなる。また、Ｑ！のエミッタ
（０１のコレクタ）電位は、Ｃ３がオフしているのでＣ
４のエミッタ電位から決まり、コンデンサＣ１の両端電
圧をΔＶとすれば第９図（ｃｌの５３に示すようにＶＣ
Ｃ−２ＶＢＩｔ＋ΔＶとなる。

次にｔ　−ｔｌのとき入力ＦＭ信号５１．５２が反転す
ると、Ｑｌがオンｌ’２２がオフとなり、電流は０４．
　ＣＩ、（１）１を流れ、Ｃ５のエミッタ電位５３は第
９図１ｔｙ＋に示すように直線的に減少する。

この時、Ｃ４のコレクタ電位はＱ　３２によってクラン
プされておりＶＣＣＶＢＥであり、Ｃ３のベース電位は
ＶＢ　　ＶＢＥである。したがって放電が、　４続けられＣ３のエミッタ電位５３がＶＢ　　２ＶＥＥに
なると、Ｃ６がオンし、コンデンサＣ１の放電は終了す
る。このときを１　＝　１！とする。１−１゜の時、Ｃ
５がオンする瞬間Ｑ４のベース電位はＶＢ−ＶＢＩＩに
低下しＣ４はオフする。第８図に示す回路は完全な対称
回路であぬので、Ｑ１ｐＱ３がオン、Ｃ２，Ｃ４がオフ
の時の状態は、第９図（ｃｌ　、　（ｄｉの５３．５４
の波形のｔ≦ｔ、の状態を５３と５４とで入れ替えるこ
とと同じになる。つまり、Ｃ３のエミッタ電位はＶＣＣ
”’−２ＶＢＩＩ　ｓ　　Ｑ　４のエミッタ電位はＦＣ
Ｃ−２Ｖ　ＥＲ＋ΔＶ　となる。

さら番こ１．−１３で入力ＦＭ信号５１．５２が再び反
転し、Ｑｌがオフ、Ｃ２がオンすれば電流はＣ３、Ｃ１
，Ｃ２を流れて放電する。

以上のように第８図に示す回路は、各周期ごとに上記し
た動作を繰返し、第９図（αｌ、　（Ａｌ、　（ｃｌ。

圧ΔＶは、Ｃ３，Ｃ４がｔ　−ｚｔで切り替わる直前の
両トランジスタのエミッタ電位差であるかΔＶ＝Ｖｃｃ
　　２Ｖｎｘ　　（ＦＢ−２Ｖｎｘ）＝Ｖｃｃ−Ｖｒｒ
となる。したがって、コンデンサの放電開始前と放電終
了時点の電位差はＶＣＣ２ＶＢＥ十ΔＶ　（’Ｂ−２Ｖｎｘ）−２ＡＶと
なる。

次にＣ５，Ｃ６のエミッタ電位はＣ３＋Ｑ’の状態に注
目すれば良く、第９図（１）、　（ハに示す５５．５６
のような信号波形になり、これは入力ＦＭ信号５１．５
２を遅延した信号となる。この遅延された信号５５．５
６は次段の掛算回路で入力ＦＭ信号５１．５２と掛算さ
れ、Ｑｙ、　Ｑａ、　に）９．　ｑｌｏのコレクタ電位
は第９図の（ｑ）、　（ＡＩ　、　ｆＬｌ　、　Ｉ、ｉ
ｌに示す５７．５Ｂ、　５９．６０のような信号波形に
なる。

