JPS61245607A

JPS61245607A - 周波数復調回路

Info

Publication number: JPS61245607A
Application number: JP8631185A
Authority: JP
Inventors: Hisakatsu Yoneyama; 米山　寿克
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1985-04-24
Filing date: 1985-04-24
Publication date: 1986-10-31

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、周波数復調回路に係り、特にＶＴＲ等に於け
る再生信号処理系に用いて好適な周波数復調回路に関す
る。

〔発明の背景〕

ＶＴＲにビデオ信号を記録するに際しては、このビデオ
信号（特に、輝度信号）は周波数変調されており、この
ために、ビデオテープから再生された信号を処理する再
生信号処理系においては、この周波数変調されたビデオ
信号を復調するための周波数復調回路が設けられ、元の
ビデオ信号が得られるようにしている。この再生信号処
理系に用いられる周波数復調回路としては、例えば、特
開昭５６−３９５６５　　号公報に記載されている如き
遅延１型の復調回路が一般に用いられている。

第４図は、かかる従来の遅延線型の周波数復調回路の一
例を示すブロック図であって、１は入力端＋、２はリミ
ッタ、３は遅延回路、４は乗算器、５は沖、−パ、スフ
、イ、ルタである。　、同図において、入力端子１には
、ビデオテープから再生された□周波数変調のビデオ信
号（以下、単にＦ”Ｍ信号という）が供給され、リミッ
タ２で波形整形さ”れそ互いに１８０°位相が異なるＦ
Ｍ信号Ａ、Ｂが得られる。ＦＭ信号Ａは乗算器４に供給
され、Ｆ　Ｍ信号Ｂは遅延回路６に供給され、所定時間
遅延されたＦＭ信号Ｂ′が乗算器４に供給される。乗算
器４は入力されるＦＭ信号Ａ、”Ｂ’を排他的論理和演
算によって乗算し、乗算出力Ｃは積分動作をなすローパ
スフィルタ（以下ＬＰＦという）５に供給される。ＬＰ
Ｆ５では不要な高周波成分が除かれ、出力端子６に所望
のビデオ信号が得られる。

牙５図は、第４図の遅延回路３と乗算器４０部分を具体
的に示す回路図である。

遅延回路３は基本的には無安定マルチバイブレータであ
り、リミッタ２から出力する互いに１８０°位相が異な
るＦＭ信号八へＢは、夫々入力端子３Ａ、３Ｂからスイ
ッチング動作するトランジスタＱ、、Ｑ、のベースに供
給される。これらトランジスタＱ、、Ｑ、は交互にオン
、オフし、これにともなってトランジスタＱ、、Ｑ！の
コレクタ間に接続されたコンデンサＣの光電方向が切換
わる。

いま、Ｆ　Ｍ信号Ａの高レベル（以下、Ｈ”という）部
分でトランジスタＱ、がオンすると、トランジスタらは
オフであるから、コンデンサＣはトランジスタ蟻のコレ
クタ側からトランジスタＱ１のコレクタ側に充′鑞電流
が流れて充電が行われる。この充電電圧が漸次上昇して
所定の電圧に達すると、これまでオフしていたトランジ
スタｑはオンとなり、また、これまでオンしていたトラ
ンジスタＱ、はオフとなる。このために、出力端子５　
Ａ’のレベルはＬ　１１からＨ”に反転し、また、同時
に出力端子３Ｂ′のレベルはＨ”から′Ｌ”に反転する
。

このように、コンデンサＣの充電が行なわれ、　６　。

るために、出力端子３八″、３Ｂ′のレベルがこのよう
に反転するタイミングは、入力端子３ＡからのＦｔＶＩ
信号Ａが”Ｌ”から”Ｈ”に反転するタイミングよりも
、時間τだげ遅れる。

入力端子３ＢからのＦＭ信号Ｂが”Ｌ″からＨ”に反転
すると、逆に、トランジスタもがオンし、トランジスタ
へかオフするため、コンデンサＣは充電電流がトランジ
スタＱ１のコレクタ側からトランジスタものコレクタ側
に流れて充電され、上記と同様にして、出力端子３　Ａ
’のレベルは”Ｈ”から”Ｌ”に、また、出力端子′５
Ｂ°のレベルはＬ”からＨ”に同時に反転する。

