JPS61137406A - デジタル受信機用復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は請求の範囲第１項の上位概念の復調器を基礎と
する。

従来技術 ヨーロッパ特許出願第８００１４号公開公報（ＥＰ−Ａ
Ｉ−８００１４）からＦＭ信号用のデジタル復調器が公
知である。この公知の復調器は広帯域のアナログバンド
パスフィルタを有しこのフィルタにはＡ−Ｄ変換器が後
置接続されている。デジタル乗算器の後に本来の有効信
号をろ波するローパスフィルタが設けらｎている。後続
回路において、そのようにして形広されたデジタル信号
が後続処理される。このような構造ないしストラクチュ
アを実際に使用する際Ａ−Ｄ変換器にて所要ダイナミッ
ク特性に関して困難が生じる。すなわち前置フィルタ帯
域が本来の中間周波帯域より明らかに大である場える一
連の隣接送信機波が入り込む可能性がある。Ａ−Ｄ変換
器の所望の動作のためには信号全体の最大値を基礎とし
て、Ａ−Ｄ変換器により上記ダイナミック特性を強めな
けｎばならない。弱い送信機波を強い送信機波と共に選
別し得るには従来技術では高い分解能を有するＡ−Ｄ変
換器を使用する必要があり、そｎに、Ｃり、高速の所要
の時間特性に鑑みて困難全米たす。

従って公知のデジタル復調器は強力な送信機波の傍らに
配置された弱い送信機波に対して感度が悪いか、又はＡ
−Ｄ変換の際の所要の作動コストに基づき大きなコスト
？かけなけｎは実現不能である。

発明の目的 上記公知技術の欠点を取除くことを本発明の目的とする
。

発明の構成 上記目的は本発明に工ｎば請求の範囲Ｆ載の構成により
達成される。

従属請求項にて規定したような手段により、独−立請求
項にて特定した復調器の有利な実施例及び改善が可能で
ある。本発明の実施例によｎばバンドパスフィルタ及び
非巡回形フィルタは甘酸パルス応答において最小２乗誤
差が生じるように構放されているのである。こｎにより
。

著しいコス）ｆかけなけｎば除かｎ得ない残留ひずみが
極めてわずかになる。さらに本発明の別の実施例によｎ
ば非巡回形フィルタの等電器係数がメモリに記憶されて
おり使用されるバンドパスフィルタに適甘さｎでいるの
である。こｎによって、例えば復調器作成の原種々の目
的のため異なるバンドパスフィルタを用いる場せ。

交 例えばメモリユニットの変換によって、使用されたバン
ドパスフィルタに等比器特性を適合させることが可能で
ある。さらに、同じパンドパも スフイルタ使用の場せにてバンドパスフィルタ作成の除
土じるトレランス（許容偏差Ｊｔ−次のようにして補償
することが可能である、すなわち各バンドパスフィルタ
に対して個別にフィルタ係数の整合を行なうのである。

そｎによって。

そのように作成された復調器の均一な高い品質を得るこ
とが可能である。

さらに規則的間隔をおいて又は復調器の作動接続の際最
小２乗誤差の形成によって係数の計算を行ない、求めら
ｎた係数をメモリ中に入力すると有利である。

こｎによって等電器回路網のアダプティブ特性が達成さ
ｎ、その結果例えばバンドパスフィルタの老ｆヒ現象及
び、そｎに伴なう、技術データの変ｆヒが、デジタル等
化回路網の相応の補正によって補償さｎ得る。

さらにマルチパス受信の抑圧のため非巡回形フィルタを
使用すると好適である。このために、たんにフィルタ係
数を反射の強さ及び位相に依存して相応に整付させさえ
丁ｎばよい。たんに−重（単一）の反射のみに着目する
ならば非巡回形フィルタの著しい簡単化が得らｎる。そ
の場付係数の大部分が、零になり、その結果非巡回形フ
ィルタに対する回路コストが著しく低減される。

