JPS61199480A - 電圧形ｐｗｍインバ−タの電源回生方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、順、逆変換器からなり循環電流無し方式で
運転されるサイリスタ変換装置を介して直流給電される
電圧形パルス幅変調（ＰＷＭ）インバータにおける電源
回生方式に関する。

〔従来の技術〕

第２図はかかる電圧形ＰＷＭインバータ制御方式の従来
例を示す構成図である。

まず、その主回路は、３相交流電源１に逆並列構成の三
相ブリッジ整流回路（サイリスタ変換器２．２）を接続
し、その直流側に直流リアクトル４および平滑コンデン
サ５からなるフィルタ回路を介してインバータ３に接続
し、その交流側に誘導機７を接続して構成される。

インバータ３の制御には、例えば公知の周波数速比形ベ
クトル制御方式が採用され、具体的には速度検出器８．
電流検出用変成器１０　、速度設定器３７．速度調節器
（ＡＳＲ）３６．ベクトル演算器３４．電流調節器（Ａ
ＣＲ）３３．パルス幅変調器３２およびベース駆動回路
３１等より構成される。

その動作は次のとおりである。速度調節器（ＡＳＲ）３
６は、設定器３７を介して与えられる速度設定値ｎ”と
速度検出器８にて検出される速度実際値ｎとの偏差を零
にすべく所定の演算を行ない、所定の操作出力を出す。

ＡＳＲ３６の出力はトルク指令（トルク電流指令ＩＴ）
となり、ベクトル演算器３４に与えられる。ベクトル演
算器３４はトルク指令値（ｉ、Ｌ検出器８で検出された
速度実際値ｎ、その内部で予め設定された磁束指令値（
Φ　）および誘導機７０２次側抵抗値等から、誘導機７
の１次電流指令値（１１）をベクトル演算し、これを出
力する。この１次電流指令値（ｉｌ）と変流器１０　に
て検出される１次電流検出値（１１）との偏差は電流調
節器３３に与えられ、これにより電流調節器３３はこの
偏差を零にすべく所定の操作出力を出してパルス幅変調
器３２に与える。

パルス幅変調器３２はＡＣＲ３３を介して与えられる変
調波制御信号（Ｍ）と所定搬送波信号（Ｃ）との比較を
行ない、その結果に応じた所定のオン。

オフ信号（ＰＷＭ信号）を出力し、ベース駆動回路３１
を介してインバータ３の所定のトランジスタを動作させ
ることにより、所定三相交流電圧を発生し、負荷７を駆
動する。

一方、電源側変換器２，２　はいわゆる循環電流無し方
式で運転される。例えば電流マイナループ付電圧制御方
式が用いられ、具体的には電流検出用変流器１０．整流
器１１．電圧設定器２９９変換器切替回路２８．電圧調
節器（ＡＶＲ）２７゜電流調節器（ＡＣＲ）２６．位相
角発生器２２゜ゲ→パルス発生器２１および２１　等が
設けられる。

その動作は次のとおりである。電圧調節器（ＡＶＲ）２
７は、電圧設定器２９からの設定値と直流中間電圧検出
値との偏差を零にすべく所定の演算を行ない、その結果
を電流指令値として出力する。電流調節器（ＡＣＲ）２
６はこの電流指令値と変流器１０および整流器１１を介
して得られる電流実際値との偏差を受け、この偏差に応
じた出力を位相角発生器２２に与えて位相制御角を調節
する。位相角発生器２２の出力はゲートパルス発生器２
１．２１に与えられ、それぞれの変換器２．２　にゲー
トパルスとして与えられる０変換器切替回路２８は順、
逆変換器２，２　の切替えを行なうために設けられ、例
えば電流指令方向（例えば、ＡＶＲ２７の出力が正であ
れば駆動、負であれば制動）が切替ると、まず位相角発
生器２２にパルスシフト指令（位相角を最大遅れ位相角
にして電流を零に絞る指令）を与えて電流を減少させ、
この電流が零になったことを確認して今まで選択されて
いたゲートパルス発生器２１または２１′をしゃ断した
後、逆側のゲートパルス発生器２１または２１　を選択
し、その後は位相角発生器２２に与えたパルスシフト指
令を解除して変換器２゜２　の切替えを行なう。

〔発明が解決しようとする問題点〕

電源側変換器は通常、電源回生無しの場合はダイオード
整流器で構成される一方、電源回生を行なう場合はサイ
リスタ変換器で構成される。このときそれぞれの出力電
圧ｇｄは、次式の如く表わされる。

