JPS61216555A - Ｍｓｋ信号の復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、再生クロックの捧の周波数の信号の位相に
関係なく、常に復調データの中央を識別することができ
るようにしたＭ８に信号の復調装置に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

ＭＳＫ信号は、１シンゲル（Ｔ秒）の間に位相調方式で
、各シンゲル間の搬送波位相が連続であり、そのため定
包絡線（Ｃｏｎａｔａｎｔ　Ｅｕｖｅｌｏｐｅ）かつ信
号スペクトラムの集中度が高い方式として知られている
。

ＭＳＫ信号の復調方式として、 （ａ）　　ＭＳＫ信号はＦＳＫ信号の１種とも考えられ
ることがら、ＦＭ検波器を用いて復調する方法、（ｂ）
１７ンゲルの間に位相か十−または−丁変化することを
利用して先行シンゲルを１シンゲル時間Ｔ遅延させた後
９０’シフトさせ掛算する遅延検波方式、 が簡易な方式である。前記２方式は復調装置が簡易な方
式となる反面、同一〇／Ｈに対するビット誤シ率が復調
装置側で搬送波を再生し、同期検波する同期検波方式に
比べ悪いという欠点を有する。

復調装置側で搬送波を再生する方式としては、第４図に
示すようにＱＰＳＫ　（Ｑｕａｄｒａｔｕｒ＠Ｐｈａｓ
ｅＳｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ　）復調装置と同様入力信
号を４逓倍し、変調信号の影響を除去する方法が考えら
れる。

すなわち、入力信号１はクロック再生回路２回路３に入
力され、そこで周波数をτに分周して位相のシフトしな
い出力３＆を積分識別回路４に送出するとともに、位相
を９０°シフトした出力３ｂを積分識別回路５に送出す
る。

また、入力信号１はキャリア再生回路６内の４逓倍器６
ａおよび掛算回路７，８に入力される。４逓倍器６＆に
入力された入力信号１はそこで周波数が４逓倍され、掛
算回路６ｂに送られる。

掛算回路６ｂは発振器６ｄの出力信号とを掛算して低域
フィルタ６ｃに入力し、この低域フィルタ６ｃで周波数
の低い領域成分を通過させ分周回路６龜で周波数を１に
分周する。この分周回路６・の出力６・１はそのまま掛
算回路７に送るとともに、９０’位相器９を通して位相
を９０°シフトさせて掛算回路８に出力する。

掛算回路７は入力信号１とｉ分周回路６・の出力との掛
算を行りて、積分識別回路４に出力し、また、掛算回路
８は入力信号１と９０°位相器９の出力とを掛算して積
分識別回路５に出力する。

積分識別回路４はτ分周回路３の出力３ａと掛算回路１
の出力とから積分状態を識別して復調データを出力する
。同様に積分識別回路５は掛算回路８の出力とｉ分周回
路３の出力３ｂとから積分状態を識別して復調データを
出力する。

この第４図のＭＳＫ復調方式は再生キャリアと再生クロ
ックが独立に生成されるため、２軸の同期検波出力のシ
ンゲルタイミングと識別のクロックタイミングが同期し
ないという欠点を持つ。

すなわち、ＭｓＫ信号は第６図の信号の生成過程で示す
ように、第６図（ａ）の同期Ｔの入力信号１に対して、
第６図（ｂ）、第６図（ｃ）にそれぞれ示すＩ、Ｑ軸の
データタイミングがＴｓ＠ｃずれている。送信側のＩ、
Ｑ軸のデータのどちらが復調軸１．２にあられれるかは
再生搬送波（第６図（ｄ）、第６図（ｅ））の位相で決
まるため確定できな〜ゝＯ したがって、第４図に示す復調方式では、復調データと
識別用クロックのタイミングの関係を１：１に限定でき
ないという欠点を有する。

この欠点を除去する方式として、第５図に示すように同
期検波出力からクロック成分を抽出する方式が考えられ
る。

この第５図の場合、入力信号１は第１図と同様のキャリ
ア再生回路６の１分周回路６・の出力を直接掛算回路７
に送るとともに、９００位相器９を通して掛算回路８に
送出する。掛算回路２はＴ分周回路６・の出力と入力信
号１との掛算を行って積分識別回路４に送出する。

掛算回路８は入力信号１と９０’位相器９の出力との掛
算を行って積分識別回路５に送出する。

また、掛算回路２の出力はクロック再生回路１０の振幅
識別回路１０ｈに入力され、そこでその振幅を判別して
掛算回路１ｏｂに出力する。

掛算回路１０ｂは発振器１０ｄの出力を１分周回路１０
．で分周した信号との掛算を行い、低域フィルター０ｃ
を通して、発振器１０ｄを駆そのまま積分識別回路４に
送出するとともに、９０°位相シフトした出力を積分識
別回路５に送出する。積分識別回路４は掛算回路７の出
力との出力とによシ、それぞれ積分状態を識別する。

