JPS60500988A - 信号検出器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 信号検出器′ 発明の背景 その搬送波周波数、変調の種類または変調率が判からすに、広帯域のディジタル 式に変調された信号を検出して分類することは、受信機の設計技術者にとって長 い間困難な問題であった。鉱石ビデオ検波器、走査型受信機、Ｐ波器バンクまた はチャンネル型受信機およびスペクトル分析器の様なエネルギー検出受信機が、 こういう用途に利用し得る唯一の実用的な受信機であった。しかし、これ等は特 定の変調の種類および変調率を検出して分類する能力が著るしく制限されており 、入力に１つより多くの信号が存在するとき、その性能は急速に悪化する。

通信及びレーダーにおけるディジタル変調の利点は以前から認識されている。こ のような装置を実際に構成しかつ展開する時代に到達したので、効果的な検出お よび分類受信機が重要である。普通の信号に対して使われるように設計された現 在の受信装置は、その効果を保つためには、ディジタル変調にも取り組めるよう に拡大しなければならない。

今日まで、重要な変調パラメータおよび中心周波数が判っていない非協調形又は 低レベルのディジタル式に変調された送信を検出して分類することは事実上不可 能であった。非協調形送信機を検出するとき、イ、密なＲＦ背景に埋もれたディ ジタル変調を検出し、口、変調の型式を一定位相（例えば位相シフト・キーイン グ）、線形位相（例えば多重周波数シフト・キーインク）、２次位相（例えば線 形ＦＭ又はチャープ）、高次位相変調又はその混成を分類し、ハ、（１）同じ周 波数で共存し、（２）同様な変調形式及びクロック速度を持つものを含めて、他 の送信に対して弁別することが重要である。

こう云う受信機は、 二、狭帯域の干渉に対して殆んど影響されないこと、ホ、信号対雑音比の大きい 信号出力 へ、ディジタル変調の信号の変化と完全に見合った信号対雑音比の高い信号出力 ド、実時間の適応形検出閾値 を持つことも重要である。

従来のディジタル変調方式は下記の出版物にもつともよく説明されている。

１．１９７９年＝ニーヨーク州のマツフグローヒル社から出版されたＡ、ビテル ビーお、よびＪ、オオムラの著書「ディジタル通信および符号・化の原理」２． １９７１年ニューヨーク州のワイリー社から出版されたＨ、パン・トリーズの著 書［検波、評価および変調理論」 ３．１９７６年ニューヨーク州のワイリー社から出版されたＲ、Ｃ，ディジ、・ ランの著書［拡散スペクトル・システム」 ４、、ＩＥＥＥトランスアクションズ・オン・コミュニケーションズ誌、ＣＯＭ −３０巻、第５号（１９８２年５月号）所載Ｃ，Ｅ、クック他の論文［拡散スペ クトル通信における特別の問題」 すべてのディジタル変調方式の基本的な特性は、もとの情報を有限のアルファベ ットから′取出した独特な１組の別々の記号に変換することである。次にこの１ 組の記号を使って、 送信機のクロックに従って時間的に逐次的に、かつ明確に限定された記号の持続 時間をもって搬送波を変調する。

従来のディジタル変調検出方式（受信機が送信４号の１つ又は更に多くの重要な 特性が判からないような）が下記の出版物に最もよく説明されている。

５．１９７３年ニューシャーシー州のプレンティスホール社から出版されたＷ、 Ｃ，リンゼー及びＭ、に、サイモンの著書「電気通信シスチムニ学」 ６、’　ＩＥｇＥｌ−、＋ンスアクションズ・オン・コミュニケーションズ誌、 Ｃ０Ｍ−３０巻、第５号（１９８２年５月号）所載のＮ、Ｆ、クラスナーの論文 「ディジタル変調信号の最適検波」 ７．１９７５年ニューヨーク州のバーガモン社から出版されたＣ　、Ｗ、ヘルス トラムの著書「信号検出の統計理論」 以下の説明に関係するその他の刊・付物としては下記がある。

８．１９８０年ニューヨーク州マツクグローヒル社カら出版されたＭ、スコルニ クの著書［レーダー・システム入門］第２版 ９、　１９６２９６２年ニューヨーンクグローヒル社から出版されたＡ、バブ− リスの著書「フーリエ積分およびその応用」 発明の詳細な説明 この発明の受信機の設計は、実際のすべてのディジタル変調方式の根底にある事 象の周期性（クロック）を利用する。例えば位相シフト・キーインクはビット周 期をもってお９、周波数シフト・キーイングは信号音周期をもっており、線形Ｆ Ｍは掃引周期をもっている。逐次的な事象の間に相関性がない（例えば隣り合っ たビットは相関していない）から、この様な周期性はスペクトル線として直ちに 観測し得るものではない。

根底にある周期性を利用する為、事象の速度でスペクトル線を発生する為、この 発明でアンビギティ−変換と呼ぶ変換を何回も使える含みがあることに注目する 。こう云うスペクトル線は（１）各々のディジタル変調形式にとって独特であＬ ｆ２＋事象クロックとは一貫性がある（位相情報を含んでいる）。これ等のスベ クトル線を使って、ディジタル式に変調された信号を検出して分類する。

この原理がカスケード接続段を持つ無線受信機で実現される・。各々の段は、前 段の出力に対してアンビギティ−変換を行う。

この発明の方法は関心のある周波数帯を選択し、随意選択によって周波数帯のフ ーリエ変換を導き出し、希望によっては帯域制限をし、関心のある残りの帯域の アンビギティ−変換をめることによって、潜在的な信号搬送波周波数、記号速度 および記号の位相を決定り１、選択された基準信号および検出された信号パラメ ータの相対的なレベルを比較して有効信号が存在するかどうかを判定することを 含む。存在すれば、有効信号の存在を表示し、変調を確認し、中心周波数、記号 速度及び信号の位相の値を使って、関心があると思われる信号を選択する。

この発明の方法は、予定の信号を選択し、位相情報を抽出し、その前に有効信号 の存在が記録されていれば、選択された信号の記号の位相および中心周波数を表 示することをも含む。

更にこの発明の方法は、アンビギティ−変換の結果に対し、少なくとも１回、同 じ工程の繰返しを含み、こうして線形位相偏移を持つディジタル式に変調された 信号があれば、それを検出できるようにする。

更にこの発明の方法は、前のアンビギティ−変換の結果に対して、この後の同じ 工程の繰返しをも含み、こうして２次及び高次位相の高次のデジタル式に変調さ れた信号を検出することが出来る。