さらに出力端子５に負荷抵抗４１を接続すれば、端子５
にはＱ　１］もしくはＱ　１４がオンした時にだけ電流
が流れ、第９図１１に示す６１の信号が出力される。す
なわち、Ｑ　１）〜Ｑ　１４のベース電位ＣＱ７〜Ｑ　
１０のコレクタ電位）のうちＱ　１）あるいはＱ　１４
が最も高電位に保たれる時にのみ、端子５に接続された
負荷抵抗４１に電流が流れ電圧降下が生じ、他の期間は
常に電源電圧に保たれている。つまり、電流をＩ、、負
荷抵抗をＲＬとすれば、放電期間（遅延期間）はＶＣＣ
−ＲＬＩＯに低下し、他の期間はＦＣＣとなるような信
号６１の波形を繰返す。ところで、放電が第９図に示す
ように直線的に変化するので放電時間（−遅延時間）τ
バー１．−１．　）は、コンデンサ（１’１．Ｃ２の容
量の和をＣ２定電流源の電流をＩＤとすればτ、＜−（
２Ｃ・ΔＶ）／ＩＤ　　　・・・・・・＋１１となり、
さらに端子５の出力電圧６１の平均値は、入力ＦＭ信号
の周期をＴとすると４ΔＶ、ＲＬＣＩ。

ＶＤＣ＝’ＣＣ−×１．　　　”””　＋２１となり、
右辺の第２項はＦＭ信号の周波数ｆ−１／７″に比例す
る。第１０図に端子５の出力電圧平均値とＦＭ信号の周
波数との関係を示す。第１０図に示すように、出力電圧
はＶＣＣからＶＣＣ−ＩｏＲＬまで直線的に変化し、最
大復調周波数ｆｒｎ工の時に最小になる。

以上のように第８図の回路構成によってＦＭ信号復調回
路を実現できるが、しかし、このような従来回路には次
に述べるような問題点があった。すなわち、掛算器の出
力としてトランジスタのコレクタと電源との間に抵抗を
接続して出力電圧をとり出す構成であり、回路のトラン
ジスタを線形領域で動作させ出力ダイナミックレンジを
確保するためには電源電圧を低くすることができず、さ
らに、出力信号を大きくすることができず、信号のＳ／
Ｎが確保しにくいという問題があった。

これに対して、回路を構成している集積回路（ＩＣ）内
に増幅器を持ち、適当なレベルまで増幅することにより
、ＦＭ信号復調器のアースラインへのリップルノイズの
混入を防止し、Ｓ／Ｎを向上させることなども考えられ
るが、しかし、復調器出力は大きな高調波信号を含んで
いることから、ダイナミックレンジ確保の点で困難であ
る。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、従来技術での上記した問題点を解決し
、低電源電圧においてもダイナミックレンジを十分に大
きくできる出力回路を備えたＦＭ信号復調器を提供する
ことにある。

〔発明の概要〕

本発明では、上記目的を達成するために、ＦＭ信号復調
器の掛算器の出力部に、ＰＮＰ　）ランジスタと、この
トランジスタと組んでインバーテツドダーリントン増幅
器を構成するＮＰＮトランジスタとを設け、上記ＰＮＰ
　トランジスタのエミッタとＮＰＮ　ｌ・ランジスタの
コレクタとを接続し、このインバーテツドダーリントン
増幅器を介して出力信号電流を取出し、十分ダイナミッ
クレンジのあるところで出力電圧に変換する構成とする
。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。

第１図において、Ｃ４０，Ｃ４１はＰＮＰトランジスタ
、Ｑ　４２〜Ｑ　４５はＮＰＮ　ｌ−ランジスタ、３４
゜３８、３９．４０は抵抗であり、他の符号は第８図従
来回路の場合と同じである。

第１図回路の特徴は、掛算器の出力を直接に出力抵抗４
１（これは低域通過フィルタＬ　Ｐ　Ｆ　４６のマツチ
ング抵抗も兼ねている）に接続せず、０４１．０４２で
構成されるインバーテツドダーリントン増幅器を介して
出力信号電流を取出すようにしたことである。