実施例 本発明の実施例を図示してあり、以下の記載にて詳しく
説明する。

ヨーロッパ特許出願第８００１４号公開公報では、中間
周波（ｚＦ）段の出力信号のサプノーーモニツク（低調
波）走査（サンプリングツ周波数にするため、アナログ
前置フィルタ作用を有するデジタル復調器が提案されて
いる。この場せ、前置フィルタ帯域幅と所要の走査（サ
ンプリングツ周波数との間の関係が示されている。

その際の目標は１つには相応にわずかに選定された前置
フィルタ帯域幅により走査（サンプリングツ周波数の有
効な低減全行なうことであり、もう１つは十分幅広のア
ナログ前置フィルタから発して、そｎにより、後にディ
ジタル的にろ波さるべき信号が、アナログフィルタの不
都せな特性に、Ｃｖ位相及び振幅特性の点でひずまさｆ
′１．ないようにすることにある。妥協的産物として提
案されたのは受信すべき信号の帯域幅よジ遥かに大きい
前置フィルタ帯域幅である。上言ｅディジタル復調の基
本的技術思想に上記ヨーロッパ特許出願明細書に詳しく
示されている。そこに示さまた構成ないしストラクチュ
アの実地の使用の際Ａ−Ｄ変換器におけるダイナミック
特性要求に関して難点かある。

すなわち前置フィルタ帯域幅が本来の中間周波（ＺＦ）
帯域幅より明らかに大に設定されると、当該の帯域にて
有効（利用）送信機波のほかに一連の隣接送信機波（こ
ｆ′Ｌはレベルの点で利用送信機波を著しく越えること
がある）が入り込む場会が避けらｎない。このことが特
に次のような場曾該当する、即ち受信場所が１例えば車
両にて常時変化する場せである。従って、信号処理前に
、十分なダイナミック特性の余裕を有し従って比較的大
きな語長を処理すること全装するＡ−Ｄ変換器が必要で
ある。

但し、そこで、アナログ前置フィルタによる狭帯域フィ
ルタ作用は補償さｎなけｎばならない大きな位相ひずみ
、減衰ひずみを惹起する。

このことは公知復調器のローパスフィルタ対に代るデジ
タル等電器音用いて行なわｎる。こｎらデジタル等電器
は送信磯波選別の役割をもはや有しておらず、アナログ
前置フィルタの非直線特性の補償の役割を有する。

第１図に等電器回路網を有するデジタル受信機のブロッ
ク図である。アナログ中間周波信号はバンドパスフィル
タとして構成された狭帯域フィルタ１０に到来する。ア
ナログフィルタ１０にｕＡ−Ｄ変換器１１が後続する。

Ａ−Ｄ変換器１１のデジタル出力側にはデジタル乗算器
１２．１３が接続されており、その際−乗算器１２では
走査ないしサンプリング後生じる搬送周波ｆｏｆｆｉ有
する余弦関数との乗算が１行なわれ、一方、乗算器１３
では同じ周波数の正弦関数との乗算が行なわｎる。乗算
器１２には非巡回形フィルタ１４と１７がつづいている
。フィルタ１４の出力側は加算器１８に接続されており
、フィルタ１７の出力側は加算器Ｉ９に接続されている
。乗算器１３には同様に２つの非巡回形フィルタ１５．
１６が接続されており、その際非巡回形フィルタ１５の
出力側は加算器１９の別の入力側に接続ざｎ、非巡回形
フィルタ１６の出力側は加算器１８の別の入力側に接続
されている。デジタル加算器１８．１９の出力側は振幅
制御回路２０に接続さｎておジ、この制御回路は公知の
ように構放されており、例えばヨーロッパ特許出願第８
００１４号公開公報に詳述されている。振幅制御回路２
０の出力信号は一方の分岐にて時限素子２１に達し、他
方の分岐にて時限素子２２に達する。時限素子２１．２
２は夫々乗算器２３．２４に接続されており、この乗算
器には他方の分岐の遅延さｎていない信号が供給される
。乗算器２３．２４のデジタル出力信号は加算器２５に
達し、その際乗算器２３の出力信号は加算的に、まだ乗
算器２４の出力信号は減算的に加算器２５ｖｃ供給され
る。そこで、加算器２５にはアークサインテーブル２６
がつづいている。このテーブル２６の出力側からは低周
波デジタル受信機が取出可能である。