この場合、再生搬送波が雑音の影響でサイクルスリップ
を生じ九場合、復調データタイミングがＴａ＠ｅずれる
ためクロック再生回路１０が同期はずれを生じ、その間
バースト誤シが発生する。

したがって、ＭｓＫ信号の復調装置としては、（ａ）　
　再生キャリアの位相によシ再生クロックの位相を制御
する方式、 （ｂ）　　再生クロックの位相によシ再生キャリアの位
相を制御する方式、 のいずれかとなる。

前者の代表例を第７図に示す。この復調方式は変調指数
ｌのＦＳＸ信号の復調方式として５ｕｎｄ・が考案した
復調方式を応用したものとして知られている。

との第７図において、入力信号を逓倍回路１２、掛算器
１３．１４に入力し、逓倍回路１２で入力信号の周波数
を２倍にして、（２π／ｃ＋工）ＨｚＴ 位相同期回路１ｓ、（２π／ｅ−…）Ｈｚ位相同期回路
１６にそれぞれ入力して（２π／ｃ　＋　２Ｔ　）　Ｈ
ｚとた後、それぞれ加算器１９．２０および掛算器２１
に出力する。

分周回路１２は同相の信号を出力し、分周回路１８は互
いに逆相の信号を出力する。これにより、加算器１９は
分周回路１７．ＩＩＩの出力を加算して掛算器１３に出
力し、加算器２０は分周回路１７の出力から分周回路１
８の出力を引いて掛算器１４に出力する。

掛算器１３は加算器１９の出力と入力信号とを掛算して
積分、サンプリングおよびダンプ回路２２に出力し、掛
算器１４は加算器２０の出力と入力信号とを掛算して積
分、サンプリングおよびダンプ回路２３に出力する。

一方、掛算器２１は両分周回路１７，１８０出力を加算
した後、ローフ４スフイルタ２４に入力し、そこで低周
波成分を抽出した後、論理和要素２５を通して積分、サ
ンプリングおよびダンプ回路２３にクロックとして出力
するとともに、ローフ４スフイルタ２４の反転信号をク
ロックとして、積分、サンプリングおよびダンプ回路２
２１ｆＣ出力する。

積分、サンプリングおよびダンプ回路２２゜２３はそれ
ぞれクロックに基づき掛算器１３゜１４０出力を積分、
サンプリング、ダンプして、差動増幅および復号化回路
２６．２７に送出し、そこで復号化した後、並−直列変
換回路２８からシリアルの復調信号を得るようにしてい
る。

このキャリア従属型ＭＳＫ復調方式は高周波での位相同
期ループが二つ必要であり、かつ高周波段での２逓倍、
２分周回路が必要となるため装置が複雑、高価になると
いう欠点を有する。

〔発明の目的〕

この発明は前記従来の各方式の欠点を除去するためにな
されたもので、簡易な構成でかつ高性能のＭ８に信号の
復調装置を提供するととを目的とする。

〔発明の概要〕

この発明のＭＳＫ信号の復調装置は、ＭｓＫ信号の変調
成分を抽出して再生クロック信号を再生し、２個の直交
する同期検波器出力の低域成分を低域フィルタにより取
り出し、再生クロック信号の１７４の周波数でかつ直交
する２個の信号で掛算した後、この２個の掛算出力の積
をとってその出力と再生クロック信号との積をとるとと
くよシ入力信号と再生搬送波間の位相誤差の関数となる
信号成分を生成し、この位相誤差の関数となる信号成分
を制御電圧として電圧制御発振器の発振出力の位相を制
御して、再生搬送波を生成し、また前記２個の掛算出力
を再生クロック信号のＷの周波数で極性の異なるクロッ
ク信号で識別してＭＳＫ信号の直交する各軸のディジタ
ルデー夕を復調するようにしたものである。

〔発明の実施例〕

以下、この発明のＭＳＫ信号の復調装置の実施例につい
て図面に基づき説明する。第８図はこの発明のＭＳＫ信
号の復調装置に入力されるＭＳＫ信号の変調成分を抽出
するＭＳＫ変調器であ〕、この発明の復調装置の説明に
先がけて、ＭＳＫ変調器を概述するととくする。

この第８図において、入力信号が直並列変換器３１に入
力されると、そこで直列データが並列データに変換され
て、差動符号器３２　、３３に送られる。差動符号器３
２．３３で並列データを符号化して直交するＩ軸、Ｑ軸
のディジタルデータＩ（ｔ）　、　Ｑ（ｔ）を掛算器３
４．３５に出力する。