Ｑ　４３と抵抗３４で定電流源を構成しており、この定
電流源と、ダイオードＱ　４０と、抵抗３９とにより、
Ｑ　４１に一定のベース電圧を供給している。

掛算器出力のトランジスタ０１１，０１４のコレクタ電
圧はＱ　４１のエミッタ電圧に固定される。ここで、例
えば抵抗３８の電圧降下を０．２Ｖとし、抵抗３８を１
０００、Ｑ　２０のコレクタ電流を１　ｍＡと設定すれ
ば、無信号入力時には０１１．Ｃ１４を流れる電流の合
計は１　ｍＡとなり、Ｃ４１，Ｃ４２を流れる電流の合
計も１　ｍＡとなる。０１３．’）１４に信号電流が流
れると、抵抗３日に流れる電流は常に２ｍＡなので、こ
の信号電流と逆極性で同じ値の信号電流が０４１．Ｃ４
２に流れることになる。このようにして信号電流がイン
バーテツドダーリントン増幅器で、アース電位側に折返
されて流れることになる。次にＱ４４，０４５を図示の
ようなカレントミラー構成にすれば、アース電位側番こ
折返された上記信号電流は、カレントミラーを構成する
Ｑ　４５を介して、再び電源電圧側に折返されて流れる
ことになり、出力端５に信号電圧が出力される。もちろ
ん、０４４．Ｑ４５はカレントミラーであるので、トラ
ンジスタのエミッタ側、あるいはエミッタ・アース間に
抵抗を接続することにより、電流増幅できることはいう
までもない。

例えば、出力信号として０．５　Ｖｐｐの大きさの信号
を得ようとするならば、高調波成分が加算され、約２，
５　Ｖ、、もの大きさの信号が掛算器出力信号として出
力される。２．５　Ｖｐｐもの信号を出力に取出すため
には、低電源電圧化が進みられているＩＣにおいては（
例えばポータプルＶＴＲ対応ではＶｃｃ　−５Ｖ　）、
従来のように掛算器出力から直接信号電圧を取出すこと
は困難であり、本実施例のように掛算器出力の信号電流
をインバーテツドダーリントン増幅器を介して取出すこ
とでダイナミックレンジの十分とれる回路を構成でき、
２．５ＶＰｐの信号電圧をも取出すことが可能となる。

また、本実施例によれば、出力段にカレントミラーを用
いることで電流増幅を行い、十分にＳ／Ｈの良い信号電
圧を得ることができる。

本実施例回路のもうひとつの特徴は、抵抗３５゜３２、
Ｑ２６で構成したバイアス回路でＱ　２０およびＱ　４
３のベース電圧を供給することである。つまり、Ｑ　２
０のコレクタ電流を犬にしようとする時、Ｑ４１．Ｑ４
２を流れる電流を犬にしないと、大きな信号電流は流れ
なくなり出力信号に歪が生じることになる。また、出力
抵抗４１．最大復調感度調整用抵抗３５を外付けにする
ことは重要である。温度特性のためには、抵抗４１．３
５もＩＣ内に封じ込むのが良いが、しかし、抵抗４１に
発生した復調出力をエミッタフォロアでＩＣ外に出力す
ることは、Ｌ　Ｆ　Ｆ　４６とのマツチングのため、１
１に６ｄＥの損失を生じることになり、これは小振幅信号
のＳ／Ｎ確保の点で問題である。ただし、エミッタフォ
ロアを取り除き、抵抗４１から出力を直接ＩＣ外に出す
ことは、抵抗４１の絶対値のバラツキが±３０チとなり
、ＬＰ１４６のマツチング抵抗として使えなくなる。以
上の理由により、抵抗４１を外付は抵抗とする。この時
、出力信号電圧のバラツキ、さらには温度特性を考慮す
れば、抵抗３５も外付けにすることが好ましい。

第１図でインバーテツドダーリントン構成を用いるのは
以下の理由である。いま、Ｑ４２がなく単にＱ　４１だ
けを用いると、無信号入力時にはＱ　４１に１　ｍＡの
電流が流れる。このとき、Ｑ４１のエミッタの入力イン
ピーダンスは約２６０となる。