出力端子５Ａ’、３Ｂ’がこのように反転するタイミン
グは、Ｆ　Ｍ信号Ａ、Ｂのレベルが反転するタイミング
よりも、上記と同じ時間τだけ遅れる。

以上のことから、出力端子３　Ａ’には、Ｆ’Ｍ信号信
号時間τだけ遅延されたＦＭ信号Ａ°が得られ、また、
出力端子５　Ｂ’にはＦ’Ｍ信号信号同じ、　４　。

く時間τだけ遅延されるＦ　Ｍ信号Ｂ゛が得られること
になる。この遅延時間τは、コンデンサＣの静電容量に
比例し、トランジスタＱ、、　Ｑ、のエミッタに共通に
接続された定電流源の電流１゜の大きさに反比例する。

乗算器４はトランジスタｑへＱＩ。および抵抗へ〜瓜で
もって排他的論理和機能をもたせており、入力端子５Ａ
から供給されるＦＭ信号Ａと遅延回路３が出力する遅延
されたＦＭ信号Ｂ゛とを乗算処理する。

すなわち、ＦＭ信号ＡはトランジスタＱ１．ＱＡのベー
スに、ＦＭ信号Ｂはトランジスタも・蟻のベースに夫々
供給され、Ｆ’Ｍ信号Ａ°は抵抗鴇。

Ｒ３を介して夫々トランジスタＱ、、Ｑ？のコレクタに
供給され、また、ＰＭ信号Ｂ°は抵抗へ、夷を介して夫
々トランジスタＱ、、　Ｑａのコレクタに供給される。

ＦＭ信号が′Ｌ”のとき、トランジスタＱ、はオフとな
るから、ＦＭ信号Ａ′は抵抗へを介してトランジスタｑ
。のベースに供給される。

この場合、ＦＭ信号Ａ′がＨ”であるとき、トランジス
タＱｌｏはオンし、トランジスタＱ０を介して出力端子
４Ｃに定電流が流れる。なお、Ｆ’Ｍ信号Ａ゛がＨ”で
ある期間は、ＦＭ信号Ｂ’＆ま１Ｌ”である。

また、Ｆ”Ｍ信号Ｂが′Ｌ”のとき、すなわち、ＦＭ信
号ＡｆＪ″−Ｈ”のとき、トランジスタｑはオフとなっ
てＦ　ＩＶＩ信号Ｂ゛は抵抗へを介してトランジスタ１
のベースに供給される。この場合、ＦＭ信号Ｂ°が′Ｈ
”である期間トランジスタｑはオンし、トランジスター
を介して出力端子４Ｃに定電流が流れる。

このように、ＦＭ信号ＡがＬ″でＦＭ信号Ｂ°がＨＬ　
Ｎのとき、および、Ｆ’Ｍ信号Ａが′Ｈ”でＦＭ信号Ｂ
゛がＨ”のとき、すなわち、ＦＭ信号Ａ、Ｂ’が同一レ
ベルのとき、出力端子４Ｃに定電流が流れ、これ以外の
ときには、出力端子４Ｃには電流が流れない。したがっ
て、出力端子４Ｃには、Ｆ’Ｍ信号Ａ、Ｂ’を排他的論
理和演算して得られる乗算出力Ｃが出力される。

ところで、かかる従来技術の遅延回路においては、電源
端子と接地端子との間に直列接続されるトランジスタの
数が多く、このために、電源電圧Ｖｃｃとしてはある程
度高くせざるを得ない。実際問題として、５〔ｖ〕程度
の低い電源電圧で動作させることは非常に難かしい。特
に、近年、携帯に便利なように、ＶＴＲ，の小型化。

低消費電力化が進められていることから、電源電圧の低
減が必要となってはいるが、上記の従来技術では、この
要求を満すことができない。

また、ＶＴＲの低コスト化を達成するために、回路のＬ
ＳＩ化が必要であるが、１７５図に示すような回路構成
では、素子数が非常に多いために、ＩＣチップは必然的
に大きくなり、ＶＴＲ。