また、クロック信号が位相同期発振器３６に入力され、
この位相同期発振器３６からこのクロック信号と同期し
たクロック信号内１下か発生して掛算器３４に送られる
とともに、９ｏ０移相器３７ｆＣ入力され、そこで９０
’位相をシフトして、クロック信号−２Ｔ　　を掛算器
３５に送られる。

掛算器３４は差動符号器３２の出力１（ｔ）とクロック
信号廊下との掛算を行って、その結果！（ｔ）・”２Ｔ
を掛算器３８に出力する。同様にして、掛算器３５は差
動符号器３３の出力Ｑ（ｉ）とクロック信号ａｌＩ１台
とめ掛算を行りて、その結果Ｑ（ｔ）・ａｌ１２Ｔを掛
算器３９に出力する。

掛算器３８にはキャリア発振器４０から角周波数ω０の
搬送波（以下、キャリアと言う）血ωｏｔを掛算器３１
１１／Ｃ送出するとともに、９００移相器４１を通して
９０’位相をシフトさせてキャリア（２）ａｏｓを発生
させ、このキャリア（２）ａｏｓを掛算器３９に出力す
る。

掛算器３９はキャリア血ωａｔと掛算器３４の出力Ｉ　
（ｔ　）　・ｔｉｂａ　２Ｔ　　との掛算を行って、１
（ｔ）−ｇｍ１丁−血ωａｔを算出して加算器４２１１
Ｃ出力する。

同様にして、掛算器３９はキャリア億ωｏｔと掛算器３
５の出力Ｑ（ｔ）・ａｌｌ−ｉとの掛算を行９Ｔ て、Ｉ（ｔ）・”２Ｔ−（２）ａｏｓを算出して加算器
４２に加える。

加算器４２はこの両掛算器３８．３９の出力を加算して
、バンドパスフィルタ４３にょシ所定の周波数帯域のＭ
ＳＫ信号の変調信号１（ｔ）−ｍ−汁・ｔｎωｏ　ｔ　
＋　Ｑ（ｔ）　ａｏｓ　）１ωｏｔを出力する。

Ｑ（ｔ）・Ｃｏｇπ・（２）ａｏｓが第１図のこの発明
の第１の実施例の復調装置に入力されるＭＳＫ信号の入
力信号５（ｔ）となるものである。

この入力信号５（ｔ）は上述と同様の次の（１）式とし
て表わされる。

Ｓ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）−ｍωｏ　ｔ　―ｄｎ庄＋　Ｑ（ｔ
）　・ａｓωｇｔ６ｃｍ、。

・・・　（１） この（１）式において、ωＧはキャリア角周波数（ｒａ
ｄ／ｓｅｅ　）であり、Ｔはデータ長（ａｅｃ）である
。この入力信号５（ｔ）は第１図において、掛算器ｓｏ
、５１．および搬送波位相同期ループ５２（クロック信
号発生回路）のバンドパスフィルタ５２ａに入力される
ようになりている・搬送波位相同期ループ５２のバンド
パスフィルタ５２＆の出力は包結線検波器５２ｂにより
包絡線検波を行ってＭＳＫ信号の変調成分を抽出し、そ
の出力を同期検波器５２ｃに送出するようになっている
。この同期検波器５２ａには、電圧制御発振器５２ｅ（
以下、ｖＣＯと言う）からロー・譬スフィルタｊｌｄを
通した出力が入力されるようになっており、ローノ々ス
フィルタ５２４の出力により同期検波器５２ｅは包絡線
検波器５２ｂの出力を同期検波し、その出力をＶＣＯ５
２・に印加するようになっている。

ＶＣＯ５２・はとの同期検波器５２ｃの出力によシ発振
周波数が制御されるようになっている。

ＶＣＯ５２ｅの出力は掛算器ｓｒｓ”１２分周回路５３
に送出するようになっている。Ａ分周回路５３の出力は
タイミング判定器５６（Ｄ−７リツプ・フロッグによシ
構成されている）および極性反転器５５を通してタイミ
ング判定器５７（Ｄ−７リツプ・７０ツブによ）構成さ
れている）送出するよう罠なっている。

またＡ分周回路５３の出力はＡ分周回路５８を通して、
９０°移相器５９、掛算器６０に送出するようになりて
いる。

上記９０’移相器５９の出力は掛算器６２に送出するよ
うになっている。

掛算器６１はｖｃｏ　ｓ　ｚ・の出力と掛算器６３の出
力との掛算を行ってロー／４スフイルタロ４を通してＶ
ＣＯ６５に出力するようになっている。

ＶＣｏ　６５は、このローノ々スフイルタロ４の出力電
圧によ）発振周波数を制御して同期検波器５０に出力す
るとともに、９０ｃｈ移相器６６を通して同期検波器５
１に出力するようになっている。