したがってこの状態で微小信号電流が０１３，０１４の
コレクタを流れた場合、抵抗３８とＱ　４１のエミッタ
の入力インピーダンスにより信号電流が分配され、Ｑ　
４１側にはそのうちの（１００ｒＶ′（１００＋２６）
Ω）Ｘｉ　０Ｏ＝８０（チ）が流れ、抵抗３８側には２
０チが流れる。これに対して、０１１，０１４に流れる
電、１２流が１．５ｍＡになったときには、Ｑ　４１には０．５
ｍＡの電流が流れ、微小信号電流に対するＱ　４１のイ
ンピーダンスが約５２０となるため、Ｑ　４１側には約
６７チの電流が流れることになる。このように、Ｑ４１
のエミッタの入力インピーダンスがバイアス電流に対し
て大幅に変化するため、Ｑ　４１のコレクタに流れる電
流の割合が大きく変化する。

これに対して、インバーテツドダーリントン構成では、
抵抗４０の両端に生じる電圧（約０．７７　）により、
Ｑ４２の電流が制御されるので、等制約に入力インピー
ダンスが大幅に小さくなるという効果がある。例えば、
抵抗４０を７ｘΩとすると、Ｑ　４２のベース・エミッ
タ間電圧はほぼ０，７Ｖなので約０．１＋ａＡの電流が
流れることになり、したがって、無信号入力時、Ｑ４１
．Ｑ４２に流れ込む電流１ｒｎＡのうち、はぼ０．１ｍ
ＡがＱ　４１側を、残り０．９ｍＡがＱ　４２側を流れ
ることになる。このときのＱ　４２のコンダクタンスｈ
は約３４ｍｖ、　　０４１の入力インピーダンスは２６
０Ωだから、エミッタ部の微小電圧変化Δｒに対して流
れる電流ΔＩは以下の式で表わされる。

ΔＶ Δｚ　＝２６　、　（’　＋７’Ωｘ３４ｍＪしたがっ
て、入力インピーダンスＲ，ユはΔＶＲ＝−−−−ス廷−−−：　１．１Ω ｔｎ　　　ΔＩ　　　　１＋７ｘΩＸ５ｉ４ｒｎｖした
がって、０１）、Ｑ１４の信号電流のうちの一工皇’−
ｘｌ　０Ｏ−９９（チ）１００Ω＋１．１０がインバーテツドダーリントン側を流れる。

一方、インバーテツドダーリントン側に０．５ｍＡの電
流が流れるときは、Ｑ４２のベース・エミッタ間電圧は
１　ｍＡのときとほぼ同じたけ必　要なので、Ｑ　４１
に０．１ｍＡ　、　　Ｑ　４２に０．４ｍＡ流れる。し
たがって、このときの入力インピーダンスＲｉユは前述
と同じように考えて以下のようになる。

Ｒ，、、２６０ｗａ２，４Ω Ｌｎ　　１＋７．ΩＸ１５ｍυ したがって、このときは、ＱＩｒ、Ｑｕの信号電流のう
ちの」μしｘｌｏｏ　−９８（悌）１００＋２．４がインバーテツドダーリントン側に流れる。このように
、Ｑｕ、Ｑｕに流れる電流が１ｍＡと０，５ｍＡとの場
合で、インバーテツドダーリントン側に流れる電流の割
合が１チしか差がないことになり、波形歪の発生を大幅
に低減することができる。

第２図に本発明の他の実施例回路図を示す。

第１図と異なる点は、出力部にカレントミラーを用いる
ことなく、インバーテツドダーリントン増幅器から直接
Ｌ　Ｐ　Ｆ　４６を駆動している点である。第１図に示
した実施例と同様の効果があることはいうまでもない。

第６図に本発明のさらに他の実施例回路図を示す。これ
は、掛算器出力信号電流をＰＮＰ　トランジスタで構成
されるカレントミラーで取出し、さらにＮＰＨのカレン
トミラーで電源電圧側に折り返し、出力端子５に信号電
圧を出力するものである。第６図の場合のトランジスタ
のエミッタサイズは任意に選択すれば良い。