遅延素子２１．２２、乗算器２３．２４、加算器２５、
アークサインテーブル２６を有する回路装置は上記のヨ
ーロッパ特許出願公開公報に記載しである。よってデジ
タル復調器のそｎら部分の詳細な説明は不要である。

非巡回形フィルタ１４，１５，１６．１７の動作及びそ
の具体的構成を以下の図を用いて詳細に説明する。

非巡回形フィルタのうちフィルタ１４．１５ハハルス応
答ｅ、　（ｋ）’に有し、他の２つの巡回形フィルタ１
６．１７はパルス応答ｅＨ（ｋ＞ないし−ｅＨ（ｋ）ｋ
有する。非巡回形フィルタの実施例は例えばＨ，Ｗ、　
シュスラー著゛デジターレジュステーヌツア　ジグナル
フエアアルバイトウング″７ユプリング出版社、ベルリ
ン１９７３年に記載されている。１例について以下略述
する。

デジタル等電器ｅ　（ｋＪ及びｅｉ＜ｋ）の係数は次の
ように設計さｎていなけｎばならない、即ちアナログバ
ンドパスフィルター０及び等電器の直列接続体が、公知
技術水準によるデジタル受信機にて用いられるような最
適ｆヒローパスンイルタ対と同じ作用をするように設計
さｎていなけｎばならない。係数の展開のための成果を
立てる線式の数が１通常係数の数を越えるので、最小２
乗誤差の生じるような解法が解かｎねばならない、即ち
係数は次の工うに選定さｎねばならない、即ち、系全体
のパルス応答が最適化された中間周波（ＺＦＪローパス
フィルタのそｎ２最適近似するように選定さｎねばなら
ない。

最小２乗誤差の生じるような解法設定はそｎ自体公知で
あり１例えば論文、Ｈ・シエンク著、“エントプルフフ
オンゼンデーウントエンプフアングス　フユールデシア
インザツツインテシターレモデムス”（デジタルモデム
での使用のための送受信フィルタの設計〕、アルヒーフ
フユールエレクトリノシエユーハート５−クング（電気
伝送シリーズノ、Ｎｏ、　３　ａ、１９７９年４２５頁
〜４３１頁に記載されている。

１例を用いて１等比回路網の動作について詳述する。第
２図ａは大きさ周波数特性、第２図すは受信機における
使用のだめの市販のセラミック中間周波（ＺＦＪフィル
タの群伝播時間を示す。フィルタの求めらまた値から等
化回路網を計算する場合、種々異なる等化器分岐の係数
セットが得らｎ、その際実施例では各２４の係数が設け
らｎでいる。第３図ａａ非巡回形フィルタ１４．１５の
係数の例を示し、第３図ｂｕ非巡回形フィルタ１６．１
７の係数の例を示す。

非直線性ひずみの可能な低減を第４図に示す。

その場合達成可能な等化は幾つの係数で最適化が行なわ
ｎるかに依存する。第４図ａ）は等ｆヒ器を使用しない
で７５ＫＨｚの周波数偏移幅の場合変調信号の周波数の
関数として、復調された信号の歪率（クリルファクタ）
ｋ示す。第４図ｂ）には各分岐中に異なる数の等電器使
用の際の歪率（クリルファクタノカープを相対照し、て
示す。

例えば３２，２４．１６の係数の場合のカーブを示す。

傭菜緻の増大と共に改善が行４わｎ得るがその際係数の
増大と共に改善度がより小さくなる。

第５図は例えばフィルタ１４〜１７に用いらｎ得るよう
な非巡回形フィルタを示す。入力信号ＥｆｌＮ段のシフ
トレジスタに達し、その際各シフトレジスタロケーショ
ンＨＲＡＭｔ　０６と接続されている。ヨーロッパ特許
出願第８００１４号公開公報にて記載されているように
非巡回形フィルタの入力側から出力側への走査（サンプ
リングツ周波数の低減がファクタＮだけ（Ｎ分の１］行
なわｎる場合、上記シフトレジスタは入力列の中間値の
捕捉に用いられる。以下Ｎ＝４の例を選んで説明する。