同期検波器５０は、ｖｃｏ　ｓ　ｓの出力で入力信号８
（ｔ）の同期検波を行ってその出力をロー・母スフイル
タロ１に出カシ、ローフ４Ｘフイルタ６７の出力は掛算
器６０に送出するようになっている。

また同期検波器５１は９０６移相器６６の出力で入力信
号５（ｔ）を同期検波して、その出力をロー　１４スフ
イルタロ８に出力するようになっている。このローノ々
スフイルタロ８の出力は掛算器６２ｆｌＣ送出するよう
になっている。

掛算器６０はロー／４スフイルタロ１の出力とＡ分周回
路５８の出力との掛算を行りて掛算器６３、タイミング
判定器５２に出力するようにしており、同様にして、掛
算器６２はＱ　−／々スフイルタロ８の出力と９０°移
相器５９との掛算を行って掛算器６３、タイミング判定
器５６に出力するようになっている。

掛算器６３は、掛算器６０の出力と掛算器６２の出力と
の掛算を行うて掛算器６１に出力するようになっている
。

タイミング判定器５１は極性反転器５５の出力を基にし
て掛算器６６の出力のタイミングを判定してＭＳＫ信号
の直交する！軸のディジタルデータの復調信号を出力す
るようになりている。

同様にして、タイミング判定器５１はＡ分周回路５３の
出力を基にして、掛算器６２の出力のタイミングを判定
してＭＳＫ信号の直交するＱ軸のディジタルデータの復
調信号を出力するようになっている。

次に、以上のよりに構成されたこの発明のＭＳＫ信号の
復調装置の動作について説明する。

（１）式で示した入力信号５（ｔ）において、Ｉ（ｔ）
　。

Ｑ（ｔ）は送信側のデータ信号の状態によシ定まる係数
で「＋１」、または「−１」の値をとる。

πｔ　　　　　πｔ このｘ（ｔ）　、　Ｑ（ｔ）および血−０可πのタイミ
Ｔ ング関係を第２図に示す。

第２図かられかるようにＩ（ｔ）（Ｗ、２図（ａ））は
０，２Ｔ、４Ｔ、・・・２ＮＴ　（Ｎは整数）にシンボ
ルの変化点をもってお〕、また、第２図（ｂ）に示すよ
うに、Ｑ（ｔ）はＴ、３Ｔ、・・・（２Ｎ−）−１）Ｔ
（Ｎは整数）にシンボルの変化点をもっている。

入力信号５（ｔ）は分配器（図示せず）で３出力に分配
される。その出力の一つは狭帯域のバンドパスフィルタ
５２ｈへ供給される。狭帯域のバンドパスフィルタ５２
ｍは通過帯域幅が入力信号５（ｔ）の伝送帯域幅よシ狭
い帯域フィルタである。したがりてバンドパスフィルタ
５２ｍの出力には変調成分に対応し九包絡線変化が生じ
る。包結線検波器ｊｊｂはその変化成分を検出する回路
で、その出力は同期検波器５２ｅへ供給される。

同期検波器５２　ｃ　、　ＶＣＯＳ　ｊ　＠　１０−パ
スフィルタ５．？ｄは位相同期ループ５２を形成し、入
力信号５（ｉ）の変調クロック成分に同期した再生クロ
ック信号ｆ（ｔ）　（第２図（ｅ））を生成する。

（１）式よシ再生クロック信号ｆ（ｔ）は次のようにあ
られされる。

ｆ（ｔ）　＝自生　　　　　　・−（２）この位相同期
ループ５２はクロック信号再生回路として動作する。再
生クロック信号ｆ（ｔ）はＡ分周回路５３へ供給される
。Ｗ分周回路５３はディジタル信号の場合フリップフロ
ップ回路で簡単に構成できる。

このＷ分周回路５３の出力信号ｇ（ｔ）　（第２図（ｆ
）、第２図（ｇ）λ家、回路の初期動作状態によ）次の
（３）式、（４）式に示す２通との状態をとる（すなわ
ち、１８０°の不確定性を持つ）。

ｇ（ｔ）＝十自−または　−出御　　　・・・（３）Ｔ
　　　　　　　　　　　　Ｔ また、この機会周回路５３の出力ｇ（ｔ）を９０’移相
器５４を通すことによシ、その出力ｈ（ｔ）が（４）式
のようになる。

ｈ（ｔ）　＝＋（２）−または　−（２）−・・・（４
）Ｔ　　　　　　　　　　　　Ｔ したがって、以下に二つの状態について回路動作状態を
説明する。

囚　　ｇ（ｔ）　＝＋ｇｈＩ”　（ｈ（ｔ）　＝「ノド
＠　ｖＣｏ　　６５　（ｒ）Ｔ　　　　　　　　　　　
Ｔ 出力Ｒ１（ｔ）を次のように定義する Ｒ、（ｔ）　＝ｍ　（ωａｔ＋ψ）　　　　　・・・（
５）この（５）式において、ψは入力信号５（ｔ）のキ
ャリアとｖｃｏ　ｔ；　ｓの出力Ｒ１（ｔ）の位相差で
ある。