第４図、第５図はそれぞれ、本発明のさらに他の実施例
の回路図であり、第３図と異なるのは、ＰＮＰのカレン
トミラーにインバーテツドダーリントン回路を付加した
ことにある。

第６図に本発明のＦＭ信号復調器を用いたＶＴＲシステ
ムの一例を示す。これは、サーボ制御方式がオートマチ
ックトラックファインディング（Ａ、Ｌｔｏ、ａｔｉｔ
、Ｔｒａｔｙｋ　Ｆｉｎｄｉｎｇ、以下ＡＴＦと略す）
制御方式のためのイサ号（以下、パイロット信号と称す
）を映像信号と周波数多重（例えば、低域変換クロマ信
号の低域に多重する）する方式と、音声信号を周波数変
調して映像信号と周波数多重（例えばＦＭ輝度信号と低
域変換クロマ信号の間に多重する）する方式を具備した
ＶＴＲのブロック図である。

まず、第６図の基本構成について説明する。

記録時にスイッチ回路２０５　、　２６６　、　１２０
はそれぞれ接点１０１　、　１０３　、　１２１に接続
される。入力端子２０１から入力された複合映像信号は
、ＡＧＣ回路２０２でプリエンファシス回路２１２の入
力信号が規定レベルになるようＡＧＣ検波回路２００を
介し帰還制御されており、ＡＧＣ回路２０２の出力は、
スイッチ回路２６６を介してクランプ回路２６７でクラ
ンプされた後、映倫出力増幅器２６８で増幅され、映像
出力端子２６９へ出力される。

一方、ＡＧＣ回路２０２で規定レベルに制御された複合
映像信号はトラップ２０３．減算増幅器２０４　、　２
０８　、スイッチ回路２０５．ＩＨ遅延線２０６゜加算
増幅器２０７　、　２０９から成るＹ　／　Ｃ分離回路
Ａ（詳細は後で説明する）により、輝度信号とクロマ信
号に分離される。分離された輝度信号はスイッチ回路１
２０を介しＬ　Ｐ　Ｆ　２１０で帯域制限され、記録イ
コライズ回路２１１でクリップされるエネルギが少なく
なるよう波形がプリシーート化される。次いで、非線形
及び線形エンファシス回路２１２で高域信号が強調され
た後、過変調を避けるためのクリップ回路２１３を介し
て周波数変調口［２１４で変調される。その後、ＨＰＦ
２１５でＡＴＦ用のパイロット信号、音声信号及び低域
変換クロマ信号成分を除去し加算器２１６に供給される
。

一方、上記Ｙ　／　Ｃ分離回路Ａによって分離されたク
ロマ信号はスイッチ回路２１９を介しＥＰＦ２２０に供
給され、不９信号が除去され、少なくともＡＣＣ回路と
バーストエンファシス回路とクロマエンファシス回路か
ら成る記録クロマ処理口ｊ１ｇ　２２１で記録クロマ処
理され、基準キャリア発生器２２２と周波数変換回路２
２３で低域変換される。さらに、Ｌ　Ｐ　Ｆ　２２４と
トラップ２２５で不要成分が除去された後、加算器２３
０に供給される。

また、音声信号入力端子２２６から入力された音声信号
は、Ｓ／Ｎ改善のためにエンファシス回路とクロストー
ク軽減のために音声信号を振幅に応じて圧縮する圧縮回
路から成るノイズリダクション回ＩＭ　２２７を介し、
周波数変調回路２２８でＦＭ音声信号となり、加算器２
６０に供給される。一方、パイロット信号発生器２２９
よりＡＴＦ用のパイロット信号が加算器２３０に供給さ
れる。

