JPS6154288B2 - - Google Patents
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- JPS6154288B2 JPS6154288B2 JP54110424A JP11042479A JPS6154288B2 JP S6154288 B2 JPS6154288 B2 JP S6154288B2 JP 54110424 A JP54110424 A JP 54110424A JP 11042479 A JP11042479 A JP 11042479A JP S6154288 B2 JPS6154288 B2 JP S6154288B2
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- transistors
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 66
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 14
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 8
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
- H03G3/3068—Circuits generating control signals for both R.F. and I.F. stages
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、実用感度の高い利得制御回路を提供
せんとするものである。
せんとするものである。
第１図は本発明の一実施例によるAMラジオ受
信装置を示すシステムブロツクであり、１はアン
ンテナ、１′は段間周波数選択素子、２はRF増幅
段、３は段間周波数選択素子、４は周波数変換
段、５は段間周波数選択素子、６は第１中間周波
増幅段、７は段間周波数選択素子、８は第２中間
周波増幅段、９は音声およびAGC検波段、１０
は音声増幅段、１３はスピーカー、１４はAGC
フイルター、１７は電圧比較器、１８は基準電圧
源である。
信装置を示すシステムブロツクであり、１はアン
ンテナ、１′は段間周波数選択素子、２はRF増幅
段、３は段間周波数選択素子、４は周波数変換
段、５は段間周波数選択素子、６は第１中間周波
増幅段、７は段間周波数選択素子、８は第２中間
周波増幅段、９は音声およびAGC検波段、１０
は音声増幅段、１３はスピーカー、１４はAGC
フイルター、１７は電圧比較器、１８は基準電圧
源である。
また、かかる実施例によるAMラジオ受信装置
において、第２図に示すように、希望信号の受信
波強度上昇に対し、まず第１中間周波増幅段６の
利得１１２をａ乃至ｂの如く低下させるように
し、さらに受信電波強度が上昇した場合、RF増
幅段２の利得１１１をｃ乃至ｄさらにｅ乃至ｆの
如く低下させるよう、AGC電圧１２に対するRF
増幅段２および第１中間周波数増幅段６の利得制
御感度がそれぞれ設定されている。また、さらに
受信電波強度の大きい信号を受信し、RF増幅段
の出力信号のクリツプが起ころうとする時、電圧
比較器１７は基準電圧源１８の基準値、RF増幅
段２の出力信号の振幅値とを比較して、検出出力
信号１９を発生し、この検出出力信号１９により
第１中間周波増幅段６の利得１１１及びRF増幅
段２の利得１１２を第１１図ａ乃至ｂ，ｃ乃至
ｄ，ｅ乃至ｆに示す如く低下させる。
において、第２図に示すように、希望信号の受信
波強度上昇に対し、まず第１中間周波増幅段６の
利得１１２をａ乃至ｂの如く低下させるように
し、さらに受信電波強度が上昇した場合、RF増
幅段２の利得１１１をｃ乃至ｄさらにｅ乃至ｆの
如く低下させるよう、AGC電圧１２に対するRF
増幅段２および第１中間周波数増幅段６の利得制
御感度がそれぞれ設定されている。また、さらに
受信電波強度の大きい信号を受信し、RF増幅段
の出力信号のクリツプが起ころうとする時、電圧
比較器１７は基準電圧源１８の基準値、RF増幅
段２の出力信号の振幅値とを比較して、検出出力
信号１９を発生し、この検出出力信号１９により
第１中間周波増幅段６の利得１１１及びRF増幅