の小型化が阻害されることになる。

そこで、この問題を解消するために、先に、遅延回路と
乗算器とをインバータをもって構成するようにした周波
数復調回路も提案されている。

嶺・６図は、かかる周波数復調回路を示す回路図であり
、７，８は入力端子、９〜１３はインパ、　７　。

−タ、　　１４ａ、１４Ａはコンデンサであり、第４図
に対応する部分には同一符号をつけており、また、リミ
ッタは省略している。

入力端子７，８には、夫々図示していないリミッタから
の互いに１８０°位相が異ったＦＭ信号Ａ、Ｂが供給さ
れる。また、インバータ９，１０とコンデンサ１４α、
１４薯とで遅延回路が構成され、インバータ１１〜１３
は排他的論理和回路を構成している。

インバータ９〜１３はＭＯＳインバータ、ＴＴＬ、ある
いはＩ”Ｌ　（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｉｎｊｅｃｔｉ
ｏｎＬｏｇｉｃ　）などを用いることができるが、ここ
では、ＩＩＬを用いたオ６図の回路図でもって動作を説
明する。

なお、オ６図において、９ａ〜１５ａ及び２５．２６は
トランジスタ、９１〜１３１はインジェクタ電流。

２５、２４．２７〜２９は抵抗、３０は容量、２２はト
ランジスタＢαの寄生容量及び飽和容量である。矛６図
。

矛７図において、入力端子７からのＦＭ信号Ａはインバ
ータ９のトランジスタ９αのベースに供給、　８　。

され、これとは逆相の入力端子８からのＦ　Ｍ信号Ｂは
インバータ１０のトランジスタ１０ａのベース端子に供
給される。

いま、ＦＭ信号Ａが”Ｈ”とすると―インジェクタ電流
９１はトランジスタ９ａに流れ込み、トランジスタ９ａ
はオンする。トランジスタ９　ンｌ　３　ａがオンする
ためのベース電圧（ターンオ〜ン電圧）をＶＦとすると
、この電圧十ＶＦはほぼｏ６〔Ｖ〕であり、ＦＭ信号Ａ
、ＢはＬ″でｏ（Ｖ）、′Ｈ″で＋ＶＦ（Ｖ）程度あれ
ばよい。トランジスタ９ａがオンすると、インバータ９
の出力信号Ｃば”Ｌ″、すなわち、０〔Ｖ〕に固定され
、インバータ１１のインジェクタ電流１１１はトランジ
スタ９ａを介して流れ、インバータ１１のトランジスタ
１１ｃＬはオフする。この結果、インバータ１１の出力
信号Ｅは′Ｈ″となる。

これと同時に、Ｆ　Ｍ信号ＢはＬ″であるから、インバ
ータ１０のインジェクタ電流１０ｉは入力端子８側に流
れ込み、トランジスタ１ｏαはオフする。この瞬間、後
の説明から明らかなように、コンデンサ１４４．ＬＬＡ
のインバータ１０側は−ＶＦｒ：Ｖ）と低い電圧になっ
ており、このために、インバータ１２のインジェクタ電
流１２１はコンデンサ１４ａ、１４Ａに流れ込み、コン
デンサ１４４．１４４の充電電圧は漸次上昇する。この
ために、インバータ１０の出力信号りは−ＶＦ（Ｖ）か
ら順次上昇していくことになる。この間、インバータ９
の出力信号Ｃは０〔ｖ〕に保持されている。

コンデンサ１４ｃＬ、１４４の充電が進んでインバータ
１０ノ出力信号りが＋ｖＦ〔■〕即ち、′Ｈ″となると
、インバータ１２のインジェクタ電流１２ｉがトランジ
スタ１２ｃＬに流れ込み、トランジスタ１２ｃＬはオン
して出力信号りは＋ＶＦ（Ｖ：］に保持される。この結
果、インバータ１２の出力信号Ｆは′Ｌ”となる。

次に、ＦＭ信号ＡがＬ”となると、インバータ９のイン
ジェクタ電流９１は入力端子Ｚ側に流れ込み、トランジ
スタ９ａはオフとなる。これと同時に、ＦＭ信号ＢはＨ
″となるから、インバータ１０のトランジスタ１０ｃＬ
はオンし、コンデンサ１４のインバータ１０側は０〔ｖ
〕となる。