シフトレジスタは入力クロックＴＥによってクロック制
御される。ＲＡＭＩ　Ｏ６の出力側は乗算器１１０の一
方の入力側へ接続される。別のＲＡＭ１０６の出力側は
乗算器１１０の別の入力側と接続さｎ−ｒ−イル。ＲＡ
Ｍ１ｏ６．ｔｏｓのアドレス入力側はＰＲＯＭｔｏ７に
より制御される。乗算器ｉｔｏの出力側は加算器１１１
（こｔ′１．はアキュムレータとして接続構成されてい
るりに接続されており、加算器１１１の出力側は出力ス
イッチ１１２に接続されており、この出力スイッチの出
力側から出力信号が取出可能である。出力スイッチ１１
２ＨクロツクＴＡでクロック制御される。

デジタルの非巡回形フィルタの実質的特徴点とするとこ
ろは、実際の値及び先行した値が、所定の係数と乗算さ
ｎ、その際係数の値が、フィルタの所望の特性によって
定めらｎでいることにある。こｎらの乗算された値は加
算さｎ。

フィルタの出力側にて取出される。第５図に示す非巡回
形フィルタの場合走査（サンプリングツ低減の特色が得
らｎる。クロック源ＴＥの各クロックパルスと共に、シ
フトレジスタ１０５の入力側に加わる値が、シフトレジ
スタ中に入れらｎ、先行値が１だけシフトされる。実施
例にて４つの値が読込まｎると、シフトレジスタ１０５
の内容全体が、ＲＡＭ１０６中に転送さｎ、４つのメモ
リ値がＲＡＭ１０６の４つの所定のメモリロケーション
に記憶される。即ち、４つの最も先の（古い］先行値が
書き替えらｎる。しかる後、４つの別の値が、シフトレ
ジスタ１０５中に読込まｎ、こｎらは同様にＲＡＭ１０
６の他のメモリロケーションにファイルされる。既に前
取て読込まｎだ、ＲＡＭ１０６に記憶された値の相応の
数の係数が、ＰＲＯＭ１０７にファイルされた制御（情
報）によって順次呼出される。同時にＦＲＯＭｌｏ　７
によってＲＡＭ　１０８にて相応の係数が呼出される。

乗算器ｌｌＯの結果がアキュムレータ１１１にて加算さ
几る。

等電器フィルタの係数をそｎの記憶の後変化させようと
しない場合、こ１らの係数はＰＲＯＭ１０７にて記憶し
ておくとよい。その場＠　ＲＡＭ１０８ｆｌ省かｎる。

但し、帯域フィルタ１０へのアダプティブ整曾（適応）
のため係数の変ｆヒ調整が必要な場合、係数２ＲＡＭｔ
ｏ８にファイルすると好適である。そｎというのは、そ
こではその係数か変化さｎ得るからである。卸値は走査
クロック期間中後続処理のため利用され得る出力レジス
タ１１２中に読込まｎる。走査（サンプリングツ低減は
必ずし、も必要ではなく。

たんに例示して挙げらｎでいる。基本的に、出力、入カ
クロツク全同じに選定することが可能である。

バンドパスフィルタの特性がそｎとして知られている場
合、第３図の実施例の場せ示される係数は固定的にＦＲ
ＯＭｔｏ７中に記憶しておくとよい。バンドパスフィル
タＩＯが異なっていても、復調器の耐用寿命期間中そｎ
のデータの変更が予期さｎない場合、ＰＲＯＭ１０７へ
の固定的入力記憶が可能である。例えば異なるバンドパ
スフィルタ全使用する場合、回路装置全体を異なったバ
ンドパスフィルタへ適合させるのに非巡回形フィルタ１
４〜エフのメモリ１０７を取り換えるだけで済む。さら
に、バンドパスフィルタｌＯが既にデジタル復調器中に
組込まｎているとはじめて、メモリ１０７’ｉ固定的に
プログラミングすることが可能である。

そｎによって、同じバンドパスフィルタのもとでも個々
の製作偏差を考慮し非巡回形フィルタを相応に最適化す
ることが可能である。

上記目的のため、デジタル受信機の製作プロセス中個別
のアナログ前置フィルタ１０のデータ、例えば大きさ一
周波数特性、群伝播時間又はパルス応答がコンピュータ
中に読込まｎる。