段２の利得１１２を第１１図ａ乃至ｂ，ｃ乃至
ｄ，ｅ乃至ｆに示す如く低下させる。
具体的には、第第１図に示す如く電圧比較器１
７の検出出力信号１９をAGCフイルター１４に
印加し、平滑せしめ、通常のAGC径路のを介し
て第１中間周波増幅段６及びRF増幅段２の利得
を低下させる。
７の検出出力信号１９をAGCフイルター１４に
印加し、平滑せしめ、通常のAGC径路のを介し
て第１中間周波増幅段６及びRF増幅段２の利得
を低下させる。
また、第３図は第１図に示したシステムブロツ
クをモノリシツク半導体集積回路装置に適応した
実施例を示す回路図であり、破線内部の回路素子
は全て周知の製造方法により一個のシリコン・チ
ツプ内に形成されている。丸でかこまれた数字は
集積回路のピン番号を示しており、これらのピン
に電気的に接続された破線外部の回路素子は全て
デイスクリート部品で、集積回路の外付回路網を
構成する。
クをモノリシツク半導体集積回路装置に適応した
実施例を示す回路図であり、破線内部の回路素子
は全て周知の製造方法により一個のシリコン・チ
ツプ内に形成されている。丸でかこまれた数字は
集積回路のピン番号を示しており、これらのピン
に電気的に接続された破線外部の回路素子は全て
デイスクリート部品で、集積回路の外付回路網を
構成する。
この３図において、アンテナ１で受信された電
波は、コンデンサC101，C102，C103、コイルL101
からなる段間周波数選択素子を介して、１ピンに
印加される。１ピンに印加されたRF信号は、RF
増幅段内の増幅トランジスタとしてのエミツタ接
地トランジスタQ3、さらにベース接地トランジ
スタQ4により増幅され、15ピンよりRF出力信号
が得られる。なお増幅トランジスタQ3のエミツ
タはインピーダンス手段としての抵抗R4を介し
て基準電位点である接地電位点に接続され、増幅
トランジスタQ3コレクタ内エミツタ結合対トラ
ンジスタQ4，Q5に接続されている。なお、15ピ
ンにはコンデンサC106，コイルL102からなる段間
周波数選択素子が接続されている。特にこのコイ
ルL102はエミツタ結合対トランジスタQ4，Q5一
方Q4のコレクタ負荷インピーダンスとして働く
ものである。また、15ピンより得られたRF信号
はコンデンサC107を介して11ピンに印加され、さ
らに周波数変換段内のトランジスタQ20のベース
電極に印加される。トランジスタQ13，Q19は周
波数変換段内の局部発振器を構成し、その局部発
振周波数１２，１３，１４ピンに外付された回路
素子L103，C108，C109により決定される。この周
波数変換段内で、RF信号と局部発振信号とが周
波数混合され、中間周波数信号がトランジスタ
Q19のコレクタすなわち12ピンより得られる。12
ピンより得られた中間周波信号は、第１中間周波
トランスIFT1、コンデンサーC110を介して、10
ピンに印加され、第１中間周波増幅段の増幅トラ
ンジスタQ21，Q28により増幅され、９ピンに取
り出される。この９ピンより得られた中間周波信
号は第２中間周波トランスIFT２、コンデンサ
C111，C112を介して、８ピンに印加され、第２中
間周波増幅段のトランジスタQ29，Q30により増
幅され、音声およびAGC検波段の検波トランジ
スタQ31のベース電極に印加される。中間周波信
号は検波トランジスタQ31のベース・エミツタ、
トランジスタQ31のエミツタに接続された抵抗
R28、コンデンサC114によつてAM検波され、６ピ
ンより音声信号が得られ、図示されていないが、
音声増幅段、スピーカーへと伝達される。
波は、コンデンサC101，C102，C103、コイルL101
からなる段間周波数選択素子を介して、１ピンに
印加される。１ピンに印加されたRF信号は、RF
増幅段内の増幅トランジスタとしてのエミツタ接
地トランジスタQ3、さらにベース接地トランジ
スタQ4により増幅され、15ピンよりRF出力信号
が得られる。なお増幅トランジスタQ3のエミツ
タはインピーダンス手段としての抵抗R4を介し
て基準電位点である接地電位点に接続され、増幅
トランジスタQ3コレクタ内エミツタ結合対トラ
ンジスタQ4，Q5に接続されている。なお、15ピ
ンにはコンデンサC106，コイルL102からなる段間
周波数選択素子が接続されている。特にこのコイ
ルL102はエミツタ結合対トランジスタQ4，Q5一