このとき、コンデンサ１４ａ、１４４０両端には、充電
電荷によって電位差Ｖｒ［Ｖ］があるから、コンデンサ
１４α、１４呑のインバータ９側の電位、即ち、インバ
ータ９の出力信号Ｃは−ＶＦＣＶ）となる。

そこで、インバータ１２のインジェクタ電流１２１がイ
ンバータ１０のトランジスタ＋Ｏａを介して流れてトラ
ンジスタ１２ａはオフとなり、インバータ１２の出力信
号Ｆが′Ｈ″となるとともにインバータ１１のインジェ
クタ′亀流１１ｉはコンデン？　１４４．１４４に流れ
込み、コンデンサ１４４，１４４は充電される。

そして、コンデンサ１４α、１４妾の充電電圧が十Ｖｒ
（Ｖ）となると、インバータ１１のトランジスタ１１α
はオンし、インバータ１１の出力信号ＥはＨ”となる。

出力信号Ｃは＋ＶＦ（Ｖ）に保持される。

このように、ＦＭ信号ＡがＨ′となると、インバータ１
１の出力信号Ｅは＠　ＨＩ＋となり、イ、１１　。

ンバータ１２の出力信号Ｆは、コンデンサ１４ａ。

１４４ノ充ｔｔ圧が−■Ｆ［ｖ〕から＋ｖＦ〔■〕にな
るまでの時間τ°の経過後、′Ｌ”となる。また、ｌｉ
”　Ｍ信号ＡがＬ”となると、インバータ１２の出力信
号ＦはＨ”となり、インバータの出力信号Ｅは、同じ時
間τ°だげ経過した後、６Ｌ″となる。

この時間τ９は、インジェクタ電流１１ｉ、１２ｉを電
流値Ｉｄの定電流とし、また、コンデンサ１４ａ。

１４善の静電容量をＣｄとすると、次のように表わされ
る。

インジェクタ電流１１ｉ、１２ｉが定電流でない場合に
は、τ°はソースイ則のインピーダンスＲとコンデンサ
１４α、１４４の静電容量Ｃｄによって決まムところで
、インバータ１１．１２の出力端子は互いに接続されて
インバータ１３のトランジスタ１３αのペースに接続さ
れ、このベースにインジェクタ電流１３１が供給されて
いる。したがって１、１２゜インバータ１１．１２のトランジスタ１１ａｉ２ａの一
方がオンしているときには（なお、両方がオンすること
はない）、インジェクタ電流１６Ｉは、トランジスタ１
１ａ、１２αのオンしている方に流れ込み、トランジス
タ１５ｃＬはオフする。すなわち、トランジスタｉ３ａ
は、トランジスタ１１４．１２ｃＬのいずれがオフして
いるとき、インジェクタ直流１３１が流れ込んでオンす
ることになる。換言すれば、インバータｌＬｉ２の出力
信号Ｅ、Ｆは夫々トランジスタ１１ａ、１２ａのいずれ
かがオンしているときＬ″、トランジスタ１１４，１２
ａがオフしているときＨ”とするものであって、かかる
出力信号Ｅ、Ｆを設定することにより、インバータ１３
の入力信号はこれら出力信号Ｅ、Ｆを排他的論理和演算
して得られる信号とすることができる。

そこで、インバータ１３のかかる入力信号を想定するこ
とにより、この入力信号が”Ｈ”のときインジェクタ電
流１３ｉはトランジスタ＋３４に流れ込み、トランジス
タ１５ｃＬはオンする。トランジスタ１３ａのコレクタ
は抵抗２４．トランジスタ２６．負荷抵抗２７を介して
電源に接続され、この結果、トランジスタ２６のコレク
タ電位は下がる。このトランジスタ２６のコレクタ電位
Ｇの”Ｌ”レベルはトランジスタ２５．２６　、抵抗２
３．２４゜２８からなる定電流回路の電流と負荷抵抗２
７によって決まる。

なお、定電流回路の電流は可変抵抗２８によって可変可
能である。また、入力信号がＩＩ　Ｌ　１１となると、
トランジスタ１６αはオフする。この結果、トランジス
タ２６のコレクタ電位は上昇する。

このトランジスタ２６のコレクタ電圧は、インバータ１
３の出力信号Ｇとして負荷抵抗２７に並例接続された抵
抗２９．コンデンサ３０からなるディエンファシス回路
に入力され、ＬＰＦ５に供給される。