以下の説明に関連して、パラメーターは表９に示されておシ、表９に記載した頁 に定義されている。

図面の簡単な説明 この発明は図面について以下詳しく説明するところから、更に明瞭に理解されよ う。図面では、第１図はこの発明の一実施例のブロック図である。

第１ａ図は受信信号の一例である。

第１ｂ図は第１段基準（８号の一例である。

第１Ｃ図は第１段候補信号の一例である。

第１ｄ図は第２段基準化号の一例である。

第１ｅ図は第２段候補信号の一例である。

第２図はこの発明のブンビギテイー変換装置の一実施例のブロック図である。

第３図はこの発明のアンビギティ−変換装置の第２の実施例のブロック図である 。

第４図はこの発明のアンビギティ−変換装置の第３の実施例のブロック図である 。

第５図はこの発明のアンビギティ−変換装置の第４の実施例のブロック図である 。

第６図はこの発明の方法のフローチャートである。

第７図はこの発明の方法の別のフローチャートである。

第８図はこの発明の検出論理及び制御論理装置の論理フローチャートである。

第９図はこの発明の混成処理装置の一実施例のブロック図である。

第１０ａ図、第ｉｏｂ図および第１０ｃ図は、この発明の物理的な実施例のブロ ック図である。

発明の詳細な説明 ξの発明の受信機のブロック図が第１図に示されている。アンテナ１１で受信し た信号帯域ｓ　（ｔ）が信号条件づけ装置１２に導入される。信号条件づけ装置 １２がこの後のすべてのブロックで便利に処理できる様に信号帯域を準備するが 、典型的には、一連の周波数変換、増幅およびＰ波作用で構成されこれは普通の 無線受信機のＲ，ＦおよびＩＦ段に共通である。信号条件づけ装置１２が、受信 ４号の振幅制限をし、或いはその表示を（１）アナログ／連続型からディジタル ／時間離散形に、（２）実数から複素解析型に、又は（３）両者の組合せと云う ような別の型式に変換してもよい。第１図には具体的に示してないが、信号条件 づけ装置１２のこう云う作用は、受信機内の他の場所でも用いることが出信号条 件づけ装置１２の出力が一定位相段１３に送られ、そこで制御可能な帯域Ｆ波器 １４によって最初にＰ波される。−波器１４の可変帯域幅が表５（第４７頁）に 関連して説明するタイミングおよび制御装置１２０によって選択されるが、普通 は所望の信号対雑音比、探索帯域幅、処理利得及び予想受信々号帯域幅の函数で ある。

ろ波器１４の出力が次にアンビギティ−変換回路１５に入力される。この回路は 後で説明するが、第２図乃至第５図の種々の実施例に例示されている。こう云う 実施例では、アンビギティ−変換回路１５の出力χ１（ｆ、τ、）が基準選択回 路１６、包絡線検波回路２０及び信号選択回路２１に同時に送られ、その後同じ 信号が線２２を介して線形位相段３０に出力される。

一定位相段１３の基準選択回路１６は、タイミングおよび制御装置１２０からの 指令によシ、信号検波のだめの適応形雑音基準として使うため、アンビギティ− 変換回路１５の出力の特定の値を選択する。基準選択器１６の出力が包絡線検波 器２３で包絡線検波され包絡線検波器２０の出力と共に比較器２４に導入される 。

比較器２４が包絡線検波器２３の出力に対して包絡線検波器２０の出力を評価す る。前者が、検出論理回路２００によって特定された量だけ、後者を越える場合 、線３１に一定位相スベクトル線検出が宣言される。

この検出が出たｆおよびτ１の対応する値が線３１を介して検出論理回路２００ に送られると共に、線２０１を介してタイミングおよび制御装置１２０に送られ 、信号選択器２１における分析に使われる。

信号選択器２１が線２７を介してアンビギティ−変換回路１５の出力を受取り、 タイミングおよび制御装置１２０から線１０１及び憩１０２に出る指令により、 ｆおよびＴ１の特定された値におけるχｚ（Ｌτ１）の値を抽出する。こう云う 値が位相抽出器２８に入力される。

この抽出器は、タイミングおよび制御回路１２０の受信機クロック基準に対する その入力の位相の表示を発生する。この後、位相基準および信号記号の位相値が 組合せ装置２９に入力され、検出されたすべての一定位相信号に対する中心周波 数および記号位相を発生する。

一定位相段１３から線２２にでる出力χ１（ｆ、τ、）は全般的に、線形位相信 号の検出および分類用の線形位相段３０に対する入力を構成する。段３０は、第 １図で明らかなように、前段１３と同一であり、同一の素子には同じ参照数字に 添字のＬを付しである。比較器２４Ｌが包絡線検波器２３Ｌの出力に対して包絡 線検波器２０　’Ｌの出力を評価する。出力２０Ｌが検出論理装置２００によっ て特定された量だけ出力２３Ｌを越える場合、線３１Ｌに線形位相スペクトル線 の検出が宣言される。この検出が宣言されたｆ、Ｔ１およびＴ２の対応する値が 、線３１Ｌを介して検出論理回路２００に送られると共に、線２０１を介してタ イミングおよび制御装置１２０に送られ、信号選択器２１Ｌにおける分析に使わ れる。前段と同じく、組合せ装置２９Ｌが全ての線形位相信号に対する記号位相 を発生する。

２次位相段 線形位相段３０から線２２Ｌに出る出力が全体的に２次位相信号の検出および分 類用の２次位相段４０に対する入力を構成する。段４０け第１図に明らかなよう に、前段３０および１３と同一であり、同一の素子には同じ参照数字に添字Ｑを 付しである。この場合も比較器２４Ｑが、特定された閾値を越えたとき、スペク トル線の検出を宣言し、ｆｌ、τ１．τ２．τうの対応する値を特定する。やは り組合せ装置２９Ｑが検出された全ての２次位相信号に対する記号位相を発生す る。

高次位相段の拡大 この発明の受信機は、第１図に示す段１３乃至Ｎで表わすように、直列のＮ段で 構成されている。段数は検出しようとする所望の変調の次数によって決定される 。これらのＮ段は、第１図に明らかなように、前に述べた段と同一であり、同一 （の素子には同じ参照数字に添字Ｎを付しである。

タイミングおよび制御装置１２０は、第１図に示した受信機の全ての処理ブロッ ク（に対するタイミングおよび制御作用をする。従って、各々のクロックが同じ クロック１２１と同期している５゜可変パラメータの値を含めた全てのブロック の機能が、この装置の素子によって選択され又は指令される。例えばＦ波器の帯 域幅が帯域幅制御装置１２２によって、アンビギティ−変換の遅延が遅延制御装 置１２３によって、フーリエ変換のパラメータの制御がフーリエ変換制御装置１ ２４によって、遅延の選択が、τ選択装置１２５によって、信号選択器２１乃至 ２１Ｎに対する周波数の選択がｆ選択装置１２６によって、比較器２４乃至２４ Ｎに対する検出閾値が閾値選択装置１２７によって、そしてアンビギティ−変換 回路１５乃至１５Ｎに対する積分時間の選択がＴ１選択装置１２８によって、そ れぞれ行なわれる。これらは離散的な値をもつ手動制御装置にしてもよいし、或 いは後で説明するように適応型制御装置にしてもよい。タイミングおよび制御回 路１２０は、後で第１図、第８図および第１０図について説明するように、表示 器２５乃至２５Ｎに対し、線１２９乃至１２９Ｎを介して、信号の存在、変調の 種類、記号速度および記号位相のような重要な受信機の出力を供給するために使 われる。

検出論理 検出論理装置２００が全ての段からの比較器２４乃至２４Ｎの出力を受取９、特 定の段にもけるスペクトル線の検出が、この段に信号が存在（変調の種類）する という有効な表示であるかどうかを決定する。

比較器２４乃至２４Ｎで設定された閾値を越える信号によって、信号が存在する と宣言されると、検出論理装置２００が下記の出力をタイミングおよび制御回路 １２０に送る。即ち、信号位相情報、信号周波数。