方Q4のコレクタ負荷インピーダンスとして働く
ものである。また、15ピンより得られたRF信号
はコンデンサC107を介して11ピンに印加され、さ
らに周波数変換段内のトランジスタQ20のベース
電極に印加される。トランジスタQ13，Q19は周
波数変換段内の局部発振器を構成し、その局部発
振周波数１２，１３，１４ピンに外付された回路
素子L103，C108，C109により決定される。この周
波数変換段内で、RF信号と局部発振信号とが周
波数混合され、中間周波数信号がトランジスタ
Q19のコレクタすなわち12ピンより得られる。12
ピンより得られた中間周波信号は、第１中間周波
トランスIFT1、コンデンサーC110を介して、10
ピンに印加され、第１中間周波増幅段の増幅トラ
ンジスタQ21，Q28により増幅され、９ピンに取
り出される。この９ピンより得られた中間周波信
号は第２中間周波トランスIFT２、コンデンサ
C111，C112を介して、８ピンに印加され、第２中
間周波増幅段のトランジスタQ29，Q30により増
幅され、音声およびAGC検波段の検波トランジ
スタQ31のベース電極に印加される。中間周波信
号は検波トランジスタQ31のベース・エミツタ、
トランジスタQ31のエミツタに接続された抵抗
R28、コンデンサC114によつてAM検波され、６ピ
ンより音声信号が得られ、図示されていないが、
音声増幅段、スピーカーへと伝達される。
また、６ピンより得られた音声信号は、５，６
ピンに接続された抵抗R29，４，５ピンに接続さ
れたコンデンサC117からなるAGCフイルタによ
り平滑され、エミツタ・フオロワー回路Q32，
Q33を経て、トランジスタQ33のエミツタより
AGC電圧が得られる。14ピン、15ピン間に接続
されたPNP型トランジスタQ34、ダイオードQ35，
Q36から構成された回路網は、電圧比較器を構成
する。この電圧比較器の検出出力信号はPNPトラ
ンジスタQ34のコレクタより得られ、AGCフイル
ターを構成するコンデンサーC117の一端、すなわ
ち５ピンに印加される。
ピンに接続された抵抗R29，４，５ピンに接続さ
れたコンデンサC117からなるAGCフイルタによ
り平滑され、エミツタ・フオロワー回路Q32，
Q33を経て、トランジスタQ33のエミツタより
AGC電圧が得られる。14ピン、15ピン間に接続
されたPNP型トランジスタQ34、ダイオードQ35，
Q36から構成された回路網は、電圧比較器を構成
する。この電圧比較器の検出出力信号はPNPトラ
ンジスタQ34のコレクタより得られ、AGCフイル
ターを構成するコンデンサーC117の一端、すなわ
ち５ピンに印加される。
一方、トランジスタQ33のエミツタ電極と接地
電位点間には三つの抵抗R31，R32，R33からなる
分圧抵抗が接続され共通のAGC電圧に対するRF
増幅段および第１中間周波増幅段の利得制御感度
がそれぞれ設定されており、受信電波強度の上
昇、すなわちAGC電圧の上昇に対して、第１中
間周波増幅段の制御トランジスタQ27の導通度が
増し、これによつて可変電流トランジスタQ25の
導通度が低下し、増幅トランジスタQ21，Q22の
エミツタ電流が減少するため、ダイオードQ23，
Q24に多く流れていたところのかかるエミツタ電
流は減少し抵抗R19，R20に流れるようになり、第
１中間周波増幅段の利得１１２は第２図ａ乃至ｂ
の如く低下する。なお、かかる回路動作の詳細
は、特願昭46―9349号（特開昭47―22655号）「増
幅回路」に記載されており、参照されたい。また
さらに、受信電波強度が上昇すると、第１利得制
御信号としての分圧抵抗R31，R32の接続点の電位
が上昇し、RF増幅段の制御トランンジスタQ8の
導通度が増し、これによつて、制御トランジスタ
Q7の導通度が低下するようになり、導通度可変
の回路素子としてのダイオードQ6の導通度も低
下する。回路素子としてのダイオードQ6の導通
度が極めて高い場合は、RF増幅段の増幅トラン
ジスタQ3のエミツタ電極は３ピンに接続された
コンデンサーC105により交流的に接地されるた
め、増幅トランジスタQ3は高利得の状態に設定
されるが、導通度可変の回路素子としてのダイオ
ードQ6の導通度が低下すると、この導通抵抗は
増大し増幅トランジスタQ3の利得はこの導通抵
抗とエミツタ抵抗R4とに依存するようになり、