加算器２３０で加算された三つの信号は、さらに加算器
２１６で先の輝度ＦＭ信号と加算される。

その後、定電流特性を持つ記録増幅器２３１で増幅され
、ビデオヘッド２３２を介して磁気テープ２３３へ記録
される。

再生時は、スイッチ回路２０５　、　２６６　、　１２
０はそれぞれ接点１０２　、　１０４　、　１２２に接
続される。

ビデオヘッド２３２から再生された信号は、再生増幅回
路２５１で増幅される。ＨＰ　Ｆ　２５２は増幅された
再生信号から輝度ＦＭ信号のみを取出し、ピーキング回
８２５３に送る。ピーキング回路２５３はテープ・ヘッ
ド系の伝送特性を補償し、ＡＧＣ回路２５４は規定レベ
ルに制御し、リミッタ回路２５５は波形整形する。波形
整形された信号は、復調回路２５６で復調され、スイッ
チ回路１２ｏ。

Ｌ　Ｐ　Ｆ　２１０を経て、記録で行われたエンファシ
スを元に戻すディエンファシス回路２５７に送られる。

そして、ディエンファシス回路２５７で再生処理が行わ
れ、次いでノイズキャンセル回路２５８で高域のノイズ
成分を抑圧された後、加算器２６５に供給される。

一方、低域変換クロマ信号は、トラップ２５９及びＬ　
Ｐ　Ｆ　２６０で取出され、少なくともＡＣＣ回路とバ
ーストディエンファシス回路から成る再生クロマ処理回
路２６１で再生処理が行われた後、基準キャリア発生器
２２２と周波数変換回路２６２により元の搬送色信号が
復元される。その後、スプリアス除去用Ｅ　Ｐ　Ｆ　２
６′５．スイッチ回路２０５を経て１Ｈ遅延線と減算増
幅器２０８から成る再生Ｃ形くし形フィルタに送られ、
隣接クロストークが除去され、少なくともクロマディエ
ンファシスを含む再生クロマ処理回路２６４で再生処理
が行われ、加算器２６５に供給される。

加算器２６５で前述の再生処理が行われた輝度信号と加
算され、複合映像信号となった再生信号は、スイッチ回
路２６６を介しクランプ回路２６７でクランプされた後
、映像出力増幅器２６８で増幅され、映像出力端子２６
９へ出力される。

また、音声ＦＭ信号は再生増幅口ｋ１ｇ　２５１から出
力された再生イト号の中からＢ　Ｐ　Ｆ　２７０で取出
され、復調回路２７１で４１調される。その後、少なく
ともＬＰＦと伸長回路とディエンファシスから成るノイ
ズリダクシ璽ン回路２７２でスプリアス成分の除去、及
び記録時に行われた圧縮を元に戻すための伸長及び記録
時に行われたエンファシスをディエンファシスで元に戻
す再生処理が行われ、音声出力端子２７３から出力され
る。

さらに、再生増幅回路２５１から出力された再生信号の
うち、ＢＰＦ２７４でパイロット信号だけが取出され、
パイロット信号出力端子２７３から出力される。このパ
イロット信号は、ＡＴＦ制御信号として用いられる。

以上、第６図の基本的な記録・再生モードを説明したが
、この第６図回路の特徴は、ＬＰＦ２１０を記録、再生
で兼用することである。このための具体的回路の一例を
第７図を用いて説明する。第７図において、８００は記
録くし形フィルタ回路、６００はＦＭ復調回路、　　３
００は記録時の増幅回路を示している。各回路は従来か
ら用いられているものであり、詳述しない。第７図の特
徴は、ＬＰＦ２１０のマツチング抵抗を記録くし形フィ
ルタ出力とＬＰＦ出力とで兼用化していることである。

つまり、記録くし形出力トランジスタＱ８２０のコレク
タとＦＭ復調器出力トランジスタＱ６６４のコレクタと
を接続し、電源電圧間に接続したＬ　Ｐ　Ｆ　２１０の
マツチング抵抗を各々負荷抵抗として用いるものである
。記録時にはＱ６５６のベースに高電位が供給され、Ｆ
Ｍ復調器の電流は流れず、Ｑ６６４はカットオフする。