記号速度、アンビギティ−変換の遅延τであり、これら全てがタイミングおよび 制質ｉ回路１２０に導入され、表示器２５乃至２５Ｎに送・ら九る。表示器２５ 乃至２５Ｎは計器、ディジタル表示装置、ディジタル・ビット出力または表示灯 を持っていてよい。

検出論理の判定規則 この発明の受信機の１つより多くの段が、同時にスペクトル線を検出することが あ）り得る。これは下記の何れかの状態又は両方の状態で起り得る。

１、　ディジタル式に変調された多重信号が同時に存在する。（例えば線形位相 信号および一定位相信号が両方共、受信機に入力される） ２、（ｎ−１）次の位相信号が受信機に入力されるが時間Ｔより短い。

最初の状態は、装置の動作にとって典型的である。しかし、２番目の状態は、ｎ 番目の段の比較器２４ｎがスペクトル線の検出を表示した時、検出論理装置２０ ０が常に下記の規則を適用することが必要である。

下記の判断基準の１つが満された場合、ｎ番目の段に対し、信号の存在を宣言す る。

１　前の（ｎ−１）番目の段に対しては、信号の存在を宣言していない。

２　前の段に対して信号の存在が宣言されているが、スペクトル線の周波数の位 置がどれもｎ番目の段の候備こ等しくない。

上の判断基準のどれも満さない場合、候補のスペクトル線に対して、信号存在せ ずを宣言する。後で第８図についてデ明するように、上の規則は混成信号の検出 を含むように拡大する。

混成システム処理装置 包絡線検波器２０．２０Ｌ、２０Ｑ、・・・・・・２ＯＮの出力がそれぞれ線Ｈ 、ＨＬ、　ＨＱ、・・・・・ＨＮ　を介して、第９図の混成処理装置にも供給さ れる。この装置の動作は後で説明する。混成処理装置の出力が線１５３を介して 第１図の検出論理回路２００に入力される。

第１ａ図乃至第１ｅ図は、受信機の最初の２段を通過する時の受信４号の例を示 している。こういう例では、アンテナ１１における受信信号のスペクトルが第１ ａ図に示すものであると仮定する。これは広帯域エミッタ、３つの狭帯域干渉子 （ＮＢＩ）、記号持続時間Ｔ１を持つ位相シフト・キーイング（ＰＳＫ）信号、 記号接続時間Ｔ２を持つＭ重層波数シフト・キーイング（ＭＦＳＫ）　信号およ び背景雑音で構成される。信号条件づけ装置１２（第１図）における受信機の帯 域幅は図示の通りであり、この通過帯域の外にくる信号が除去される。第１ａ図 の受信機帯域内にある全ての信号の中心周波数は、完全に任意であるが、狭帯域 干渉子の間の周波数の隔シは、それらがＰＳＫおよびＭＦＳＫ記号速度でスペク トル・エネルギーに寄与を持つように特に選んだ。こういう１組の特別なＮＢＩ 周波数は、この発明の受信機装置の悪環境における能力を示している。

第１ｂ図は第１段雑音通路包絡線検波器２３からの信号出カスベクトルおよび比 較器２４で使われる閾値レベル（雑音／ＮＢＩの見積りと記す）を示している。

第１ｃ図は第１投信号通路包絡線検波器２０からの信号出カスベクトルを示す。

希望するように、両方の出力は、ＮＢＩ、背景雑音および広帯域エミッタから導 き出された同様な信号を含んでいる。しかし、信号通路（第１ｃ図）だけが、Ｐ ＳＫの第１段処理によって導き出されたスペクトル線、およびＭＦＳＫ信号の第 １段処理によって導き出された新しいＰＳＫ信号を含んでいる。

ＰＳＫから導き出されたスペクトル線は明らかに表示した閾値より高いから、そ れらが検出され、ＰＳＫの存在が宣言される。スペクトル線の周波数位置は、ｆ ｏｔｈｌ／Ｔ１であり、’Ｏは受信機の既知のパラメータであるから、ＰＳＫの 信号速度が決定される。次にスペクトル線の位相が位相抽出器２８で計算され、 組合せ装置２９に入力されて、ＰＳＫ記号位相を発生する。

第１ｄ図は、第２段雑音／通路包絡線検波器２３Ｌからの信号出カスベクトルと 、比較器２４Ｌで使われる閾値レベル（雑音／ＮＢＩの見積シと記す）を示して いる。第１ｅ図は第２膜化号、通路包絡線検波器２０Ｉ。

からの信号出カスベクトルを示している。この場合も、両方の出力はＮＢＩ、背 景雑音および広帯域エミッタから導き出された同様な信号を持っている。しかし 、信号通路だけが、ＭＦＳＫ信号に作用するカスケード接続の２段から導き出さ れたスペクトル線を持っている。

これらのスペクトル線は明らかに表示される閾値より高いから、それらが検出さ れ、ＭＳＦＫの存在が宣言される。前と同じく、記号速度は１／Ｔ２と決定され 、信号位相が割算される。

いくつかのディジタル変調方式の特長 この発明の受信機のスペクトル線発生能力を理解するには、多数の典型的なディ ジタル変調形式を説明する必要がある。最初に振幅変調および位相変調の両方を 含む一般化した定義をする。この発明の動作の解析並びに以下の説明に関連して 、表９に記載した定義を用いる。

表　９ 用語の定義および関連する頁 （ａｎ）＝変数のある順番の順序（１５頁）Ｔ＝記号持続時間（１５頁）　ＢＮ −雑音帯域幅ｎ−受信機の段数（１０頁）　Ｍ−遅延ブロック数５（ｔ）−＝受 信信号（１３頁）　Ｄ−遅延又はシフト手段ｆｏ−中心周波数（１３頁）Δｆ１ −周波数変換μ（ｔ）＝解析信号（１３頁）Δｆ２−周波数変換ｓ　（ｔ）＝　 ｓ　（ｔ）のヒルベルト変換　χ１（ｆ＋Ｔｌ）−第１のアンビギティーへ （１３頁）　変換 ｅ（ｔ）＝複素包絡線（１３頁）　χ２（ＬＴｌ＋τ２）：第２のアンビギティ ψ。−搬送波位相（１５頁）　−変換 ａｎ（ｔ）−振幅変調（１５頁）　χ３（ｆ＋７１．τ２．τう）−第３のアン φｎ（１）−位相変調（１５頁）　ピギテイー変換ＰＴ（ｔ）一単位パルス（１ ５頁）　χＮ（ｆ、τ１１．τＮ）　−Ｎ番目のアＲｎ＝ランダム・チャーブ勾 配　ンビギテイー変換（１６頁）　Ａ＝一定信号振幅 ψに一ランダム位相（１７頁）　α＝未知の遅延Ｔ１−積分時間（１８頁）　を −受信機の時間Ｂ−μ（１）の帯域幅（１９頁）　ＮＩ−積分時間ＴＩ内の記号 数Ｕｏ（ｆ）−μ（１）の態形フーリエ　ｔ−記号速度掛算数（ｔ＝１．２．・ ・・）変換　（１９頁）　（２９頁） ｆ−周波数変数（１８頁）　δ（１）−インパルス函数（２３頁）τ＝遅延変数 （１８頁）（ＴＶ）−受信信号時間一帯域幅積中心周波数ｆ。を持つ実数帯域通 過信号ｓ　（ｔ）を考える。