RF増幅段の利得１１１は第２図ｃ乃至ｄの如く
低下する。また、さらに、受信電波強度が上昇す
ると、分圧抵抗R32，R33の接続点の電圧が上昇
し、第２利得接続信号としてのRF増幅段の制御
トランジスタQ1のコレクタ電位は低下する。か
くして、第２利得接続信号としての制御トランジ
スタQ1のコレクタ電位が高い状態では、RF増幅
段の増幅トランジスタQ4が導通、増幅トランジ
スタQ5が非導通となるため、増幅トラジスタQ3
を流れるRF信号電流は大部分増幅トランジスタ
Q4を流れ、RF増幅段は高利得の状態に設定され
るが、制御トランジスタQ1のコレクタ電位が低
下すると、増幅トランジスタQ4が非導通、増幅
トランジスタQ5が導通となり、RF増幅段の利得
１１１は第２図ｅ乃至ｆの如く低下する。
電位点間には三つの抵抗R31，R32，R33からなる
分圧抵抗が接続され共通のAGC電圧に対するRF
増幅段および第１中間周波増幅段の利得制御感度
がそれぞれ設定されており、受信電波強度の上
昇、すなわちAGC電圧の上昇に対して、第１中
間周波増幅段の制御トランジスタQ27の導通度が
増し、これによつて可変電流トランジスタQ25の
導通度が低下し、増幅トランジスタQ21，Q22の
エミツタ電流が減少するため、ダイオードQ23，
Q24に多く流れていたところのかかるエミツタ電
流は減少し抵抗R19，R20に流れるようになり、第
１中間周波増幅段の利得１１２は第２図ａ乃至ｂ
の如く低下する。なお、かかる回路動作の詳細
は、特願昭46―9349号（特開昭47―22655号）「増
幅回路」に記載されており、参照されたい。また
さらに、受信電波強度が上昇すると、第１利得制
御信号としての分圧抵抗R31，R32の接続点の電位
が上昇し、RF増幅段の制御トランンジスタQ8の
導通度が増し、これによつて、制御トランジスタ
Q7の導通度が低下するようになり、導通度可変
の回路素子としてのダイオードQ6の導通度も低
下する。回路素子としてのダイオードQ6の導通
度が極めて高い場合は、RF増幅段の増幅トラン
ジスタQ3のエミツタ電極は３ピンに接続された
コンデンサーC105により交流的に接地されるた
め、増幅トランジスタQ3は高利得の状態に設定
されるが、導通度可変の回路素子としてのダイオ
ードQ6の導通度が低下すると、この導通抵抗は
増大し増幅トランジスタQ3の利得はこの導通抵
抗とエミツタ抵抗R4とに依存するようになり、
RF増幅段の利得１１１は第２図ｃ乃至ｄの如く
低下する。また、さらに、受信電波強度が上昇す
ると、分圧抵抗R32，R33の接続点の電圧が上昇
し、第２利得接続信号としてのRF増幅段の制御
トランジスタQ1のコレクタ電位は低下する。か
くして、第２利得接続信号としての制御トランジ
スタQ1のコレクタ電位が高い状態では、RF増幅
段の増幅トランジスタQ4が導通、増幅トランジ
スタQ5が非導通となるため、増幅トラジスタQ3
を流れるRF信号電流は大部分増幅トランジスタ
Q4を流れ、RF増幅段は高利得の状態に設定され
るが、制御トランジスタQ1のコレクタ電位が低
下すると、増幅トランジスタQ4が非導通、増幅
トランジスタQ5が導通となり、RF増幅段の利得
１１１は第２図ｅ乃至ｆの如く低下する。
従つて、本実施例によるRF増幅段の利得１１
１は第２図ｃ乃至ｄ，ｅ乃至ｆに示すように２段
階にわたつて制御されるため、高利得から低利得
に制御され実用感度の高いRF増幅回路を得るこ
とが出来る。
１は第２図ｃ乃至ｄ，ｅ乃至ｆに示すように２段
階にわたつて制御されるため、高利得から低利得
に制御され実用感度の高いRF増幅回路を得るこ
とが出来る。
すなわち、本願発明のかかる実施例によれば下
記の如き効果により当初の目的を達成することが
できる。
記の如き効果により当初の目的を達成することが
できる。
(1) 第１利得制御信号により制御される制御トラ
ンジスタQ7，Q8により回路素子Q6を導通度最
大に制御し、第２利得制御信号により一方のト
ランジスタQ4を、完全ONに他方のトランジタ
Q5を完全OFFにすると一方のトランジスタ
Q4、増幅トランジスタQ3，導通度可変の回路
素子Q6，コンデンサC105は協同して利得制御回
路の電圧利得を最大の値にする。
ンジスタQ7，Q8により回路素子Q6を導通度最
大に制御し、第２利得制御信号により一方のト