また、再生時には、Ｑ８０３のベースに高電位が供給さ
れ、記録くし形回路の電流は流れず、Ｑ８２０はカット
オフする。以上のようにして、記録と再生とで負荷抵抗
を兼用化することができる。ただし、記録くし形増幅器
の利得はＩＣＣ低抵抗８２２ｒｃ外負荷抵抗とで決まる
ため、温度補償が問題となる。そこで、第７図に示すよ
うにＬ　ＰＦ　２１０の後に、トランジスタＱ３６４で
構成されるベース接地増幅器を設け、ＩＣＣ低抵抗Ｒ１
ＩＣＣ低抵抗Ｒ５６６利得が決定されるように構成とす
ることで前記くし形回路の温度補償を行う。

〔発明の効果〕

本発明ｌζよれば、低電源電圧においてもダイナミック
レンジを十分に確保できる出力回路を、２３゜実現できるようになり、復調器出力のＳ／Ｎを向上させ
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例回路図、第２図。第６図、第４図、第５図は、それぞれ本発明の他の実施
例回路図、第６図は本発明を用いたＶＴＲの回路構成図
、第７図は第６図中の一部具体的回路図、第８図は従来
のＦＭ復調器の一例を示す回路図、第９図は第８図の各
部信号の波形図、第１０図は第８図中の端子５の出力電
圧平均値とＦＭ信号周波数との関係を示す図である。く符号の説明〉１．２・・・ＦＭ信号入力端子３５・・・最大復調周波調整用抵抗必・・・最大復調周波数調整用抵抗４１．４２・・ＬＰＦ用マツチング抵抗Ｑ４０．Ｑ４１
・・・ｐＮｐ　１−ランジスタＱ　４２〜Ｑ　４５・・
ＮＰＮ　トランジスタ１９　図冠＋Ｏ図手続補正書（方式）事件の表示昭和　６０　　年特許願第　２８２８０５号補正をする
者事件との関係　　　特　許　出　願　人名　　称　　　
（５１０）株式会社　　日　　立　製作所化　　理　　
　人補正の対象　図。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）入力信号を遅延する遅延回路と、この遅延回路出
力信号と上記入力信号とを掛算する掛算器とで構成され
るＦＭ信号復調器において、掛算器の出力抵抗をＮＰＮ
形の第１のトランジスタのコレクタとＰＮＰ形の第２の
トランジスタのエミッタとに接続し、第１のトランジス
タのベースを第２のトランジスタのコレクタに接続して
この接続部を抵抗を介して第１のトランジスタのエミッ
タに接続し、カレントミラー回路を構成する第３及び第
４のトランジスタの共通ベース端を第３のトランジスタ
のコレクタと第１のトランジスタのコレクタとに接続し
、上記第４のトランジスタのコレクタと電源間に接続し
た抵抗から復調出力を得る構成としたことを特徴とする
ＦＭ信号復調器。
（２）前記第２のトランジスタのベースを第２のトラン
ジスタと同じ導電形の第５のトランジスタのベースとコ
レクタとに接続してこの接続部と接地間に定電流源を配
置し、上記第５のトランジスタのエミッタを抵抗を介し
て復調器駆動用電源に接続と、上記定電流源を構成する
第６のトランジスタのベースと前記掛算器の定電流源を
構成する第７のトランジスタのベースとを接続してこの
接続部の電位を調整可変に調整する電位調整手段を設け
たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＦＭ信
号復調器。
（３）前記第４のトランジスタのコレクタと電源間に接
続された抵抗と上記コレクタとゐ接続部に、記録くし形
フィルタの出力回路を構成する第８のトランジスタのコ
レクタも接続して上記抵抗を記録と再生の兼用にしたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項または第２項記載
のＦＭ信号復調器。