ｓ　（ｔ）＝　ｘ　（ｔ）　ｃｏｓ　（２πｆｏｔ）−ｙ（ｔ）ｓｉｎ（２πｆ Ｃｔ）　（１１ｓ（ｔ）に関連する解析信号は、 μ（ｔ）−ｓ　（ｔ）＋　Ｊｓ　（ｔ）＝Ｃｘ（ｔ）＋ｊ　ｙ（ｔ）’：］　ｅ ｊ２”Ｃｔ（２１こ５でｓ　（ｔ）はｓ　（ｔ）のヒルベルト変換である。定義 により、μ（１）のフーリエ変換は負の周波数の項を持っていない。解析信号は 、複素包絡線ｅ　（ｔ）によっても表わすことが出来る。

μ（ｔ）−〇（ｔ）ｅＪ２７ｃｆＣｔ（３）こればｓ　（ｔ）として送信される 情報を含む複素ベースバンド信号である。

一般化した拡散スペクトル信号を次の振幅および位相変調した解析信号であると する。

μ（を戸Σａ　、　（ｔ）　ｅコφ（ｔ）Ｐｔ（ｔ−ｎＴ）ｅｊ（２πｆ（ｔ　 ＋ψＣ）　（５）こ＼でψ。は搬送波位相、　ａｎ（ｔ）は振幅変調、φｎ（ｔ ）は位相変調、Ｔは記号持続時間、そしてｌｔｌ≦Ｔ／２では、ＰＴ（ｔ）＝１ である。

現在、式（５）の位相項〔即ち、ａ　ｎ（ｔ）−Ａ　］　だけを含む、ディジタ ル変調方法は、主なものが４つある。１番目は位相シフト・キーイング（ＰＳＫ ）と普通呼ばれ、１／Ｔがビット速度と呼ばれる場合が多い。

（φｎ（ｔ）ｌ−’（θ□）（６） こ＼で中括弧はある順番の順序・を表わし、θ。は擬似ランダム位相値である。

φｎ（ｔ）が各々記号時間で一定であって、記号の間で相関性がないことに注意 されたい。

この形の変調を、この明細書では一定位相と呼ぶ。

この時式、（５）は 一定位相：μ（ｔ）＝Ａｅｊ（２７ｃｆＣｔ−ψＣ）ΣｅｊθｎＰＴ（ｔ　ｎＴ ）　（７）一般的に（θ。）は任意の１組の値を持つことが出来る。

しかし、１８０°の２相ＰＳＫがごく普通である。（例えば（θ□）−〇、π） 後で説明するが、この発明の受信機はいずれの形式でも同じ様に良く作用する。

位相変調：線形位相 第２の種類の位相変調を（記号時間中の）線形位相と呼ぶ。即ち、 （φｎ（ｔ））　＝　（２πｆｎｔ十ｏｎ　）　（８）こ＼で（ｆｎ）は周波数 の擬似ランダム順序であり、θ。は前に定義したとおりである。（θ。）−〇で ある場合をコヒーレント線形位相と呼ぶ。線形位相の普通の名前は、送信信号の 瞬時周波数がｆｃ十ｆｎ　であるから、Ｍ重層波数シフト・キーイング（ＭＦＳ Ｋ）である。Ｔは搬送波パルス時間と呼ばれる場合が多い。線形位相変調では、 式（５）は次の様になる。

線形位相：４）：Ａｅｊ　（２πｆｃｔ＋ψＣ）Σ。ｊ（２πｆ、ｆｉｔ＋θｎ 　）　ｐ、　（ｔ　−ｎＴ　）　（９１位相変調＝２次位相 ３番目の種類の変調を（記号時間中の）２次位相と呼ぶ。即ち、 （φｎ（ｔ）ｌ−（πＲｏｔ２＋θｎ）　ＱＯ）（θ。）＝θである場合をコヒ ーレント２次位相と呼ぶ。

２次位相変調では、式（５）は次のようになる。

２次位相：　μ（ｔ）−Ａｅ””ｆＣ’＋ψｃ）　ｊ（７′Ｒｎｔ２＋”ｎ）Ｐ 、（ｔ　ｎＴ）　（１１１Σｅ 位相変調の定義を更に高次に拡張することも勿論可能である。しかし、上に述べ た３つが、今日使われている最も普及した方式である。

位相変調ニ一定／線形混成 ４番目の種類の位相変調は実際には最初の２つの組合せでｉ、一定／線形混成と 呼ぶ。この形式では、（φｎ（ｔ））　−（２πｆｎｔ十θ。十ΣψｋＰ−ｒｒ 　（ｔ　ｋ　Ｔ’月　０２に こ＼で（θ。）と（ψｋ）はランダム位相順序であり、Ｔ′は一定位相の記号持 続時間である。前に述べた定義により、式（５）は次のようになる。

×ψｋＰＴＪ（ｔ−ｋＴ’　）］）ＰＴ（ｔ−ｎＴ）振幅変調 こ＼では式（５）からのランダム振幅および位相項の両方を含めて混成信号を形 成する。

こ＼で（ａ、（ｔ））−（ａｏ）　、ランダム順序であり、（θ。）は前に述べ たランダム位相順序である。

第１図に示し、かつ前に説明したように、この発明の受信機は、受信機の各段に １づつあるアンビギティ−変換回路１５乃至１’５Ｎにより、逐次的なアンビギ ティ−変換を行う。次にアンビギティ−変換を解析信号μ（１）に対する操作と して定義する。

こ５で曇は複素共投数であり、ＴＩは積分時間である。

アンビギティ−変換という言葉を使うのは、式（１つが、標的速度および距離に 対する１）くルス分解能力の目安として、レーダー波形解析に使われるアンビギ ティ−関数Ｃ７、８］と似ている為である。レーダー波形解析では、アンビギテ ィ−関数は、厳密に解析的手段であり、レーダー・パルスの効用の理論的目安で あって、逐次的には用いず、位相情報を含んでいない。

バーセバルの定理は２つの波形の共役積を次の様に関係づける。

こ＼でＸ（ｆ）とＹ（ｆ）はそれぞれｘ　（ｔ）　ｙ　（ｔ）のフーリエ変轡で ある。式０５１で定義したアンビギティ−変換にこの定理を当てはめると、 こ＼でＢはμ（１）の帯域幅であり　、Ｕｏ（ｆ）はμ（１）の態形フーリエ変 換である。

長い積分時間（ＴＩ：＞τ、１／Ｂ）である場合、上の関係は次の様になる。

この為μ（１）−＆たはＵｏ（ｆ）のいづれにアンビギティ−変換を適用しても 、同じ結果が達成される。しかし、ｆおよびτの役割が逆転する。即ち、μ（１ ）にアンビギティ−変換を適用した時は、τがシフト変数でｆがフーリエ変換変 数であるが、ＵＯ（ｆ）にアンビギティ−変換を適用した時は、その逆になる。

従って、τおよびｆの逆転によシ、次の２つの操作を等しいとおくことが出来る 。

−「Ｆ−一一ロトーロトー　（イ） 受信信号−（１）（並びに、従ってμ（ｔ））の帯域通過特性から、アン゛ビギ テイー変換に対する別の表式が得られる。ベースバンド類だけを残して、アンビ ギティ−変換は次のように書くことができる。

アンビギティ−変換の実施 上に述べた関係は、第１図に示したアンビギティ−変換回路１５乃至１５Ｎに対 して幾つかの形式を使うことが出来るようにする。１番目は、式時の左側から導 き出され、第２図に示されている。

