JPS6052773A

JPS6052773A - Ａｄ変換装置

Info

Publication number: JPS6052773A
Application number: JP58160010A
Authority: JP
Inventors: Tsurashi Yamamoto; 山本　貫志; Shinichi Kawada; 河田　伸一; Mikio Morohoshi; 諸星　幹雄
Original assignee: Tokyo Keiki Co Ltd
Current assignee: Tokyo Keiki Inc
Priority date: 1983-08-31
Filing date: 1983-08-31
Publication date: 1985-03-26
Also published as: JPH0237993B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明はＡＤ変換装置に関し、特に、力学系の角速度、
加速度等の力学的諸量を測定する装置に使用して好適な
ＡＤ変換装置に関するものである。

しかしながら、この表現では一本発明を理解しにくい恐
れがあるので、本発明を応用しようと考えているシステ
ムの一例を、第１図を参照して説明しよう。第１図のシ
ステムは、Ｘ−Ｙステージと言われるものであるが、こ
れは、一方向のみの、工作機械の送り装置などＫも応用
可能であり、いわば、これは、本発明の終極の目的の一
つと言うことができる。では、第１図のＸ−Ｙステージ
と、上記力学系及びＡＤ変換装置とがいがなる関係にあ
るかを説明する。そのため、まず、第１図のＸ−Ｙステ
ージを説明しよう。

第１図は、Ｘ−Ｙステージの一例の斜視図である。同図
に於て、（５１１は基盤で、この基ｍｔｂｖ上に、水平
案内面（５２）を上方に有する、例えばＸ−軸方向に伸
びるＸ−基台６カを取り付ける。５３）はＸ−移動台で
、これは、Ｘ−基台も４の案内面（５２）に沿ってＸ−
軸方向に移動し得る如く、案内面（５２）と嵌合してい
る。Ｘ−移動台（至）上に、Ｙ−基台（５４）を取り付
ける。このＹ−基台５１は、Ｘ−軸と直行するＹ−軸方
向に伸び、その上面は水平案内面（５４）となっている
。Ｙ−基台５ａの案内面（５４）に、Ｙ−移動台５ωを
嵌合させ、Ｙ−軸方向に移動し得るようになす。図に示
す如く、Ｘ−及びＹ−基台曽及び６滲は、夫々Ｘ−及び
Ｙ−軸方向に伸びるスＸ−及びＹ−軸方向に伸びる送り
ネジ（ト）及び５ηが、回転し得るように支持されてい
る。これ等送りネジφ及び６ηは、モータの如き駆動装
置（ト）及び６翅により、夫々回転される。図示せずも
、Ｘ−及びＹ−移動台椋及び５５１は、夫々送りネジ−
及び６ηと螺合するネジを有しているので、送りネジ（
支）及び６ηが駆動装置（へ）及び６９により回転され
ると、Ｘ−及びＹ−移動台■及び５５１が、夫々Ｘ−及
びＹ−軸方向に移動し、結局、Ｙ−移動台（ト）を、基
盤１５１１上の所望の位置に移動させることができる。

籾て、上述のＸ−Ｙステージは、第１図に示す如く、Ｙ
−移動台５５１上に取り付けたＸ−及びＹ−加速度計又
はセンサー−及び６υを有する。この場合、これ等Ｘ−
及びＹ−加速度計−及びＩυの夫々の入力軸は、図に於
て矢印で示す如く、Ｘ−及びＹ−移動台（ト）及びＣ１
１５１の移動方向、即ちＸ−及びＹ−軸方向と平行とな
るように整合されている。

この第１図の装置において、Ｙ−移動合曽の上面が正１
．＜水平であり、このＹ−移動台（５５１の移動量が、
加速度センサー−）及び６υの出力を２回積分すること
により、正確にμｍ単位、或は更に精密に計°測しうる
ならば、これ等加速度センサー等を含む位置検出装置を
、エンコーダ、リニヤエンコーダ、マグネスケール、レ
ーザ測長器等の検出精度に限界があり、又、コストが大
巾に高い位置検出装置の代りに、使用することができる
。換言すれば、高精叫かつ廉価な座標検出装置を得るこ
とができよう。これは、本発明の応用の最終的な姿の一
つと言うことができる。