ところで、上記説明から明らかなように、インバータ１
３の出力信号Ｇがｏ　［Ｖ］、即ち、６Ｌ”となるのは
、トランジスタ１６αがオンとなる期間、したがって、
トランジスタＮＱ、１２４が同時にオフとなる期間であ
る。また、トランジスタ１１Ｑｉ２ｃＬが同時にオフと
なる期間は、コンデンサ１４４５１４ｂの充電電圧が−
Ｖｒ（Ｖ）から＋ＶＦ（Ｖ〕になる期間τ°である。こ
の期間τ°は、ＦＭ信号Ａが、Ｌ″から′Ｈ″に反転す
る時点毎に、および、ＦＭ信号Ｂが同じく′Ｌ”から６
Ｈ″に反転する時点毎に開始する。

すなわち、インバータ１３の出力信号Ｇは、ＦＭ信号Ａ
が”Ｌ”から“Ｈ”に反転すると、その後τ゛の期間″
′Ｌ”であり、また、ＦＭ信号Ｂが、Ｌ”からＨ′″に
反転すると、その後τ′の期間″′Ｌ″であって、それ
以外の期間では６Ｈ”である。このことは、ＦＭ信号Ａ
、Ｂは互いに逆相関係にあるから、インバータ１６の出
力信号Ｇが、Ｆ　Ｍ信号Ｂを時間τ°だけ遅延したＦＭ
信号とＦＭ信号Ａとを排他的論理和演算して得られる信
号と同じということになり、したがって、出力信号Ｇを
ＬＰＦ５に供給することにより、出力端子６に復調され
たビデオ信号が得られる。

・　１５・ここで、インバータ９〜１６を便宜上、Ｉ”Ｌで説明し
たがインバータの動作速度は遅く、実際には、才８図に
示すインバータを使用している。

このインバータは、スイッチングトランジスタとして電
流増幅率が大きい順方向ＮＰＮトランジスタを、インジ
ェクタ電流として非飽和形ＮＰＮ）う／ラスタ１９，２
０と抵抗２１からなる定電流源を採用し、インバータの
動作速度を高めている。

ところでトランジスタ１３６Ｌのベース−コレクタ間に
は寄生容量、および飽和動作時に生じる飽和容量２２が
存在する。トランジスタ１紅のベス端子に６Ｌ″から′
Ｈ″の信号を加えた時、つまり、トランジスタ１５４が
オフからオンに変わる時は、トランジスタ１３ａは寄生
容量２２を十分にドライブできる。しかし、トランジス
タ１６αのベース端子にＨ”からＬ”の信号を加えた時
、つまり、このトランジスタがオンからオフに変わる時
、寄生容ｆ［２２はトランジスタ２６から抵抗２４を介
して充電されるだけであり、ト・　１６・ランジスタ２６もオンからオフするｊ系中であるため、
トランジスタ１′５αのコレクタ電位は瞬時に”Ｌ″か
ら′Ｈ”にならない。この結果、矛７図に示したように
、出力信号Ｇは、波形αのように直線的な立ち上がりは
せず、波形βのように鈍った立ち上がり波形となり、周
波数復調回路としての直線性を大きく劣化させるという
問題があった。

ここのにおいて、しかしながら、トランジスタ９ａ〜１
２ａも飽和動作を行うため、トランジスタ１３αの寄生
容量２２と同じ程度の寄生容量が存　　　−在するが、
名トランジスタのコレクタ端子にＬそれぞれ、インジェ
クタ１１１〜１３１（インジェクタ１３ｉはトランジス
タ１１ｃＬ、＋２ｃＬのコレクタ端子に共通に接続され
る）が漆続されているために、前述の如き問題は生じな
いのである。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記従来技術の欠点を除き、ＩＣチッ
プを小型化し、消費電力を低減化し、復調可能な周波数
範囲を広くし、復調信号の直練性を改善した周波数復調
回路を提供することにある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するために、本発明は、飽和動作をする
トランジスタの飽和容量および寄生容量を十分ドライブ
できるように、トランジスタのコレクタ端子に電流源を
、コレクターグラウンド間に抵抗を配設することにより
、トランジスタの動作速度を高め周波数復調回路の周波
数特性を改善し、低電力消費を可能としたことに特徴が
ある。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