第２図について説明すると、第１図の可変Ｆ波器１４からの帯域が線６０を介し て遅延基準６１に導入され、その共投数が共役ブロック８０で取り出され、共投 数が複数個の離散的な遅延装置６１ａ乃至６１ｍに導入される。

第２図の実施例では、Ｍ個の可変遅延装置が有り、各々がＤｌ乃至ＤＭで表わし たＭ個のブロックの内の１つによって構成されている。これらのシフト出力の内 、（Ｍ−１）個がそれぞれの組合せ装置６２ａ乃至６２ｍで基準出力（Ｄｌで表 わす）と組合わされる。アナログ信号受信機では、組合せ装置６２ａ乃至６２ｍ は混合器又は掛算器であってよく、選択される出力は差周波数である。ディジタ ル型実施例では、組合せ装置６２ａ乃至６２ｍはディジタル型掛算器であってよ い。各々の組合せ装置６２ａ乃至６２ｍの出力がブロック６３にあるＦ波器バン ク又はフーリエ変換（こ＼では、両者は同等である）に個別に供給され、第１図 に１″と記した各々のアンビギティ−変換出力を形成する。各々の組合せ装置６ ２ａ乃至′６２ｍの出力は第２図の選択器６４にも入力され、これは第１図のタ イミングおよび制御装置１２０からの指令により、組合せ装置６２ａ乃至６２ｍ の出力の内の１つ又はさらに多くを選択して、第１図に゛２゛′と記した各々の アンビギティ−変換出力を形成する。

第２図並びにそれ以降の図面の素子に対する制御およびタイミング入力が、入っ てくる矢印で示されている。これはこの発明の各々の実施例で存在する場合は実 線であり、随意選択であるか、あるいはディジタル型実施例に存在する場合は、 破線である。

第２の実施例のアンビギティ−変換 器２の形式のアンビギティ−変換は式（１（ト）の右側から導き出され、第３図 に示されている。同一の素子には同じ参照数字を用いている。この場合、シフト はやはりＭ個の値で構成され、その各々がＤｌ乃至ＤＭで表わしたＭ個の遅延装 置によって構成されているから、周波数変数ｆは離散的である。これらの出力の 内、（Ｍ−１）が基準出力（ＤＩと記す）と組合わされる。各々の組合せ装置６ ２ａ乃至６２ｒｎの出力がＦ波器バンクに個別に供給され、またはブロック６３ でフーリエ変換され、第１図に“１″と記した各々のアンビギティ−変換出力を 形成する。各々のフーリエ変換６３の出力が選択器６４にも入力される。この選 択器は、第１図のタイミングおよび制御装置１２０からの指令によシ、変換変数 τ（前に述べたようにτおよびｆが逆転することに注意されたい）の何も選択し ないか、１つ又は更に多くの範囲を選択する。各々の選択器６４の出力が多重化 器６５に導入され、これがτ直列／ｆ並列入力をτ並列／ｆ直列出力に変換し、 第１図に“２″と記した各々のアンビギティ−変換出力を形成する。

第４図に示すように、第３の実施例のアンビギティ−変換は、Ｍ個の可変時間遅 延装置６１乃至６１ｍを用い、入力信号を並列に受取る。この場合も、遅延装置 ６１を通る信号チャンネルが基準を構成し、周波数変換器７０に導入されてから 、組合せ装置６２ａ乃至６２ｍで他のチャンネルの各々と組合わされる。組合せ 出力がそれぞれのＥ波器７１ａ乃至７１ｍに導入され、第２図の実施例と同じく 、選択器６４およびフーリエ変換またはｒ波器パンクロ３に対する入力として送 り込１れる。後者には、複素周波数変換器７２で周波数変換をした後に供給され る。

３番目の形式のアンビギティ−変換も、式０９）の左側に基いているが、選ばれ た周波数変換およびＦ波作用を通じて被積分項を発生する。Ｍ個のシフト遅延ブ ロック６１乃至６１ｍの全てに対する入力は、式（１）で定義した実数帯域道連 信号５（１）である。この後、遅延基準ブロック６１の出力が、第４図に示すよ うに、変換器７０でΔｆ１だけ周波数変換される。他の（Ｍ−１）個の遅延ブロ ック６１ａ乃至６１ｍの出力が周波数変換された基準と組合わされ、帯域Ｆ破器 ７１ａ乃至７１ｍでＦ波されて、差周波数項を選択する。各々のＦ波器７１ａ乃 至７１ｍの出力はΔｆ１に等しい中心周波数のところにある。Ｆ波器の出力の同 相成分及び直角成分が変換器７２でベースバンドに周波数変換され、そこで個別 にＦ波器バンクに供給されるか、ブロック６３でフーリエ変換される。これによ って第１図に゛′ｌパと記した各々のアンビギティ−変換出力が得られる。同じ ろ波器７１　、ａ乃至７１ｍの出力が周波数変換され、選択器６４に入力される 。こ＼で、第１図のタイミングおよび制御装置１２０からの指令により、１つ又 は更に多くの周波数変換された周波数信号を選択して、第１図の“２″と記した アンビギティ−変換出力を形成する。

第４の実施例のアンビギティ−変換 ４番目の形式のアンビギティ−変換は式（２１＋に基いておシ、第５図に示され ている。これは第１の形式（第２図）と同様であるが、第２図の共役取出し装置 ８０の代わシに信号条件づけ装置８０が用いられている点が異る。このブロック が、式（２１）で必要な５（１）の解析信号表示〔μ（ｔ）〕を形成する。この ４番目の実施例の動作は第１の形式（第２図）について説明した通シである。

カスケード型アンビギティ−変換 この発明の重要な特長は、第１図の装置に示すように、アンビギティ−変換１５ 乃至１５Ｎを逐次的に適用することである。第１段１３（一定位相段）の出力は 、式（１句から 第２段３０（線形位相段）の出力は 式（２４１の最後の積分は、Ｂが（Ｔ１＋τ２）−１又は大体１／ＴＩに近づく につれて、デルタ関数に近づく。即ち、この状態では、式（財）は次のようにな る。

ｘ　μ（ｔ−ＴＩ−ｒ２’；）ｅｊ２”Ｌａｔ　＠式（２旬は第１図の線形位相 段の出力である。上に述べたようにして、第３段４ｏの出方は、 Ｘμ（を−τ２　７３）μ”（ｔ　ＴＩ　Ｔ２　Ｔ３）ｅ−””ｄｔ（２η こ＼でやはｆｉ　ＢＴ□は大きいと仮定している。

一般にＮ番目の段の出方は、 こ＼でＨは積の符号であ！ｌｌ： 式（２８）を検査すれば、Ｎ７をμ（１）の引数に表われる遅延変数の数として 、各々の積が（Ｈ）の因子を持つことが判る。従って、因子の総数は２Ｎ　であ る。

こ＼で入力が上に説明したような種類のディジタル式に変調された信号の構成員 を持つ時、この発明がどのようにしてスペクトル線を発ヰすることが出来るかを 説明することができる。更に、変調の種類と所要の段数との間の表１に示すよう な関係を示すことが出来る。