ダイオード整流器の場合 １ｉ；ｄ＝　ｐｊｄｏ、、、・・・　（１）サイリスタ
変換器の場合 Ｅｄ＝Ｅｄｏ−ＣＯ３α　　　　　　　・・・・・・　
（２）た”Ｌ、Ｂｄ□は無制御時の最大直流中間電圧、
αは位相遅れ角である。つまり、電源回生を行なう場合
は、回生時の転流余裕角βに対応する位相遅れ角αの余
弦値、すなわちｃｏｓａ分だけ直流中間回路電圧を電源
回生無しの場合よりも下げる必要がある。換言すれば、
電源回生を行なう場合は、これを行なわない場合に比べ
て電動機電圧を下げなければならないという問題がある
。そして、電動機電圧を下げて電力回生を行なうという
ことは、同じ電力を回生ずるためにはインバータは大き
な電流を流すもの、すなわち電流容量が大きく、シたが
って高価なものが必要となることを意味している。

〔問題点を解決するための手段〕

順、逆変換器からなり循環電流無し方式で運転される変
換装置を介して直流給電される電圧形ＰＷＭインバータ
において、インバータはその変調比を所定の範囲で運転
し得るようにしておき、駆動時には順変換器を位相遅れ
角０゛で運転する一方、インバータはその変調比を所定
値となるように運転し、回生時には直流中間回路エネル
ギーを負荷に供給してその直流中間回路電圧を逆変換器
が転流可能な値に迄下げて逆変換器を所定の転流余裕角
を確保して運転する一方、インバータは変調比を駆動時
のそれよりも少なくとも大きくして運転することにより
、電動機電圧を駆動２回生時とも同じ値にして運転し得
るようにしたものである。

〔作用〕

ところで、直流中間回路電圧をＦ’ｄｓパルス幅変調に
おける搬送波信号（三角波信号）振幅に対する正弦波制
御信号振幅の比（変調比）をλ、電動機最大電圧をＥｍ
とすると、これらの間には次の如き関係が成立する。

Ｅｒｎ＝Ｅｄ＝ｆ（λ）　　　　　　　・・・・・・　
（３）つまり、電動機最大電圧Ｅｄは変調比λの関数で
あるｆ（λ）とＥｄとの積によって表わされる。このと
き電動機電圧、電流は変調比λがλ≦１では比較的高調
波成分の少ない正弦波であり、λ≧１では高調波をより
多く含んだ正弦波となることから、通常は、Ｅｍはλ−
１のときのｆ（λ）で決定される。そして、例えばλ−
１とλ−２のときのｆ（λ）の値を比較すると、λ＝２
の場合の方が略２０％程度大きく、一般的にはλが大き
い程ｆ（λ）の値も大きくなることが知られている（た
くし、λ〉２以上では略一定となる。）。したがって、
駆動時は直流中間電圧Ｅｄが先の（１）式の値となるよ
うに、かつインバータをλ−λ工□て運転し、回生時は
直流中間電圧Ｅｄが先の（２）式の値となるように、か
つインバータをλ＝匂２で運転したものとすると、 ｇｄｏ＠　ｆ（λｘ１）　−ｇ（１０ｃｏｓα、ｆ（匂
２）・・・・・・　（４） なる関係、つまり、 ｆ（λＨ）＝ｆ（λＸ２）・ｃｏｓα　　　　　・・・
・・・　（５）なる関係が成立するように運転ずれば、
電動機最大電圧１りｎｌを駆動、制動に関係なく等しく
することができる。すなわち、駆動時には順側変換器を
最大出力が得られるようにその位相遅れ角αを、α刊と
して運転する一方インパータをλ−λえ□（通常は、λ
、□≦１とされる。）で運転すれば、回生時には直流中
間回路電圧を電源側の逆側変換器が転流可能な値となる
まで下げてこの逆側変換器をβ（転流余裕角）制御し、
かつインバータを上記（５）式と同様の関係を満足する
λＸ２　（このとき、（５）式の遅れ角αに変えて転流
余裕角β（β−α）が用いられる。）にて運転すること
によって、電動機最大電圧を電源回生の有無に関係なく
等しくすることが可能になる。より簡単に云うならば、
回生時には転流余裕角βにて低下する分だけ変調比λの
値を大きく（λＸ２　＞　’ｌ　）することにより、実
現しようとするものである。なお、回生時に直流中間電
圧を下げるための手段が別途必要になることは云う迄も
ないが、こ＼では、直流中間回路エネルギーを負荷電動
機に供給して、その低下を図るようにしている０ 〔実施例〕 第１図はこの発明の実施例を示す構成Ｎである０これは
第２図と比較すれば明らかなように、インバータ制御回
路にはＡＳＲ３６の出力すなわちトルク指令をトルク指
令切替回路３５を介してベクトル演算器３４に与えるよ
うにし、かつパルス幅変調器３２の変調比λをλ〈２で
運転できるようにした点、また駆動／制動モードの検出
用として変圧器９．整流器１１および電圧比較器１２を
付加した点、さらに駆動／制動モード切替のための制御
回路１３を設けた点などが特徴である。なお、サイリス
タ変換器２，２を、こ−では位相角設定器２４．２４に
て設定される固定位相角で制御して直流中間電圧を発生
するようにした点も異なるが、この相違は本質的なもの
ではなく、第２と同様に電流マイナルーブ付電圧一定制
御を行なうようにしてもよいものでとる。また、電流制
限調節器２３および電流制限設定器２５は、種々の原因
で発生する過電流を抑制するために設けられる。