本発明は、この第１図に示す如き装置に適用され、その
加速度センサーの測定量を、加速度、センサー内の力学
系を含めて、高精度にＡ−Ｄ変換するＡＤ変換装置に関
するものである。

従来、この種のＡＤ変換装置としては、あとで詳述スる
が、デルタ・モジュレーションと呼ばれる技法があり、
これを実施する回路をデルタ・モジュレータというが、
その分解能が、力学系の変位または偏角を正確に検出可
能な振巾と、これに対応する力学的発振周波数とによっ
て制限されてしまうという欠点があり、力学系がきまっ
てしまうと、成る分解能以上に精度をあげることができ
なかった。換言すると、成る一定時間内に、出力として
得られるデジタルパルスの数が、力学系の特性で、殆ん
ど決まってしまい、これを自由に選んで、必要とする高
精度、高分解能を得ることができなかった。

本発明は、このような欠点を一掃した新規な卸変換装置
を提供するものである。

さて、今迄、わかりやすくするため、本発明が第１図の
Ｘ−Ｙステージに、如何に役立つかを述べ、加速度セン
サーの測定出力の力学系を含む却変換装置であることを
強調して米だが、本発明は上述の如く、ＡＤ変換装置で
あるので、力学系が加速度センサーでなく、積分レート
ジャイロ等のジャイロ類であっても、−向にさしつかえ
ないものであるが、それらのすべての場合を網羅すると
、膨大な説明となるので、と〜では、力学系の一例とし
て、上記加速度センサーを用いた場合についてのみ述べ
ることにする。

まず、第２図は、本発明が適用される装置の一例として
の加速度センサーの原理説明図である。

この１例では、中央に棒（１７１があり、その下端が、
極めて薄いヒンジαＤをもち、一端が固定部に固定され
た板ａ９の他端により、ヒンジ１１６１を支点として紙
面内で左右に傾斜し得るように支持されている。

棒αＤの上端と対向するピックアップ（１８１は、棒Ｑ
７１の左右傾斜を、敏感に検出し、電気的信号として出
力するためのものである。棒（１７１は、まず右側に円
筒状コイル（ＩＩＩを固定して有する。第２図では、コ
イルαＤの断面が（１１１）、（１１２）として描かれ
ている。

この棒ａｎに関し、円筒状コイル（１１１と対称となる
ように、円筒状コイル（１１）を棒（１７Ｉに固定する
。このコイル（１１）の断面も、（１１３）、（１１４
）として図示されている。従って、棒ａの、板ｔＩ５１
及びコイル旧）（１１）は一体となって、ヒンジ（１６
１を支点とする振子＋１１を形成している。二つの円筒
状コイル旧１．（１１）の内部に、両者に対して適当な
間隙をあけて、それぞれ円柱磁路（Ｉ２　、　（１２）
を配設すると共に、両コイル０υｔ　（１１）の外側及
び上下に対向する如く、両者に対して適当な間隙をあけ
て、夫々カップ状８路（１４１，（１４）を配設する。

磁路（１２１の外面と磁路の底面との間には、永久磁石
（１３１、（１３）が、夫々両者に固定して設けられて
いる。こうして、コイル（ｉｌｌ　、　（１１）の巻線
と夫々直交する直流磁路がつくられ、矢印（２（１＋　
ａ　ｌ　（２Ｚ　＋（ハ）で示したような向きに磁束が
つくられる。

第２図に示す加速度センサーの従来のアナログ的使用法
は、次の如くである。即ち、第２図の装置に対し、その
左右方向へ加速度αが働くとし、振子＋１１の支点即ち
ヒンジ（１６１から上の部分の質量なｍとし、その部分
の重心位置よりヒンジ（１６１迄の距離を２とすると、
振子（１）には、ｍＱα　なるトルクが働く。このトル
クが作用すると同時に、これによる振子ｆｉ＋の傾斜を
、いちはやくピックアップＱ８１が検出するので、図示
してないが、このピックアップ（１８１よりの信号を増
巾器にて増巾し、電流としてコイル（ｉｌｌ　、　（１
１）に流し、振子ｉｌ＋が元へもどるように電団力によ
るトルクを振子（１）へ加えて、ピックアップα＆の出
力が常に零になるようにする。

このような使いかたでは、入力加速度αは、常に略りコ
イル旧１．（１１）に流れるフィードバック電流に比例
しているから、フィードバック電流を測定すれば、入力
加速度αを知ることができる。