ランジスタQ4を、完全ONに他方のトランジタ
Q5を完全OFFにすると一方のトランジスタ
Q4、増幅トランジスタQ3，導通度可変の回路
素子Q6，コンデンサC105は協同して利得制御回
路の電圧利得を最大の値にする。
ちなみに、本願発明の実施例においては、こ
の場合増幅トランジスタQ3のエミツタは導通
状態の回路素子Q6と交流的インピーダンスの
小さなコンデンサC105とを介して接地電位に交
流接地されるため、増幅トランジスタQ3のベ
ースに印加されたRF信号に応答してそのコレ
クタより大振幅のRF信号電流が得られ、増幅
トランジスタQ3のコレクタから得られた大振
幅のRF信号電流は完全ON状態のトランジスタ
Q4を介して負荷としてのコイルL102に供給され
るためRF増幅段として構成された利得制御回
路は最大電圧利得で増幅動作を実行するものと
なり、負荷としてのコイルL102のインピーダン
スを大きな値に設定することによりこの最大電
圧利得の値を極めて大きいものとすることがで
きる。。このようなRF増幅段の最大電圧利得で
の増幅動作は、受信電波強度が極めて小さくア
ンテナ１のRF信号の振幅レベルが微少である
場合に極めて有効なものである。
の場合増幅トランジスタQ3のエミツタは導通
状態の回路素子Q6と交流的インピーダンスの
小さなコンデンサC105とを介して接地電位に交
流接地されるため、増幅トランジスタQ3のベ
ースに印加されたRF信号に応答してそのコレ
クタより大振幅のRF信号電流が得られ、増幅
トランジスタQ3のコレクタから得られた大振
幅のRF信号電流は完全ON状態のトランジスタ
Q4を介して負荷としてのコイルL102に供給され
るためRF増幅段として構成された利得制御回
路は最大電圧利得で増幅動作を実行するものと
なり、負荷としてのコイルL102のインピーダン
スを大きな値に設定することによりこの最大電
圧利得の値を極めて大きいものとすることがで
きる。。このようなRF増幅段の最大電圧利得で
の増幅動作は、受信電波強度が極めて小さくア
ンテナ１のRF信号の振幅レベルが微少である
場合に極めて有効なものである。
(2) 第１利得制御信号により制御される制御トラ
ンジスタQ7，Q8により回路素子Q6を非導通状
態制御し、第２利得制御信号により一方のトラ
ンジスタQ4を完全ONに制御した場合、回路素
子Q6とコンデンサC105とは増幅動作に関与しな
くなり、増幅トランジスタQ3とインピーダン
ス手段R4とにより利得制御回路の電圧利得は
中間的な値となる。
ンジスタQ7，Q8により回路素子Q6を非導通状
態制御し、第２利得制御信号により一方のトラ
ンジスタQ4を完全ONに制御した場合、回路素
子Q6とコンデンサC105とは増幅動作に関与しな
くなり、増幅トランジスタQ3とインピーダン
ス手段R4とにより利得制御回路の電圧利得は
中間的な値となる。
ちなみに、本願発明の実施例においては、こ
の場合増幅トランジスタQ3のベースに印加さ
れたRF信号に応答してそのコレクタによりイ
ンピーダンスとしての抵抗R4の抵抗値に逆比
例した中振幅のRF信号電流が得られ完全ON状
態のトランジスタQ4を介して負荷としてのコ
イルL102に供給されるためRF増幅段として構
成された利得制御回路は中間的な値の電圧利得
で増幅動作を実行する。このようなRF増幅段
の中間的な値の電圧利得での増幅動作は、アン
テナ１でのRF信号の振幅レベルが中間的であ
る場合に極めて有効なものである。
の場合増幅トランジスタQ3のベースに印加さ
れたRF信号に応答してそのコレクタによりイ
ンピーダンスとしての抵抗R4の抵抗値に逆比
例した中振幅のRF信号電流が得られ完全ON状
態のトランジスタQ4を介して負荷としてのコ
イルL102に供給されるためRF増幅段として構
成された利得制御回路は中間的な値の電圧利得
で増幅動作を実行する。このようなRF増幅段
の中間的な値の電圧利得での増幅動作は、アン
テナ１でのRF信号の振幅レベルが中間的であ
る場合に極めて有効なものである。
(3) さらに第２利得制御信号により一方のトラン
ジスタQ4をほぼ完全OFFとすると、増幅トラ
ンジスタQ3のコレクタのRF信号電流が負荷
L102にほとんど伝達されなくなり、利得制御回
路の電圧利得は最小になる。
ジスタQ4をほぼ完全OFFとすると、増幅トラ
ンジスタQ3のコレクタのRF信号電流が負荷