こ−で、駆動から制動モードへの切替動作について説明
する。

まず、制御回路１３は、ＡＳＲ３６の出力であるインバ
ータのトルク指令方向と検出器８による電動機回転方向
から制動モードであることを判別すると、トルク零指令
をベクトル演算器３４に与えるためにトルク指令切替回
路３５を動作させる一方、サイリスタ変換器制御回路の
位相角発生器２２．２２にハルスジ７ト指令を与え、変
換器電流を零にずべくゲート発生器ＦＮｔ２１　、２１
　ｔｔ。

や断するとともに、電動機７を駆動し、コンデンサ５の
エネルギーをこの電動機７で消費させ、コンデンサ電圧
を下げる。その後、コンデンサ電圧（直流中間回路電圧
）が予め逆側位相角設定器２４′で設定された位相角に
相当する電圧、すなわち転流可能電圧になったことが電
圧比較器１２で検出されるとこれが制御回路１３へ伝え
られるので、制御回路１３はゲートパルス発生器２１へ
のパルスしゃ断信号を解除するとともに、位相角発生器
２２．２２に対するパルスシフト指令を解除し、電源回
生制動を始める。同時に、トルク指令切替回路３５に対
するトルク零指令も解除してインノ々−夕による回生制
動を行なう０ 〔効果〕 この発明によれば、駆動／制動に関係なく電動機電圧を
等しくすることができるので、電力回生を行なうか否か
に関係なく使用すべき電動機をダイオード整流電圧によ
って決定し得る利点（電動機の選択が容易になる）がも
たらされるものである。したがって、従来の如く電動機
電圧を下げて電力回生を行なうものに比べて電流容量が
小さく、したがってより安価なインバータを使用するこ
とが可能となる。なお、回生制動時において直流中間電
圧を下げるために負荷に供給するエネルギーは、コンデ
ンサがもっているエネルギーの高々１０数−分でよいた
め、負荷に与える影響は殆んど無視することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第２図は電圧
形Ｐ’ＷＭインバータ制御方式の従来例を示す構成図で
ある。 符号説明 １・・・・・・交流電源、２，２・・・・・・サイリス
タ変換器、３・・・・・・インバータ、４・・・・・・
直流リアクトル、訃・・・・・平滑コンデンサ、７・・
・・・・交流（誘導）電動機、８・・・・・・速度検出
器、１０，１０・・・・・・交流変流器、１１・・・・
・・整流器、１２・・・・・・比較器、１３・・・・・
・制御回路、２１，２１・・・・・・ゲートパルス発生
器、２２゜２２・・・・・・位相角発生器、２３・・・
・・・電流制限調節器、２４．２４・・・・・・位相角
（α、β）Ｖ定器、２５・・・・・・電流制限値設定器
、２６，３３・・・・・・電流調節器（ＡＣ几）、２７
・・・・・・電圧調節器（ＡＶＲ）、２８・・・・・・
変換器切替回路、２９・・・・・・重圧設定器、３１・
・・・・・ベース駆動回路、３２・・・・・・ＰＷＭ変
調器、３４・・・・・・ベクトル演算器、３５・・・・
・・トルク指令切替回路、３６・・・・・・速度調節器
（ＡＳＲ，）、３７・・・・・・速度設定器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 順、逆変換器からなり循環電流無し方式で運転される電
   力変換装置を介して直流給電されるとともに搬送波信号
   振幅に対する正弦波制御信号振幅の比で表わされる変調
   比の制御が可能な電圧形パルス幅変調（ＰＷＭ）インバ
   ータにおいて、その駆動時には前記順変換器を直流中間
   回路電圧が最大となるようその位相遅れ角を零度として
   運転する一方インバータは前記変調比を所定の値となる
   ように運転し、回生時には直流中間回路エネルギーを負
   荷電動機に供給してその直流中間回路電圧を前記逆変換
   器が転流可能な値にまで下げたのち該逆変換器を所定の
   転流余裕角を確保して運転する一方、インバータは逆変
   換器にて転流余裕角を確保した分だけ変調比を駆動時の
   それよりも少なくとも大きくして運転することにより、
   電動機電圧を駆動、回生時とも同じ値にして運転するこ
   とを特徴とする電圧形ＰＷＭインバータの電源回生方式
   。