しかしながら、上述した従来のアナログ測定方式では、
その後で、出力であるフィードバック電流を２回積分す
る段階で、その精度が低下すると云う欠点があるので、
この欠点を回避するため、力学系を含めて働＜ＡＤ変換
装置を用いて、デジタル出力を得ることがおこなわれて
いる。その一つの例として、上述したデルタ・モジュレ
ーションという技法がある。

本発明は、このデルタ・モジュレータの改良に関するも
のである。まず、従来のデルタ・モジュレーションを説
明するために、上記加速度センサーの力学系を伝達関数
に書き換えることにしよう。

力学系の運動方程式は次のとおりである。

Ｉθ＋Ｃθ＋にθ＝ｍｇα−Ｆ・・・＋１１と〜で、θ
は第２図の振子（１１の中央位置からの偏角であり、■
は振子１１＋の支点即ちヒンジ（１６１のまわりの慣性
能率であり、Ｃは粘性トルクの係数であり、Ｋはヒンジ
１ｅのバネ性復元トルクの係数であり、Ｆはコイル（ｉ
ｌｌ　、　（１１）に電流が流れることによって生ずる
トルクである。

ところで、デルタ・モジュレーションを用いる場合には
、粘性が相当に大きい液体中に、第２図の装置を全部浸
してしまうような構造にするので、Ｃθの項は、工θの
項に比し十分大きく、かつ、ヒンジ０ｅは、数十μｍか
ら数μｍ位の厚みに仕上げられているので、Ｋθの項は
Ｃθの項に比して十分小さく、省略可能であり、■θの
項も省略可能である。よって、（１１式は、次式で近似
される。こ〜で、ｍＱミＰとする。

Ｃθ　＝ｐα　−Ｆ　・　・　・　・（２）この式（２
１をラプラス変換形式であられすと０ニー（Ｐα−Ｆ）
　・・・・（３１Ｓとなる。こ〜で、Ｓはラプラス演算子である。

さて、第３図は、従来のデルタ・モジュレーションを行
うデルタ・デモシュレータを示すブロック図である。そ
の冒頭、即ち左端の部分が（３：式である。同図で、振
子（１１がブロック（１）で表わされ、これに加速度α
が入力すると、その出力はＰαとなる。一方のフィード
バック用のコイル旧１．（１１）によって作られたトル
クＦが、逆のトルクを振子（１）の出力に加え、結局、
（Ｐα−Ｆ）が、この力学系の伝達関数を示すブロック
（２１を軽て偏角θとなる。ブロック（３１は、ピック
アップ（１８１で、偏角θを対応電気信号に変換する。

ブロック（４１はこの電気信号の増巾器である。ブロッ
ク（５）は正負判別回路で、これは、供給される増１ｊ
器（４）の出力が正ならば（すなわち偏角θが正ならば
）、その出力電圧（ｅｌ）は、正の一定値、逆に負なら
ば、負の一定値である。（６）はサンプリング回路で、
これは、りロックにより別に決められた期間Ｔ／２毎に
、入力される正負判別回路（５）の出力電圧（ｅｌ）を
サンプリングし、電圧（ｅｌ）が正ならば、正のパルス
、負ならば負のパルスを（ｅｌ）として出力する。パル
ス（ｅｌ）のパルス列は、それ自身が、デルタ・モジュ
レータの出力であるだけでなく、フィードバック電流形
成回路＋７１への入力となる。この回路（７１は、パル
ス（ｅｌ）の正負に対応した極性をもち、大きさが正確
に一定値Ｉｏで、持続時間がＴである矩形波電流をつく
り、これを、フィードバック電流としてコイル旧１．（
１１）におくる。この電流が正しく一定である必要があ
るので、この回路（７）としては、別の定電流のを利用
してもよい。

かくしてコイルαυで作られるフィードバックトルクは
、藁さが一定値Ｍで、時間巾Ｔの矩形波状である。時間
巾ＴはＴ／２に等しくても良いし、もつと短くても、一
定であれば良い。ただし、高さＭは、予定されている最
大入力加速度をαｍａｘとするとき、Ｍ）Ｐαｍａｘで
なければならない。