第１図は、本発明による周波数復調回路の一実施例を示
す回路図であり、６２は定電流源、３１は抵抗であり、
他のオフ６図に対応する部分には同一符号を付けその説
明は省略する。また、インジェクタ９〜１６についても
牙６図と同様に矛８図のインバータを使用している。以
上のように、回路構成は矛６図の回路とほぼ同じであり
、各動作も基本的には同じである。即ち、第１図のＡ、
Ｆの符号で示す各信号の波形は１．Ｍ７７図の同符号の
波形と同じである。このため、かかる回路構成の動作の
うち、１１６図に示した従来技術の動作と重複する部分
については説明を省略し、インジェクタ１３０入力から
ＬＰＦ５の入力までの動作のみを説明する。

トランジスタ１３ａのベース端子にｌ′Ｈ”″が入力さ
れると、このトランジスタはオンし、コレクタ電位がｏ
［Ｖ］！で下がり、トランジスタ２５、２６　、抵抗２
！１．２４．２８　　から構成されている定電流回路が
オンする。この結果、この定電流回路の電流と負荷抵抗
２７により、信号Ｇは一定電位まで下がる。信号Ｇの下
限ノベルは、定電流回路のの抵抗２８を可変することに
より調整可能である。次釦トランジスタ１３ａのベース
端子にＬ”が入力されると、このトランジスタはオフし
、定電流源回路を構成するトランジスタ２５がオフする
。この結果、信号ＧはｖＣＣｆ、で上が、１９゜る。

したがって、トランジスタ１３αに入力された信号はイ
ンバータ１３．定電流回路を介して負荷抵抗２７に供給
され、抵抗２９．コンデンサ３０からなるディエンファ
シス回路、ＬＰＦ”５に送られる。基本的には、信号Ｇ
はオフ図の波形αとなるが、実際には、トランジスタ１
３αのペース。

コンフタ間に寄生容量および飽和容量が存在するため、
従来回路では信号ＧがＬ”から６Ｈ”になる過渡時には
、信号Ｇは矛７図の波形αとならず、波形βのように鈍
った波形となる。これは、トランジスタ１５ａのベース
端子にｎ　ＨｓからＬ”の信号が加えられると、トラン
ジスタはオンからオフに移り、このコレクタ電位が上昇
するが、従来回路ではこのコレクタ電位はトランジスタ
２６のエミッタから抵抗２４を介してのみ、寄生容量２
２に光電され、この結果上昇するため、信号Ｇはオフ図
の波形βのように鈍ってしまう。また、トランジスタ２
６は、トランジスタ１３４がオフすると同時に、オンか
らオフ状、２０゜態に移り始めるため、寄生容量２２への電流供給能力が
低下し、矛７図の波形βのような傾向を更に強くする。

そこで、本実施例では、トランジスタ１３αのコレクタ
端子に定電流源３２を設け、トランジスタ１３ａがオン
からオフになるとき、寄生容量２２を定電流源６２によ
ってすばやく充電し、トランジスタ１５Ｇのコレクタ心
付を瞬時にＨ”°になるようにした。この結果、信号Ｇ
の従来波形、即ち矛７図の波形βを矛７図の波形αのよ
うに改善できる。トランジスタ１５ｔｈのコレクタｉ子
とグラウンド間に設けた抵抗３１は、トランジスタ１５
ａがオフしたときの定電流源３２に対する電流路であり
、抵抗値を調整することにより、信号Ｇ（７）Ｈ”時点
のレベルを可変できる。一方トランジスタ＋３４がオン
したとき、トランジスタ１５ｃＬのコレクタ電位は０〔
ｖ〕まで下がるため、定電流源３２の電流はすべてトラ
ンジスタ１６ａに流れ、抵抗６１には流れない。従って
この期間の本実施例の動作は矛６図の従来例と同じであ
る。

以上説明したように、本実施例ではトランジスタ１３ａ
の動作速度を高めることができ、この結果復調可能な周
波数範囲が広（でき、しかも復調回路の直線性を良好に
することができる。