このとき同期検波器５０．５１の出力ａｍ　（ｔＬ、、
（１）は次式で与えられる。

ａｌ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）Ｘｍ（ωｏｔ＋ｗ）　　　＝（６
）ａ　ｚ　（ｔ）　＝　８（ｔ）　Ｘ（Ｘ１ｇ　（ωａ
ｔ＋ψ）　　−（７）この同期検波器５０．５１の出力
信号ａ□（ｔ）。

ａ　ｓ　（ｔ）　ハ’ｆ−ｔＬぞれローパスフィルタ６
７．６８へ印加される。ローパスフィルター；７／、６
Ｂハ高域のキャリアおよびその高調波成分を除去するも
ので、その出力ｂｔ　（ｔ）　、　ｂｓ　（ｔ）はそれ
ぞれ次式となる。

ｂ　５（ｔ）　＝　　（１（ｔ）・血−・（２）ψ＋Ｑ
（ｔ）・町「血ψ）２　　　　２Ｔ ・−（８） １　　　πｔ　　　　　πｔ ｂｓ（ｔ）＝　　（Ｉ（ｔ）ｓｆｎ−・幽ψ＋Ｑ（ｊ）
（ＸＳＴ”　房ψ）２　　　訂 ・・・（９） ロー／４スフイルタロ２の出力信号ｂｓ　（ｔ）は掛算
器６０に送られ、ロー１４スフイルタロ８の出力信号ｂ
ｚ（ｔ）は掛算器６２に送られる。掛算器６０はＷ分周
回路５８の出力ｇ（ｔ）とローパスフィルタ６１の出力
ｂｌ（ｔ）との積Ｌｓ　（ｔ）を出力する。同様に掛算
器６２はＷ分周回路５８ｏ′出力ｇ（ｔ、）を９０’移
相器５９で９０’位相シフトした出７１号ｋ（ｔ）とロ
ー／４スフイルタロ８の出力ｂｘ（ｔ）との積Ｌ　＊　
（ｔ）と出力する。

Ａ分周回路５８の出力信号ｇ（ｔ）は（３）式よシｇ（
ｔ）　＝士１１ ２Ｔ　　　　　　　　　　　”’（２）となる。したが
って９０°移相器５９の出力信号ｋ（ｔ）は ｋ（ｔ）　＝±ｃｘ１Ｍ−ｉ ２Ｔ　　　　　　　　　　　・・・αυとなる。故に掛
算器６０．６２の出力２１（１）。

ｔｚ　（ｔ）は次式で与えられる。

ＡＩ（ｔ）　＝　ｂｔ　（ｔ）　Ｘ　ｇ（ｔ）１　　　
　　　　　　　　πｔ ＝±−Ｉ（ｔ）　（−可←ｉＭψ）＋（２）ψ）・・・
ａ３ を鵞（ｔ）　”　ｂｓ　（ｔ）　Ｘ　ｋ（ｔ）１　　　
　　　　　　πｔ ＝±−Ｑ（ｔ）（ａ＋５（−ｙ＋Ｍψ）＋ｍψ）・・・
住騰 ただし、とのα３　、　＜１３式において、Ｍは新たに
導入した係数で次のα４．α９式で定義する。

Ｍ　＝　Ｉ（ｔ）　ｘ　Ｑ（ｔ）＝＋１　　（Ｉ（ｔ）
＝Ｑ（ｔ）・・・Ｉ ｇ＝Ｉ（ｔ）ｘＱ（ｔ）＝　−ｉ　　（１（ｔ）笑ｑ（
ｔ）　）・−（Ｉｓ この掛算器６０．６２の出力ｔｌ　（ｔ）　−ｔｚ　（
ｔ）はそれぞれ掛算器６３に送られ掛算される。掛算器
６０，６２．６３はアナログ型掛算器でも、またローパ
スフィルタのそれぞれの出力信号ｂ１（ｔ）、ｂｓ（ｔ
）をディジタル信号に変換した場合、排他的論理和回路
でも実現できる。