等電器係数は上述の方式にしたがって計算さｎＰＲＯＭ
１０７中に記憶Ａｎ、　こｏＦＲＯＭＨ個々のデジタル
受信機にて係数メモリとして用いられる。この方式は現
在ある形態ではアダプティブでない。また、アナログ前
置フィルタのパルス応答の自動的検出によって凋えば規
則的時間間隔をおいて又は装置の作動接続の際１等電器
データの計算を、装置中に設けらｎでいるマイクロプロ
セッサで行ない、求めらｎた係数２ＲＡＭｔｏｓに記憶
することも可能である。

このようにして、バンドパスフィルタ１０の長期的変更
、変ｆヒも補償され得る。

上述の等ｆと器回路装置はマルチパス受信の作用下での
非直線ひずみの低減のために用いることもできる。この
ために１反射の強さ、その位相位置、直接波と反射との
間の走行時間（伝搬時間）差だけがわかりさえ丁ｎば工
い。この場合、反射によって障害を受ける伝送プラグは
当該振幅特性及び位相遅延が固定的であるバンドパスフ
ィルタと類似して処理さるべきである。

その際非巡回形フィルタの設計ないし回路定数選定に前
述したのと同じ要領で行なわｎる。

単一の反射を基礎とする場合、すなわち１つの直接波及
び１つの反射波全基礎とする場合、非巡回形フィルタの
構成に関して著しい簡単ｆヒが行なわｎ得る。フィルタ
１４〜エフにて使用可能な簡単化して構成されたフィル
タは第６図に示されている。入力信号Ｅはシフトレジス
タｓｏ　、ｓｉ及び場合により別の７フトレジスタへ達
する。さらに入力信号は乗算器５２へ導かｎる。シフト
レジスタ間に別の乗算器が設けられている、例えば、シ
フトレジスタ５０．５１間に乗算器５３が、また、シフ
トレジスタ５１の後に乗算器５３が、また、シフトレジ
スタカスケードの終りに乗算器５５が接続されている。

別の入力量として用いられるのは非巡回形フィルタの特
性を定める係数であって、こｆ′Ｌはメモリ５７に記憶
されているものである。乗算器５２〜５４の出力側は加
算器５６の各１つの入力側に接続さｎておジ、この加算
器の出力側からにはろ波さまた信号が取出される。シフ
トレジスタ５０．５１および別のシフトレジスタは単一
反射の場合大抵の係数は０であるという特性を利用する
。直接波と反射波との間の伝播時間差（走行時間差）の
倍数を走査（サンプリングツ間隔（インターバルノで除
算したものに相応する係数のみがＯと異なる。従ってシ
フトレジスタ５０．５１が、所定の走査（サンプリング
ル−トでクロック制御される場合、シフトレジスタカス
ケードの夫々の遅延素子は次のような個数のメモリロケ
ーションを有しなけｎばなら＆イ、即チ、走査インター
バルとメモリ＋：’ｒ−ジョン数とを乗したものが丁度
走行時間差を生じるような個数のメモリロケーションを
有しなけｎばならない。直接波と反射波との走行時間差
が変化する場合、このことはシフトレジスタ５０．５１
にてメモリロケーションとが作動又は遮断されるように
して簡単に考慮さｎ得る。

係数自体の値は反射の強さ及びその位相状態のみに依存
し、走行時間差には依存しない。この走行時間差は前述
のようにもっばら等化器の状態メモリの構造化（ストッ
クチュアライズノ中に表わされる。係数選定の例を第７
図に示す。

ここで考察した場合として１反射さまた波の振幅が直接
波のそｎｘｒ）係数ｌ、１１だけ犬である場合に、係数
が指数関数的に上昇する特性を有することが明らかであ
る。反射された波の振幅が直接波のそｎよジ小さい場合
、指数関数的に下降する特性が生じる。両振幅の等しい
場合はこ＼に述べた方式では基本的に扱い得ない。