L102にほとんど伝達されなくなり、利得制御回
路の電圧利得は最小になる。
ちなみに、本願発明の実施例においては、こ
の場合回路素子Q8が非導通とされるため、抵
抗R4により増幅トランジスタQ3のコレクタの
RF信号電流も極端に大きな値とはならず、ま
たこのコレクタRF信号電流のほとんどは負荷
L102ではなく他方のトランジスタQ5に流れ、負
荷L102におけるRF信号に応答した大きな電圧
降下の発生が防止される。万一、負荷L102にお
いてこのように大きな電圧降下が生じると一対
のトランジスタQ4と増幅トランジスタQ3とは
飽和領域に駆動されることになり、負荷L102よ
り忠実な波形のRF増幅出力信号を取り出せな
くなる。これに対し、かかる実施例において
は、かかる電圧降下の発生もしくは飽和領域へ
の駆動が軽減されるため、アンテナ１でのRF
信号の振幅レベルが極めて強大である場合に、
RF増幅段は最少の電圧利得でその増幅動作の
を実行するため、負荷L102より忠実な波形の
RF増幅出力信号を取り出すことができ、極め
て有効なものである。
の場合回路素子Q8が非導通とされるため、抵
抗R4により増幅トランジスタQ3のコレクタの
RF信号電流も極端に大きな値とはならず、ま
たこのコレクタRF信号電流のほとんどは負荷
L102ではなく他方のトランジスタQ5に流れ、負
荷L102におけるRF信号に応答した大きな電圧
降下の発生が防止される。万一、負荷L102にお
いてこのように大きな電圧降下が生じると一対
のトランジスタQ4と増幅トランジスタQ3とは
飽和領域に駆動されることになり、負荷L102よ
り忠実な波形のRF増幅出力信号を取り出せな
くなる。これに対し、かかる実施例において
は、かかる電圧降下の発生もしくは飽和領域へ
の駆動が軽減されるため、アンテナ１でのRF
信号の振幅レベルが極めて強大である場合に、
RF増幅段は最少の電圧利得でその増幅動作の
を実行するため、負荷L102より忠実な波形の
RF増幅出力信号を取り出すことができ、極め
て有効なものである。
かくして、本発明によれば、利得制御回路の
電圧利得を極めて大きな最大値、又は中間値又
は極めて小さな最少値に大きな変化範囲で制御
することができる。
電圧利得を極めて大きな最大値、又は中間値又
は極めて小さな最少値に大きな変化範囲で制御
することができる。
一方、低利得状態においてエミツタ低抗R4
によつて増幅トランジスタQ3は低歪率で動作
するので、入力ダイナミツクレンジを大とする
ことが出来る。
によつて増幅トランジスタQ3は低歪率で動作
するので、入力ダイナミツクレンジを大とする
ことが出来る。
第１図は本発明の一実施例によるAMラジオ受
信装置を示すシステムブロツク図、第２図は第１
図に示した受信装置の受信電波強度変化に対する
RF増幅段およびIF増幅段の利得変化特性を示す
図、第３図は第１図に示したシステムブロツクを
モノリシツク半導体集積回路に適応した実施例を
示す回路図である。 Q3……増幅トランジスタ、Q4，Q5……一対の
トランジスタ、Q6……導通度可変の回路素子、
Q7……制御トランジスタ、R7……インピーダン
ス手段、L102……負荷インピーダンス手段、利得
制御電圧発生回路……Q33，R31，R32，R33。
信装置を示すシステムブロツク図、第２図は第１
図に示した受信装置の受信電波強度変化に対する
RF増幅段およびIF増幅段の利得変化特性を示す
図、第３図は第１図に示したシステムブロツクを
モノリシツク半導体集積回路に適応した実施例を
示す回路図である。 Q3……増幅トランジスタ、Q4，Q5……一対の
トランジスタ、Q6……導通度可変の回路素子、
Q7……制御トランジスタ、R7……インピーダン
ス手段、L102……負荷インピーダンス手段、利得
制御電圧発生回路……Q33，R31，R32，R33。
Claims (1)
- １ インピーダンス手段R4を介して基準電位点
に接続されたエミツタと入力信号が印加されるベ
ースを有する増幅トランジスタQ3、上記増幅ト
ランジスタQ3のコレクタに接続されたエミツタ
を有する一対のトランジスタQ4，Q5、上記一対
のトランジスタQ4，Q5の一方Q4のコレクタに接
続された負荷インピーダンスL102、その導通度が
可変しうる回路素子Q6、上記回路素子Q6と基準
電位点との間に接続されたコンデンサC105、第１