この掛算器６３の出力ａ（ｔ）は上記α２，０３式よシ
次式で与えられる。

ｃ（ｔ）＝　　Ｍ（ａｓｐ　ｃａｓ２（−ｉ＋Ｍ９！’
））１６　　　　　　　　Ｔ ＝ユＭ　（ａｘ　２ψ−ｃｔｘｚ　（Ｔ　＋　２Ｍψ）
）　　・・・αｅ２πｔ 上記掛算器６３の出力信号ｃ（ｔ）は掛算器６１に印加
されＶＣＯ５２ｅの出力信号／（１）と掛算される。掛
算器６１も掛算器６０，６２．６３と同様、アナログ型
、ディジタル型のいずれでもよい。この掛算器６１の出
力信号ｄ（ｔ）は上記の（２）式、　（ＵＳ式より −ｉＭｄｎ　（％’＋　２Ｍψ）４ｄｎ２９・・・αη と表わされる。この掛算器６１の出力信号ｄ（ｔ）はロ
ーパスフィルタロ４に送らｔＬる。Ｃ！　−ａ＃　スフ
イルタロ４は高周波成分を除去するもので、その出力、
（１）はα９式よシ次のように与んられる。

ｅ（ｔ）　＝　−ｇ−４ｇｈｘ２９　　　　　　　　　
　””　”ローパスフィルタロ４の出力信号・ｃｔ）　
ハｖｃ。

６５に加えられ、このＶＣｏ　６　Ｂの制御電圧として
供給されるから、その結果第１図中の一点鎖線で囲んだ
部分（５２の部分）は搬送波位相同期ループとして動作
する。

この搬送波位相同期ループ５２０安定点は５（ｔ）＝Ｏ
で１．（１）の微係数ｅ’（ｔ）が正になる点である。

したがってＩ式よシ 血２９）＝Ｏ，ｆナワチｆ＝Ｎｆｆ　（Ｎ＝０　、１　
、２・）　（１９である。

すなわち、この搬送波位相同期ループ５２は４相ＰＳＫ
のそれが４個の安定点をもつのに対し、二つの安定点（
Ｏ１π）しかもたない。これは再生クロック信号により
この搬送波位相同期ルーｆ５２が制御されているためで
ある。

前記α９式を（８）　、　（９）弐に代入して、ローフ
４スフイルタロ１．６８の出力信号ｂｔ　（ｔ）　＊　
ｂｍ（ｔ）は次のようｔｌられすことができる。

ｂｍ（ｔ）＝±−Ｑ（ｔ）・（２）−・・・（至）２　
　　　　　　　２Ｔ 一方、Ａ分周回路５８の出力信号Ｊ（ｔ）は（３）式％
式％（２） となる。したがって９０°位相器５９の出力信号ｋ（ｔ
）は ｋ（ｔ）　＝±”２Ｔ−・・・（至） となる。故に掛算器６００６２の出力信号ｔ１（ｔ）（
第２図（ｈ））、ｔｔ（ｔ）（第２図Ｃ１）　）　ハ四
式。

（ハ）式、に）式よシ Ｌｘ　（ｔ）　＝±−Ｉ（ｔ）龜２　ｆｔ　＝±−！−
Ｉ（ｔ）（１−（２）−）２　　　２ｒ４　　　　　Ｔ ・・・に） １ｘ　（ｔ）　＝±−Ｑ（ｔ）（２）２！１＝±”Ｑ（
ｔＸ１＋備工（）２　　　２Ｔ　　４　　　　　　Ｔ ・・・（ハ） となる。

この掛算器６０．６２の出力信号４　（ｔ）　ｐｔａ　
（ｔ）のタイミング関係は第２図に示すように出力信号
１１（ｔ）はｔ＝Ｔ、３Ｔ・・・（２Ｎ−１）Ｔがデー
タの中央となり、一方、出力信号Ｌｘ　（ｔ）はｔ　＝
　０．２　Ｔ・・・２ＮＴがデータの中央となっている
。

（４）の場合と同様に、機会周回路５８の出力信号ｊ（
ｔ）は ｊ　（ｔ）＝ｆｄｎ　（−−−）　＝上町「　　　　・
・・（イ）２Ｔ　　　　２ となる。また９０°移相器５９の出力信号ｋ（ｔ）はｋ
（ｔ）＝士備←−−−）工＋ｄａ…　　　・・・に）Ｔ
　　２ となる。故に掛算器６０，６！の出力ｊｔ（ｔ）−ｔｔ
（ｔ）は次式で与えられる。

１−ｔ　（ｔ）＝ｂｔ　（ｔ）　Ｘ　ｇ（ｔ）＝±ＬＱ
（ｔ）（−膚Ｍψ）紬ψ）・・・（ロ）１ｓ　（ｔ）　
＝ｂｓ　（ｔ）　Ｘ　ｋ（ｔ）＝−１−−Ｉ（ｔ）（−
（２）（ゴ＋Ｍψ）輸ψ）・・・（至）従って、掛算器
６１の出力ａ（ｔ）は次のように表わされる。