以上のデルタ・モジュレータの動作を、第４図Ａ乃至Ｅ
を用いて説明する。第４図Ａは入力加速度αを示す。こ
匁では、正の加速度αが一定値で入力されているものと
している。横軸は時間ｔである。１＝０で、同図Ｂの如
く、偏角θがある負の値であったとすると、フィードバ
ックトルクは、トルクＦを逆にしたものなので、合計（
Ｆ＋Ｐα）となり、これを伝達函数１／Ｃ８のブロック
（２１を通して得られた偏角θは、直線的かつ急速に負
から正へ向う。こ〜で、第４図ではＴ　＝　Ｔ／２とし
ている。偏角θが正に向うので、回路（５）の出力電圧
（ｅｌ）は、Ｏ＜　Ｔ／２の期間で、同図Ｃに示す如く
、負から正へ変化する。このため、ｔ＝０で負のパルス
であった回路（６１の出力パルス（ｅｌ）は、同図りの
如く、ｔ　＝　Ｔ／２では正のパルスにかわっている。

よって、フィードバックトルクも、同図Ｅの如く、負の
値となるが、振子ｆｉ＋には（−Ｆ十α）がか〜るので
、Ｔ／２（ｔ＜Ｔの期間では、６値θ＋ｅｌｅ２の全べ
てが、前記と逆に動く。ただ、１（Ｆ＋α）１と１（−
Ｆ＋α）１とをくらべると、明らかに後者が小さいため
、偏角θは、第４図Ｂでは立上る傾斜より大きく、この
ため、ｔ−ｇ！−Ｔ迄、偏角θは、三角波を描きながら
徐々に加速度αのかかっている上方へ移動して行く。こ
のため、ｔ＝３Ｔのとき、偏角θは正の領域にあり、電
圧ｅｌ　ｌ　６２は共に正である。従って、パルスｅ２
は、期間−Ｔ−３Ｔでは正のパルスが２個続くことにな
る。このため、５　７　− 丁Ｔ＜ｔ＜３Ｔと３Ｔ＜ｔ＜ｙＴの一つの期間では、フ
ィードバックトルクは同じであり、偏角θは太きく負の
方向へもって行かれる。そして、こ〜からは、偏角θは
、また右上りの三角波を描き、パルスｅ２は交互に正負
のパルス列となる。

こうして出力のパルスｅ２の列に於ては、一定時間で区
切ると、加速度αが正であれば、必ず正ノハルスの数の
方が負のパルスの数よす多り、その度合は、加速度αの
大きさに正しく比例（ただし整数化されているが・・・
）しており、加速度αが零であれば、ｅｌの正負のパル
ス数は相等しい。

また、加速度αを＋Ｍ／Ｐにしたとき、パルスｅ２の列
では、すべて正のパルス（ｅｌ）が正となる。加速度α
が負のときも、その大きさに比例してｅｌの負のパルス
数が増加する。通常、この種加速度センサーの振動周波
数ｆ　＝　１／Ｔは、数百ヘルツから２０００ヘルツ位
のものである。よって、一定時間を０．１秒〜１秒程度
と仮定すると、加速度αを、デジタル化された数十から
２０００位のパルス数として測定することができる。

デルタ・モジュレーションの技法には、もう一つの特徴
ある使い方がある。それは、ｅｌのパルス列をアップ・
ダウン・カウンターで常時計測する方法である。このカ
ウンタの示す今の値は、計測をはじめた時から今迄の加
速度の時間積分値にほかならず、計測開始時にこの加速
度センサーが停止していたとすれば、カウンタの現在値
は、加速度センサーのついている物体の今の速度を直接
表示していることになる。こうして、２目積分のうちの
１回の積分をコンピュータでやらずにすんでしまうこと
になる。逆に、加速度を知りたければ、ｅｌのパルス列
をアップ・ダウン・カウンターで受け、一定時間毎にそ
の値を読みとって、すぐカウンターをリセットするよう
にすれば、加速度αを常時デジタル値として知ることが
できる。また、こＮで一度積分させるさせないは別とし
て、パルス出力なので、コンピュータやデジタル回路に
よる積分は容易であって、こ−で誤差を生ずることはな
い。