表　１ 所要の段 変調の種類　段底の段数 振幅／一定位相混成・・・・・・・・・・・・・　１線形位相　・・・・・山・ 山　２ 線形／一定位相混成・・・・・・・・・・・・・・　２（ｎ−１）次位相　・・ ・・・−・・・・・・・・・一定位相 最初に式（力で定義された一定位相変調を考える。第１のアンビギティ−変換段 の出方は式（７）および（２２から次のようになる。

ＸＰＴ（ｔ−ｋＴ−α−ｒ１）　ｅ−””ｆｔｄｔ　、　（２９）こ＼で、回路 １２０のシステムおよびタイミング機能（第１図）と遠隔の送信機クロックとの 間の相対的な喰違いを含めるために、未知の遅延α゛を導入している。

積分に入る変数を代えて、項目を捷とめると、最初に範囲０≦τ１≦Ｔにおける シフト変数τ１を考える。

上の積分は、ｎ＝におよびｎ　＝　ｋ　＋　１　の場合にだけゼロ以外である。

このため式（３０）は次の様になる。

とへでＮ１は積分時間Ｔ１内の記号数である。（Ｔｌ）Ｔと仮定しているから、 Ｔ工／Ｔ　の分数部分を無視する）上に述べた積分を行うと、 ＝＝　Ａ２ｅｊ２ｆｆｆ（Ｔ１　ｅ−ｊ２ｇｆ（ｒ１′ｚ＋Ｃ１）　（Ｇ、（ｆ 、Ｔ１）十０２（Ｌτｚ））、　ｏ≦τ１≦Ｔ。

（３つ 記号持続時間Ｔよシ短いＴ１を持つディジタル式に変調された線形位相信号のア ンビギティ−変換は、このため２項の和に成る。第１項が主な関心があるもので あり、フーリエ級数の核の決定関数である。

この項は明らかにｆが周期的で周期１／Ｔを持ち、各々の周期の最大値はＮ■で ある。文献９で、式（３３）がＮ１が大きくなるとき一連のデルタ関数（スペク トル線）に近づく事がよく知られている。即ち、 この為、大きな積分時間に対しては、Ｇ工（ｆ、Ｔ１）は記号速度（１／Ｔ）の 整数倍の一連のスペクトル線になる。こういう１つの又は更に多くの線を検出す ると、（１）一定位相ディジタル変調の存在、並びに（２）対応する記号（クロ ック）速度が判る。

記号速度の倍数では、ＩＧｌ（ｆ、Ｔ１）１２は次の様な式にこの時、振幅は、 アンビギティ−変換の積分時間だけでなく、比τ、／Ｔにも関係する。実際、振 幅は正弦状の依存性を持ち、τ１／Ｔ−１−１／２ｔで最大となる。第１のスペ クトル線（ｆ−±ｌ／Ｔ）は、τ、　＝　Ｔ／２即ち記号持続時間の半分の時に 最大になる。正弦状の依存性がある為、−３ｄＢのエネルギー範囲はｌ／４≦τ ｌ／Ｔ≦３／４であり、割り合い大きな許容し得る偏差である。

弐Ｃ３２の第２項はランダム変数θ□−θｎ−１の関数であって、式（７）で定 義した一定位相信号のフーリエ変換である。（θ。）は相関性がないから、Ｇ２ （ｆ、Ｔ１）の予想値は、 であシ、その変分は、 ｆ＝νＴ（スペクトル線の場所にある）の時１．スペクトル線のエネルギーと第 ２項のエネルギーとの比は、ＴＩ／Ｔの大きな値に対しては、この為式（３２の 第２項を無視することができ、第１段のアンビギティ−変換出力は次の様になる 。

χ、（ｔ／Ｔ、Ｔ１）の大きさは、 位相は ／χ１（ｔ／Ｔ、Ｔ１）＝２π［（ｆｃ−Ａ／２Ｔ）τ、−ｔａ７ｒ〕（４１） この位相を調らべれば、Ｔ１およびｔ／Ｔの両方が判っているから、検出された 一定位相信号の搬送波周波数（ｆＣ）および群遅延に）を決定する事が出来る（ 基数２π）。

日Ｐ　ち　、 アンビギティ−±ｎ／τ１．　ｎ−＝Ｏ、］　、・・・・・　であり、そして アンビギティ−は±ｎＴ／ｌ、　ｎ　＝　０　、１　、・・・・。クロック位相 は勿論２πα／Ｔである。

要約すれば、第１段のアンビギティ−変換出力にスペクトル線が検出されたこと から、（１）一定位相（ディジタル式に変調された）信号の存在、（２）記号速 度（クロック速度）ｉ３１受信信号の相対的な群遅延、（４）クロックの位相、 および（５）受信信号の中心周波数が判る。

線形位相 前と同じ様に、式（２６）で表わされる２つのカスケード型アンビギティ−変換 に対する式に、式（９）からの線形位相信号を代入する。多少の操作をした後、 次の様になる。

Ｘ　ＰＴＩ：ｔ−Ｔ（４−ｎ）Ｔ−ＴＩ−ｒ、］。ｊ２ｙｒ（ｆｎ−Ｔ４−ｆｔ ２−ｆｔ３’ｅ−””ｆｔａｔ、　（４４）こ＼でて２≧τ、である。

０くτ１＋τ２　（Ｔ　（４５１ となる様々τ１およびＴ２の値を考える。この範囲では上に掲げた積分は、表２ に示す組合せに対してのみ、ゼロ以外である。

表　２ 有効な指数の組合せ一線形位相 指数の組合せ ｎ　Ｌｌ　ｔ２　ｔう　結　果　帯域幅ｎｎ　ｎ　ｎ　スペクトル線　１／Ｔ。

ｎ　ｎ　ｎ　ｎ−１ランダム線形位相　（τ□）−１ｎ　ｎ　ｎ−１ｎ−１ラン ダム一定位相　（τ２−τ１）−１従って、式（４ωは加算指数の４つの有効な 組合せに対する４項で構成される。４つの積分を行った後、次の様になる。

／２　Ｎｌ／２ １：　ｅ−ｊ２πｆｎＴｊ２π（ｆｎ−ｆｎ−１）τＩＪ、ｅ−Ｊ２πｆ〔（Ｔ −Ｔ１）／２＋α〕　Σｎ＝−ＮＩ／２　ｎ＝−ＮＩ／２ （４［９ １回のアンビギティ−変換による一定位相信号と同じく、２回のアンビギティ− 変換による線形位相信号は、記号速度ｆ　＝　ｔｌＴ　の倍数のスペクトル線で 構成された決定的な第１項を持っている。即ち、長い積分時間（Ｔｒ）Ｔ）に対 し、式（４６１１の第１項は次の様になる。

Ｇ、ｃ、、Ｔ１．、．２）−、−ｊｚｇＺ’？［（ｒ１＋”２）／２＋Ｃｔ（： ）、、ｔ、、ｔ（、、ｆｌ＋７２）　（４゜従って、スペクトル線の大きさは、 積分時間に関係し、（τ１＋τ２）／Ｔ　に正弦状に関係し、（τ１＋τ２）／ Ｔ＝１　ｉ／２ｚである時に最大である。従って、最初の線（２＝±１）は、（ τ１＋τ２）　−Ｔ／２である時に最大である。−３ｄＢのエネルギー範囲はや はシ１／４≦（τ１＋τ２　）／Ｔ　＜３／４である。