ｄ（ｔ）＝−ｍ−（や＋２９）−６４’血（里−２９）
＋上Ｍｄｎ　（”　＋２Ｍψ）−１血２９１　　＝−＠
４　　　Ｔ 故に、ローパスフィルタ６４の出力信号ｅ（ｔ）は次の
ように与えられる。

ｌ　　　　　　　　　　　　・・・（至）＠　（ｔ　）
　＝１　ｓ　＊　２ψ したがって、（Ｂ）の場合り搬送波位相同期ルーゾロ２
０安定点は（２）式より ψ＝（Ｎ＋−）π（Ｎ＝０．１．２・・・）　　　・・
・（３１）となる。。

すなわち、（２）の場合搬送波位相同期ループのとなる
。

（３１）式を（８）式、（９）式へ代入して、１　　　
　　　　ｔｔ ｂｘ　（ｔ）＝±−Ｑ（ｔ）・槙■　　　　　　・・・
（３２）ｂ冨（ｔ）＝±−ｘ（ｔ）・ＩＩｋＬπ　　　
　　・・−（３３）となる。

一方、機会周回路５８の出力信号ｊ（ｔ）およびこの出
力信号ｊ（ｔ）を９０°移相器５９で９０°移相した出
力信号ｋ（ｔ）はそれぞれ次の（３４）式、　（３５）
式として表わされる。

０　　　　　　　　　　・−（３４） ｊ（ｔ）−±（２）７ｒ ｋ（ｔ）　＝出自π　　　　　　　　　　・・・（３５
）この出力信号ｊ（ｔ）、　ｋ（ｔ）はそれぞれ掛算器
ｇｏ、６２でローノ々スフイルタロ’ｌ、６１１の出力
信号ｂｘ　（ｔ）　、ｂｘ（ｔ）と掛算されて、出力信
号Ａｘ　（ｔ）　（第２図（４）　、ｔｘ（ｔ）　（第
２図に））をそれぞれタイミング判定器、５７．５６に
出力する。

この出力信号ｔｓ　（ｔ）　−ｔｔ　（ｔ）はそれぞれ
次の（３６）式、　（３７）式で表わされる。

ｔｘ（ｔ）富士−Ｉ（ｔ）　（１−（２）−）　　　・
・・（３７）４　　　　　　　　　　　丁 この（３６）式、　（３７）式かられかるように、（Ｂ
）の場合は掛算器６０．６２の出力信号ｔｔ（ｔ）。

ｔｔ（ｔ）が丁度に）の場合と逆になっている。しかし
、極性反転器５５で得られる識別タイミング信号−ｇ（
ｔ）　（第２図（ω）、Ａ分周回路５３から得られる識
別タイミング信号十ｇ（ｔ）　（第２図（１））も丁度
（４）の場合と逆になるので、各軸のデータタイミング
と識別／４ルスタイミングは同じ組合せとなり、データ
の中央を識別する。

以上説明したように１第１図の実施例は再生クロックの
Ａ周期の信号の位相に関係なく常に復調データの中央を
識別することができる。

なお、復調軸１，２のどちらに送信側のＩ軸データ、Ｑ
軸データ復調されるかは重要な問題ではない。すなわち
、オフセラ）　ＱＰＳＫ信号の復調装置と同様に、Ｉ軸
データ、Ｑ軸データには時間的な順序関係があるので、
並列−直列交換時、２軸のデータをＴ秒同期で順次、切
り換えて送出するだけでよい。

また、復調データは前記のように、（±）の極性アンピ
ギエイティが残るが、これは下記（７）。

０）のいずれかの方法で解ける。

（７）送信側でＩ、Ｑ各軸を差動符号化、受信側で復調
後差動復号化する方法（差動符号化方式）、 （へ）送信符号中に特定の７４ターンをあらかじめ挿入
しておき受信側で、復調された特定ｉ４ターンの形から
復調データの極性を判定する方法（コヒーレント方式）
、 上記の方法はオフセラ）　ＱＰＳＫ信号の復調装置と同
一の方法である。これはＭＳＫ信号が前記の信号生成過
程から明らかなようにオフセットＱＰＳＫ信号の各軸の
信号をそれぞれ”２Ｔ’−２Ｔで平衡変調することによ
って得られるところから、ＭＳＫ信号を復調、タイミン
グ識別した後の信号の形式はオフセットＱＰＳＫと同一
になるところから明らかである。

次に、この発明のＭＳＫ信号の復調装置の第２の実施例
について説明する。第３図はこの第２の実施例を示すブ
ロック図であり、この第３図において、第１図と同一部
分は同一符号を付してその説明を省略し、第１図とは異
なる部分を重点的に述べる。