デルタ・モジュレーションの技法は、このように力学系
の信号のＡ／Ｄ変換法として、すぐれた特徴をもつもの
であるが、力学系の寸法により、その精度が制限される
ところに欠点がある。上記加速度センサーの例では、第
２図の構造のものを、振子の長さを数ミリメートルのレ
ベル迄小さくしても、上にのべたように、振子を２ＫＨ
ｚより高（・周波数で振動させることは困難である。伺
故ならば、高周波で振子を振動させる程、偏角θの振１
］が小さくなり、偏角０をピックアップすることができ
なくなってしまうからである。

本発明は、上記欠点を一掃し、偏角θの振動周波数とし
ては今迄とおりの数百Ｈｚ乃至２０００　Ｈｚでありな
がら、同じ一定時間内で楽に１桁から２桁上の出力パル
ス数を得られるＡＤ変換装置な提案するものである。

本発明の要旨は、振動し得る力学系と、その振動を検出
する検出器と、該検出器の出力により、力学系の現時点
での運動の正負を判別する手段と、上記力学系に力学的
フィードバックを加える手段とを有するＡＤ変換装置に
おいて、上記力学系の振動周期の１／ｎ　（ｎは任意の
正の整数）の周期τを有し、上記正負を判別する手段の
出力と極性が等しいパルスをつくる手段と、上記力学系
の振動周期内の上記正パルスと負ノくルスの数の差にτ
／Ｎ　（Ｎは任意の正の整数）を乗じた時間だけ、上記
力学的フィードバックの正および負である時間を加減す
る手段と、これらの時間を整合させるために、上記力学
的振動周期の１／　（ｎ−Ｎ　）の周期を有する基準ク
ロック発生手段とを有することを特徴とするＡＤ変換装
置に在る。

上述した特徴を有する本発明の一実施例を第５図に示す
。この例では、振子（１）、力学系の伝達関数（２１，
ピックアップ（３Ｉ、増巾器（４１，正負判別回路（５
）までは、第３図の従来例と全く同じなので、それ等の
説明を省略する。この例が第３図の例と第１に異る点は
、サンプリング回路（６）は、振子（１）の振動周期Ｔ
に比し、はるかに短い周期τのクロックでサンプリング
をし、従って、その出力（ｅ２）としては、第３図のも
のに比し、桁違いに多いパルスを発生する。即ち、基準
クロック発生器■よりの周期τの基準クロックを分周器
Ｃ３ＤによりＮ（任意の正の整数）倍した周期τのクロ
ックとなし、これをサンプリング回路（６）に供給する
。第２の異る点は、このパルス（ｅ２）は出力されると
同時に、アップダウンカウンター（８）におくられるこ
とである。アップダウンカウンター（８）は、もし、振
子（１）の振動周期を、第３図と同じＴ秒とするならば
、基準クロック発生器（至））よりの基準クロックを、
分周器０υでｎ−Ｎ倍（ｎは任意の正の整数）した周期
Ｔのクロックとなし、これをカウンタ（８）に供給し、
これをＴ秒ごとにリセットし、そのセット期間内のパル
ス（ｅ２）の正のパルス数ｉと、負のパルス数ｊとの差
、（ｉ−ｊ）をフィードバック電流形成回路（９）へ出
力する。この回路（９）も周期ＴのクロックによりＴ秒
毎にフィードバック電流の極性を反転しており、またそ
の電流の大きさは、第３図と同じく一定値ＩＯであるが
、クロック発生器Ｑよりの周期τのクロックを回路（９
）に供給し、カウンタ（８）から供給された（　ｉ−ｊ
　）の値に応じ、これが正であれば、（ｉ−ｊ）τの時
間だけフィートノくツクトルクの時間を短くし、負であ
れば、同量だけ長くする、つまり、持続時間ＴをＴ／２
一定とせず、これを前周期中の（ｉ−ｊ）の値で制御し
ている。これが第３の相違点である。こ−でては適当な
単位時間である。回路（９）の出力は、フィードバック
コイルｔｔｕ、（１１）におくられ、これより、トルク
として振子（１）の力学系にフィードバックされる。