才２図は、本発明による周波数復調回路の他の実施例を
示す回路図であり、第１図における定電流源３２を取り
除き、簡略化している。その他の回路構成は第１図と同
一で、同一符号を付し、その動作も同一である。

本実施では、第１図における定電流源ろ２の機能をトラ
ンジスタ２５．２６　、抵抗２６．２４．２８　　から
なる定電流回路に抵抗６１を追加することにより取り込
んでいる。つまり、トランジスタ１３αがオンからオフ
になったとき、寄生容量２２は、トランジスタ２６．２
５　、抵抗２３１２４．２８．３１からなる定電流回路
によりすばやく充電され、トランジスタ１６αのコレク
タ電位を瞬時にＨ”にするように工夫されている。この
結果、信号Ｇの従来波形、即ち矛７図中波形βを波形α
のように改善できる。また抵抗３１は牙１の実施例と同
様、抵抗値を調整することにより信号Ｇｏ′）Ｈ”時点
のレベルを可変できる。一方、トランジスタ＋Ｓａがオ
ンした時、そのコレクタ電位が０〔ｖ〕まで下がるため
、抵抗３１には電流が流れない。

この結果、この期間の本実施例の動作は、″Ａノ、６図
従来例と同一である。

第３図は、本発明による周波数復調回路の第３の実施例
を示す。

この実施例は、Ｎ’　６図の従来回路におけるトランジ
スタ１５４をショットキートランジスタ（即ちコレクタ
とベース間を７ヨツトキーダイオードでクランプし、飽
和しに（いように構成しであるトランジスタ）に置き換
えである。つまり、トランジスタ１３ｃＬは飽和しない
ので寄生容量２２αには飽和容量はな（，１７６図の寄
生容量２２にくらべ、非常に小さい。この結果、ｌ・ラ
ンジスタ１６ｃＬがオンからオフに転移した時、コレク
タ電位は寄生容量２２ｃＬが充電されて、上昇するが、
この静電容量が小さいため、すばやく充・　２３・電され、コレクタ電位は瞬時に上昇する。よって、信号
Ｇはオフ図中波形βの如き従来波形のように鈍ることは
ない。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、周波数復調回路
に使用されるインバータを構成するスイッチングトラン
ジスタのペース拳コレクタ間の寄生容量の充電時間を短
くできるため、復調可能な周波数範囲を高い周波数の方
に大幅に拡げることができ、さらに復調回路の直線性を
改善できる等、簡単な回路構成で多大な効果が期待でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による周波数復調回路の一実施例を示す
回路図、才２図及び才３図は夫々本発明による周波数復
調回路の他の実施例を示す回路図、第４図は従来の周波
数復調回路の一例を示すブロック図１第５図は第４図の
要部を具体的に示す回路図、Ａ・６図は従来の周波数復
調回路の他の例を示す回路図、オフ図は第６図の・２４
　・各部の信号を示す波形図、ｆ８図は）・６図のインバー
タを示す回路図である。５・・・ローパスフィルタ、６・・・出力端子、７゜８
・・・入力端子、９〜１３・・・インバータ、１４ｅＬ
、＋４Ａ・・・コンデンサ、９＾１６α、　１８．２５
．２６　　・ＮＰＮトランジスタ、１９．２０・・・Ｐ
ＮＰトランジスタ、２６゜２４、２６〜２９．５１・・
・抵抗。

Claims

【特許請求の範囲】

互いに逆相関係にある周波数変調情報信号が供給される
第１、第２のインバータと、この第１、第２のインバー
タの出力端子間に接続されたコンデンサと、前記第１の
インバータの出力信号が供給される第３のインバータと
、前記第２のインバータの出力信号が供給される第４の
インバータと、この第３、第４のインバータの出力信号
の論理和信号が供給される第５のインバータとを備え、
互いに逆相関係にある周波数変調情報信号を遅延および
排他的論理和演算処理し、得られた演算処理出力信号を
低域通過フィルタを通して復調された情報信号を得るよ
うにした周波数復調回路において、第５のインバータを
構成するＮＰＮスイッチングトランジスタのコレクタ端
子に電流源を接続し、このＮＰＮトランジスタのコレク
タ端子とグランド間に抵抗手段を設けることにより、こ
のＮＰＮトランジスタの動作速度を高めることを特徴と
する周波数復調回路。