この第３図に示すように復調データか−らクロック信号
を再生する手段も上記実施例と異なっている。すなわち
、搬送波位相同期ループ５２において、排他的論理回路
５２ｆは振幅識別器’１０．７１の出力の排他的論理和
をとって、同期検波器５２ｅに出力するようになってお
り、同期検波器５２ａにはＶＣＯ５２・の出力が入力さ
れるようになっている。同期検波器５２ｃの出力はロー
ノＪ？スフイルタを通してｖＣＯに入力されるようにな
っている。

振幅識別器７０．７１はそれぞれ掛算器６０゜６２０出
力の振幅を識別して、排他的論理和回路５２ｆ１タイミ
ング判定器５１．５６上に出力するようにしている。

また、掛算器６１にはＷ分周回路５８の出力を９０°移
相器５４を通して加えるようになっている点が第１図と
は異なるものである。

この第３図の場合高周波段での狭帯域フィルタと包絡線
検波器が不用となシ、クロック再生回路をすべてディジ
タル回路で構成できるという利点をもつ。

また、第１図の場合はクロック同期確立後キャリア同期
が確立するというシーケンスとなるためクロック再生回
路はキャリア同期回路の影響をうけず極めて安定な回路
であるが、この第３図の場合復調データからクロック信
号を再生するため、クロック再生回路はキャリア同期状
態の影響をうける。

しかし、送信クロック信号はキャリアに比べ極めて安定
した場合、クロック再生回路のＶＣＯは高安定化できる
。したがって、クロック同期ループのループ帯域をキャ
リア同期ループのそれに比べ十分狭くすることができる
ので、キャリア同期がはずれた状態でもキャリアが再同
期するに十分な時間はクロック同期を保持することがで
きる。

したがって、キャリアに比ベクロックの安定性が十分高
いＭ８に信号の復調装置として変形例が実現可能である
。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明のＭ８に信号の復調装置によれ
ば、ＭＳＫ信号の変調成分を抽出して再生クロック信号
を再生し、２個の直交する同期検波器出力の低域成分を
低域フィルタにより取シ出し、再生クロック信号の１７
４の周波数でかつ直交する２個の信号で掛算した後、こ
の２個の掛算出力の積をとってその出力と再生クロック
信号との積をとることによ）、入力信号と再生搬送波間
の位相誤差の関数となる信号成分を生成し、この位相誤
差の関数となる成分を制御電圧として電圧制御発振器の
発振出力の位相を制御して、再生搬送波を生成し、また
前記２個の掛算出力を再生クロック信号の、１／１２の
周波数で極性の異なるクロック信号で識別してＭＳＫ信
号の直交する各軸のディジタルデータを復調するように
したので簡易な構成で再生クロックの捧の周波数の位相
に関係なく常に復調データの中央を識別できる利点を有
する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明のＭＳＫ信号の復調装置の一実施例の
ブロック図、第２図は第１図のＭ８に信号の復調装置の
動作を説明するためのタイムチャート、第３図はこの発
明のＭＳＫ信号の復調装５図はそれぞれ従来のＭＳＫ信
号の復調方式のブロック図、第６図は第５図の復調方式
の動作を説明するためのタイムチャート、第７図は従来
のキャリア従属型ＭＳＫ復調方式のブロック図、第８図
はとの発明のＭＳＫ信号の復調装置に適用されるＭＳＫ
変調信号を作成するＭＳＫ変調器のブロック図である。 ５０．５１，５２ａ・・・同期検波器、５２・・・搬送
波位相同期ループ、５２　ｅ　、　６５　・−ＶＣＯｌ
ｓｏｒｔ・・・排他的論理和回路、５３．５８・・・機
会周回路、５９．６０・・・９０’移相器、５５・・・
極性反転器、５６．５’ｉ・・・タイミング判定器、６
０〜６３・・・掛算器、７０．１１・・・振幅識別器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ＭＳＫ信号の変調成分を抽出し、再生クロック信号を再
   生する回路と、２個の直交する同期検波器の出力の低域
   成分を低域フィルタにより取り出した後、この２個の直
   交する同期検波器の出力を前記再生クロックの１／４の
   周波数でかつ直交する２個の信号でそれぞれ掛算する２
   個の掛算回路と、この２個の掛算回路出力の積を取る掛
   算回路と、この掛算回路出力と前記再生クロックとの積
   を取ることにより、入力信号の周波数と再生搬送波間の
   位相誤差の関数となる信号成分を生成する手段と、この
   位相誤差の関数となる成分を制御電圧として電圧制御発
   振器の発振出力位相を制御することにより再生搬送波を
   得る搬送波同期回路と、前記再生クロック信号の１／２
   の周波数で極性の異なるクロック信号で前記２個の掛算
   器の出力を識別してＭＳＫ信号の直交する各軸のディジ
   タルデータを復調する手段とよりなることを特徴とする
   ＭＳＫ信号の復調装置。