さて、以上のような本発明の実施例の動作を、第６図Ａ
乃至Ｅに従って説明する。第６図Ａは、第４図Ａと同じ
一定の大きさで正の加速度αが入力されている場合を示
す。同図Ｅに示すフィードバックトルクを見ると、１周
期前のカウンタ（８）の−・Ｔ出力が（ｉ−ｊ）で正であるので、持続時間Ｔか丁から
（ｉ　−ｊ　）τ′だけ短くなっており、このため、偏
角θは、第６図ＢではＴ／２より短い時間で、フィード
バックトルクが逆になるため、正から負にもとることに
なり、第４図Ｂとちがい、偏角θは三角波ではあるが、
右上りになることはなく、中心線が少し上方にずれただ
けで定常状態に入る。

加速度αが大きければ大きい程、偏角θは前倒しの三角
形状となり、偏角θの中心線は、上方、つまり加速度α
の正の方向へかたよる。加速度αが負であれば、偏角θ
の三角波は、後へたおれた形となる。

以上の説明で明らかなとおり、本発明によればサンプリ
ング周期τを十分小さくすることで、サンプリング回路
（６）の出力ｅ２のパルス数を、第６図りに示す如く、
同じ時間内に従来の方法に比し極めて多くすることがで
きるので、容易に加速度αの測定値の分解能をあげるこ
とができ、従って容易に高精度化することができる。

しかしながら本発明の発明者の研究によれば、周期Ｔと
τとはある整数関係、すなわちＴ　＝　ｎτの関係にあ
ることが、パルスの時間間隔の管理上など実用上好都合
であり、ｎは数円及数十に選ぶことが多かったが、更に
大きい正の整数に選ぶことをさまたげる理由はない。

また、単位時間τは、τ／Ｎに選ぶことが上記と同じ理
由で具体的に便利であり、こ〜でＮは小さな正の整数で
ある。Ｎは、大体において１かも１０位にとられるが、
さらにＮを大きくとることをさまたげる理由はない。

このようにしてくると、６値τ、τ、Ｔの間はすべて整
数比の関係ができてくることとなり、その最小時間τを
クロックとして時間管理をすることが、本方式ではもつ
とも合理的かつ実用的であるとわかる。

また、第５図も第３図と同様、フィードバック電流形成
回路（９）は、定電流源から定電流Ｉｏを貰うように画
かれているが、回路（９１の中で定電流をつくっても、
さしつかえない。また回路（９）は、周期τのクロック
を貰った方が持続時間Ｔのコントロールが容易であれば
、勿論そうであってさしつかえない。

さらに、説明を容易にするため、アップダウンカウンタ
ー（８）とクイ−ドーパツク電流形成回路（９）とを別
々にわけて説明したが、これ等は混然と一体化した回路
であっても勿論さしつかえない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明が適用され得る一例としてのＸ−Ｙテー
ブルを示す斜視図、第２図は力学系の一例たる加速度セ
ンサーの原理説明用断面図、第３図は従来のＡＤ変換装
置の一例たるデルタ・モジュレーションの説明用ブロッ
ク線図、第４図は第３図の従来例の動作の説明用波形図
、第５図は本発明の一実施例の説明用ブロック線図、第
６図は第５図の本発明の一実施例の動作の説明用波形図
である。図に於て、（１）は振子、（２１は力学系の伝達関数、
（３）はピックアップ、（４１は増巾器、（５）は正負
判別回路、（６１はサンプリング回路、（７）はフィー
トノくツク電流形成回路、　（Ｉｌｌ　、　（１１）は
コイル、Ｃ３ｔ）ｌは基準クロック発生器、６υは分周
期を夫々示す。４５第２図１ →ｄ嬉４図 →綺Ｍｔ第６図 →Ｉ？！間ｔ

Claims

【特許請求の範囲】

振動し得る力学系と、その振動を検出する検出器と、該
検出器の出力により、力学系の現時点での運動の正負を
判別する手段と、上記力学系に力学的フィードバックを
加える手段とを有するＡＤ変換装置において、上記力学
系の振動周期の１／ｎ（ｎは任意の正の整数）の周期τ
を有し、上記正負を判別する手段の出力と極性が等しい
パルスをつくる手段と、上記力学系の振動周期内の上記
正パ、Ａスと負パルスの数の差にτ／Ｎ　（Ｎは任意の
正の整数）を乗じた時間だけ、上記力学的フィードバッ
クの正および負である時間を加減する手段と、これらの
時間を整合させるために、上記力学的振動周期の１７（
ｎ−Ｎ）の周期を有する基準クロック発生手段とを有す
ることを特徴とするＡＤ変換装置。