第２項、第３項および第４項はｆｎ又はθ□の何れか又は両方がランダムである 。第２項および第４項はランダム周波数上（ｆｎ　’ｎ−１）を持つ線形位相信 号のフーリエ変換であり、第３項は、ランダム一定位相信号のフーリエ変換であ る。従って、最後の３項はスペクトル線を持たず、Ｔ□）Ｔ　では無視する。− 従って、（４ｇｌ ｔ７ｒにスペクトル線を検出した時に、上式の全ての変数はα、即ち、受信信号 の群遅延を除いて判っている。この為、 この受信クロック位相＝２πα／Ｔである。

従って、第２のアンビギティ−変換段の出力にでる１つ又は更に多くのスペクト ル線を検出したことから、検出論理回路が受理することによＬｆｌｌ線形位相の デジタル式に変調された信号の存在、（２）記号速度（１／Ｔ）および（３）受 信信号群遅延およびクロック位相が判る。

前と同じように、弐０１〕の２次位相信号を弐〇７）で表わされる第３のアンビ ギティ−変換段の出力に対する式に代入する。整理した後 ×・−ｊ′”ｆ（ｔ＋°Ｔ＋０）ＰＴ〔を−（ｔｌ−・）Ｔ−・、〕ｘ　ｐＴ［ ｔ−（ｗ　−ｎ）’ｒ−ｒ２〕ｐＴ［ｔ−Ｃｔ３−ｎ）Ｔ−τう〕ＸＰＴ［ｔ　 （４＋　”）Ｔ　”１”２〕ＰＴ［ｔ　（ｔ５ｎ）Ｔ−τ□−τ、〕ＸＰＴ［ｔ 　（４ｎ）Ｔ　７２　ｒ−、）Ｘ　ＰＴ［：ｔ　（ｔ７　ｎ）Ｔ　Ｔｌ−τ２− τｖ〕ｄｔ＋　（５ｆ）但し ψ１−θｎ−θｔ１−θｔ２＋θｔ［θｔ４＋θｔ５＋θｔ６−θｔ７　（５υ ψ２（Ｒ９τ）＝π［（Ｒｚｌ　−ＲＡ、　−Ｒ７５＋Ｒｚ７　）τ’；＋（Ｒ １２−Ｒｔう−Ｒ４＋Ｒｚ７）づ＋　（Ｒｔ４−Ｒｔ５−Ｒｚ６＋Ｒｚ７）τｉ ＋２（Ｒｔ７−Ｒｔ−、）τ１τ２＋２　（ＲＡ７−ＲＡ、）τｌτう＋２（Ｒ ｔ７−Ｒｔ６　）τ２τ３１．　（５２ψう（Ｒ，τ）−２πＣＲｔ１−Ｒｔ３ −Ｒ４５＋Ｒｚ７）τ１＋（Ｒｔ２−Ｒ１，−Ｒ４＋Ｒ２７）τ２＋（Ｒｚ、７ Ｒｚ５−Ｒｚ６＋Ｒｚ７）τう］　、　１５３）ψ１ｌ（Ｒ）−π（Ｒｎ−Ｒ１ １−Ｒ１２＋Ｒｚ、−Ｒｚｑ＋Ｒｚ５＋Ｒ４−ＲＡ７）、　（５１１）上の式は 厄介であるから、積分結果だけを要約する。

この場合も、０〈τ１＋τ２＋τ３＜Ｔでτ１≦τ２≦τ５の場合に関心がある 。こういう状態では、表３に掲げた８個の指数の組合せに対してのみ、積分はゼ ロ以外である。

従って、第３のアンビギティ−変換段の出力は８項の和であり、その内の１番目 だけが決定的である。大きなＴＩに対しては、残りの７つのランダム環を無視す る事ができ、式（５０）は次の様になる。

この場合も記号速度ｆ　＝　ｔｌＴの整数倍にスペクトル線有効な指数の組合せ 一２次位相 指数の組合せ ｎ　ｔｌｔ２ｔ、　ｔ４ｔ５ｔ６ｔ７　結　果　帯域幅ｎｎｎｎｎｎｎｎ　スペ クトル線　（ＴＩ）−１１）ｎｎ　ｎ　ｎ　ｎ　ｎｎ−１ランダムＣ−位相　（ τ１）−１ｎｎｎ　ｎ　ｎ　ｎｎ−１ｎ−１ランダムＬ−位相　（τ２　”１） −’ｎ　ｎ　ｎ　ｎ　ｎ　ｎ−１ｎ−Ｉｎ−１ランタ゛ムＱ−位相　（τ１）− ’ｎ　ｎ　ｎ　ｎ　ｎ−１ｎ−１ｎ−１ｎ−１ランダムＣ−位相　（Ｔ５　ＴＩ 　Ｔ２）−’ｎ　ｎ　ｎ　ｎ−１ｎ−１ｎ−１ｎ−１ｎ−１ランダムＣ−位相　 （τｔ）−１ｎ　ｎ　ｎ−１ｎ−１ｎ−１ｎ−Ｉ　ｎ−１ｎ−１ランダムＬ−位 相　（ｒ２−　ＴＩ）−１ｎ　ｎ−１ｎ−１ｎ−１ｎ−１ｎ−１ｎ−１ｎ−１ラ ンタ゛ムＱ−位相　（τｔ）−””５　（’Ｔｒ　７０．ｒ２　、ｒ３　）　エ Ａｇ　ｅ−ｊ２π（ｌし−ｒ）〔（τ１＋τ２＋τう）／２＋α〕その大きさは 積分時間に関係し、（τ１＋τ２＋τう）／Ｔに正弦状に関係し、（τ１＋τ２ ＋τ、）／Ｔ　＝　ｌ　７　Ｌ’／２１　である時に最大である。従って、第１ のスペクトル線（２＝±１）は、（τ１＋τ２＋て３）、＝　Ｔ／２　の時に最 大である。

−３ｄＢのエネルギー範囲はやけ５１／４≦（τ１＋τ２＋τう）／Ｔ≦３／４ である。

ｔｌＴにスペクトル線が検出されると、受信信号の群遅延であるαを除いて、上 の信号全ての変数が判る。

受信クロック位相＝２πα／Ｔである。

従って、第３のアンビギティ−変換段の出力に１つ又は更に多くのスペクトル線 が検出されると、検出論理回路２００が受理することにより１１１２次位相のデ ィジタル式に変調された信号の存在、（２）記号速度（１／Ｔ）。

および（３）受信信号の群遅延および送信機のクロック位相が判る。

これまで得られた結果は、式（支）で表わされるＮ番目のアンビギティ−変換段 の出力に対する一般式と組合せると、この発明の受信機に（Ｎ−ｊ）次の位相入 力かのアンビギティ−変換の出力にスペクトル線が存在し、（２）これらの線は 記号速度ｆ−νＴのところにアシ、（３）受信信号のクロック位相がスペクトル 線の位相に含まれている事がはっきり判る。

一定／線形混成 一定位相／線形位相の混成のディジタル式に変調された信号に対する式（１３で 、第２のアンビギティ−変換段の出力の式（２６）に代入すれば、８個の和を持 つ式が得られる。これは２次位相の解析で生じた８個の和と同様に扱う事ができ るが、この場合の結果は、４つの指数の組合せだけが有効である。最初の４つ（ ｎ、ｔｌ。