利得制御信号によつて制御される制御トランジス
タQ7を具備してなり、上記回路素子Q6は上記増
幅トランジスタQ3と上記制御トランジスタQ7と
に接続され、上記回路素子Q6の導通度は上記増
幅トランジスタQ3及び上記コンデンサC105と協同
して上記負荷インピーダンスL102に生じる信号振
幅レベルを制御し、第１利得制御信号によつて制
御される制御トランジスタQ7によつて上記回路
素子Q6の導通度を低下することにより上記負荷
インピーダンスL102に生じる信号振幅レベルを低
下せしめ、上記一対のトランジスタQ4，Q5のい
ずれか一方Q4のベースを第２利得制御信号によ
つて制御することによつてそのコレクタに上記負
荷インピーダンスL102が接続された上記一方のト
ランジスタQ4の導通度を低下せしめ上記負荷イ
ンピーダンスL102に生じる信号振幅レベルをさら
に低下させることを特徴とする利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11042479A JPS5530300A (en) | 1979-08-31 | 1979-08-31 | Gain control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11042479A JPS5530300A (en) | 1979-08-31 | 1979-08-31 | Gain control circuit |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11278674A Division JPS5345250B2 (ja) | 1974-10-02 | 1974-10-02 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16034083A Division JPS5972236A (ja) | 1983-09-02 | 1983-09-02 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5530300A JPS5530300A (en) | 1980-03-04 |
| JPS6154288B2 true JPS6154288B2 (ja) | 1986-11-21 |
Family
ID=14535400
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11042479A Granted JPS5530300A (en) | 1979-08-31 | 1979-08-31 | Gain control circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5530300A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58201415A (ja) * | 1982-05-20 | 1983-11-24 | Akai Electric Co Ltd | 受信機のａｇｃ回路 |
| US4440804A (en) * | 1982-08-02 | 1984-04-03 | Fairchild Camera & Instrument Corporation | Lift-off process for fabricating self-aligned contacts |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS491124A (ja) * | 1972-04-15 | 1974-01-08 |
-
1979
- 1979-08-31 JP JP11042479A patent/JPS5530300A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS491124A (ja) * | 1972-04-15 | 1974-01-08 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5530300A (en) | 1980-03-04 |
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