第７図に示す特別な例ではフィルタ１６．１７の係数は
０に等しい、そｎというのは反射された波と直接波との
間で位相回転０が仮定されているからである。

発明の効果 本発明の請求の範囲の特徴事項により得られる利点とす
るところは、狭帯域の前置フィルタの適用により、有効
（利用）信号のほかに別の隣接送信機波がアナログ前置
フィルタの帯域に入るのが防止されることである。今や
公知の復調器のローパスフィルタの代わジに、等上器回
路網が用いらｎこの回路網により、狭帯域フィルタの位
相、減衰ひずみが除かｎる。弱い送信機波の付近での強
力な送信機波により障害が起こり得ないので、有効信号
に対して、ダイナミック特性の要求度を減少させること
ができる。

従ってＡ−Ｄ変換器の凝長は著しく減少させ得る。もう
１つの利点と見做し得るのは、処理すべき信号の比較的
わずかな帯域幅に基づきＡ−り変換器の走査（サンプリ
ングツ周波数をさらに減少させ得ることである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のデジタル受信機構成の実施例の回路図
、第２図は市販のセラミックフィルタの大きさ一周波数
特性及び群伝搬時間の特性図、第３図は第２図のフィル
タの等ｆヒのための係数の選定例の特性図、第４図はフ
ィルタ係数の数に依存して伝送特性の改善を説明するた
めの特性図、第５図は非巡回形フィルタの実施例の構成
図、第６図は受信さ九た単一反射の低減のだめの簡単ｆ
ヒされた非巡回形フィルタの回路略図、第７図は多チヤ
ネル受信信号の排除のための係数の選定の構成の実施例
の説明図である。 ｌＯ・・・バンドパスフィルタ、１２．１３・・・デジ
タル乗算器、１４．１７・・・非巡回形フィルタ。 ５０．５１・・・遅延素子、５２〜５５・・・部分シフ
トレジスタ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、周波数変調された信号（ＦＭ信号）のフィルタリン
   グのための非巡回形フィルタと、ＦＭ信号のデジタル化
   のためのＡ−Ｄ変換器と、該Ａ−Ｄ変換器の前に設けら
   れたアナログバンドパスフィルタとを有する、デジタル
   形式のＦＭ信号用復調器において、バンドパスフィルタ
   （１０）は狭帯域に構成されており、非巡回形フィルタ
   （１４、１５、１６、１７）は等化器回路網として構成
   されていることを特徴とするデジタル受信機用復調器。 ２、バンドパスフィルタ（１０）及び非巡回形フィルタ
   （１４、１５、１６、１７）は合成パルス応答において
   最小２乗誤差が生じるように構成されている特許請求の
   範囲第１項記載の復調器。 ３、非巡回形フィルタ（１４、１５、１６、１７）の等
   化器係数がメモリ（１０７）に記憶されており使用され
   るバンドパスフィルタ（１０）に適合されている特許請
   求の範囲第１項又は第２項記載の復調器。 ４、各バンドパスフィルタ（１０）に対する整合が個別
   に行なわれる特許請求の範囲第３項記載の復調器。 ５、最小二乗誤差の形成が、規則的間隔をおいて又は復
   調器の作動接続の際行なわれ、求められた係数がメモリ
   （１０８）に入力されている特許請求の範囲第３項又は
   第４項記載の復調器。 ６、非巡回形フィルタ（１４、１５、１６、１７）はマ
   ルチパス受信の抑圧のために用いられる特許請求の範囲
   第１項から第５項のうちいずれかに記載の復調器。 ７、非巡回形フィルタは部分シフトレジスタ（５０、５
   １）から形成されており、該部分シフトレジスタの出力
   は乗算器（５２〜５５）にて係数と乗算され、乗算器の
   出力信号は加算器（５６）に供給されるように構成され
   ている特許請 求の範囲第６項記載の復調器。 ８、シフトレジスタカスケードの各々の遅延素子（５０
   、５１）のシフトレジスタロケーションの数を選定する
   際、当該の数を走査（サンプリング）インターバルと乗
   算した値が、直接受信された信号と反射された信号との
   間の走行時間（伝搬時間）遅延に相応するものであるよ
   うにした特許請求の範囲第７項記載の復調器。