ｔ２　＋　ｔ５）が式（１３１の一定位相項を表わし、最後の４つが線形位相項 を表わすように指数の順序を定める。更に線形位相の記号持続時間（Ｔ）が一定 位相の記号持続時間（Ｔ′）より長いと仮定する。反対の場合、前に述べたコヒ ーレント線形信号になるだけである。有効な指数の組合せが表４に示されている 。

表　４ 有効な指数の組合せ一定／線形混成 指数の組合せ ｎ　ｔＩＡ２４４１５　ｔ６７７　結　果　帯域幅ｎｎ　ｎ　ｎ　ｎ　ｎ　ｎ　 ｎ　スペクトル線　（Ｔ□）７”ｎｎ　ｎｎ−Ｉｎ　ｎ　ｎｎ−１ランダムＣ／ Ｌ混成　（τ１）−１ｎ　ｎ　ｎ−１ｎ−１ｎ　ｎ　ｎ−１ｎ−１ランダム　Ｃ 位相　（Ｔ２　Ｔｌ）−’ｎ　ｎ−Ｉ　ｎ−１ｎ−１ｎ　ｎ−１ｎ−１ｎ−１ラ ンダムＣ／Ｌ混成　（τ１）−”第２段のアンビギティ−変換出力に得られる４ 項は線形位相入力に対して式＋４６）で示されるものと同様である。

しかし、この場合の記号時間Ｔ′は一定位相変調の場合である。即ち、一定／線 形混成入力が、ｓｂ、ｏ＜τｌ十τ２（Ｔ’で且つＴ’（Ｔであると、記号速度 ｆ　＝　ｌ、／Ｔ’の倍数のところにスペクトル線がある。

（５樽 スペクトル線の大きさは積分時間に関係し、（τ１＋τ２）／ｌＩ″に正弦状に 関係する。後者の依存性は、（τ１＋τ２）／Ｔ’−１−１／２ｔ　の時最大で あり、最初の線（ｆ−±ｔ／Ｔ’　）はτ１＋τ２　＝　Ｔ’／２である時に最 大である。

上の結果は、第２のアンビギティ−変換段の出力が、装置の入力に線形位相信号 又は一定／線形混成信号の何れかが存在する時に、スペクトル線を持つことを示 している。しかし、これらの２つの信号は、２つの重要な特性によって識別され る。第１に、一定位相の記号持続時間Ｔ′は、周波数源が多くの相異なる値に速 やかに同調することが実際には困難であるだめに、典型的には線形位相の値より ずつと短い（例えば、Ｔ′／Ｔ＜ｌｏ−２）。このため、線形位相に通常伴なう よりもずっと高い周波数で、第２のアンビギティ−変換段の出力にスペクトル線 を検出した事は、混成の有効な表示である。

識別に役立つ２番目の特性は、褌分時間をＴよシ短のアンビギティ−変換段の出 力に見られる。積分時間が線形位相の記号時間よシ短いから、スペクトル−・エ ネルギーはｆ−ｔ／Ｔ′に集中するが、１７Ｔの速度で積分器によって振幅変調 されている。

これらの２つの特性が、個別に又は−諸になって、一定／線形混成を単純な線形 位相変調から識別する。

この為、上に述べた特性を持つスペクトル線を検出したことから、（１）混成の 存在、（２）記号速度（１／Ｔおよび１／Ｔ’）　、および（３）相対的な群遅 延αが判る。

振幅／位相混成 これまでは、振幅項ａ。（１）が一定〔即ち、ａｌｌ（ｔ）−Ａ　］の幾つかの ランダム位相変調を検討した。次に振幅／位相混成を考える。

こ＼で（ａｎ）および（θ。）はそれぞれランダム振幅および位相順序である。

式（２渇の第１のアンビギティ−変換段の出力から、０〈Ｔ１＜Ｔ　では、 １積昭ＧＯ−５００９８８０５） 中括弧内の第１項はランダム変数ａｎ　の関数である。

予想値を として、次の様に定義する。

こ＼でＣはゼロ平均ランダム変数である。勿論、Ｕ≧０である。

式（６０）の第１項は次の様になる。

これは決定的な項およびランダム環の和である。既にであり、式（財）はｆが周 期ｌΔでｙ周期性である。この為第１段のアンビギティ−変換ノ１出力には、記 号速度ｆ−νＴの倍数のところにスペクトル線がある。長い積分時間およびｆ＝ ｔΔに対１し、式−は次の様になる。

式（４渇およ°び（４■を用いて、搬送波周波数及び信号群遅延を計算すること が出来る。

次に帯域制限された雑音に対する受信機の応答を検討する。これまでの定義並び に入力信号の解析表示と合せて、ｎ（ｔ）を装置の入力における雑音の解析信号 表示とする。この時、第１段アンビギティ−変換の出力は次の様になる。

次にｌ／Ｔ１　が雑音の帯域幅ＢＮと比べて小さいと仮定アンビギティ−変換出 力の変分は次の様になる。

−Ｒ１（を−α）、雑音自己相関関数である。この為式（６７）は％式％ （６ こ＼でＮ（ｆ）はｎ　（ｔ）のエネルギー　・スペクトルであり、Ｔ１）１７Ｂ Ｎと仮定した。Ｔ１に一止、に述べた様な拘束があると、第１のアンビギティ− で変換段の包絡線検波出力はτｌに無関係であることが判る。

上に述べた結果をＮ番目の７′：／ビギテイー変換段に拡張することは、簡単で ある、。

こ＼で角括弧内に２Ｎ項がある。この結果は、包絡線検波したアンビギティ−変 換：出力の一般的なτ−非依存性を示す。

次にτ、−〇である場合を考えゐ。ｎ　（ｔ）およびＮ（ｆ）を（Ｎ−１）番目 のアンビギティ−変換段の雑音出力とする。Ｎ番目の段では、 こ＼でも、Ｔ□）１／ＢＮと仮定する。Ｎ番目の段の出力はｆ＝０の項（これは 装置の処理装置で無視するのが普通である。）と、τ）１／ＢＮと対するものと 同様な畳込み項〔式（６９〕とで構成される。

上に述べたて一非依存性は、その個別の帯域幅Ｂ１がｌ／τよシもずっと小さい 様な幾つかの相関性の無い狭帯域信号で構成された雑音に対しても存在する。こ の種の雑音は狭帯域の干渉と呼ぶのが普通である。この干渉は次の様に定義する 。

上に述べた仮定により、近似的に次の様な式に々る。

アンビギティ−変換出力は次の様になる。

この為、アンビギティ−変換出力は、ｆ−０（ｔ−ｋ）並びに考えられる全ての 差周波数ｆ−（ｆｋ−ｆｔ）にある狭いスペクトルで構成される。こういう差周 波数の内の１つが、一定位相のディジタル式に変調された信号による真のスペク トル線と同じ周波数（例えばｆ。）に有シ得るから、ｆ−±ｆｏの近くにおける 式（７４）を検討する。

こ＼でηは項数であり、 ａ　ｋ（ｔ）＝　（ｎｋ（ｔ）ｎｚ（ｔ））であって、ｆＯ＝ｆｋ−ｆｚ、　ｆ ｆ６１この時、ｆｏにおける干渉雑音エネルギーは次の様になる。

こ５でＰｋはに番目の狭帯域干渉子のエネルギーである。

τ１−０の時も、この結果が成立することに注意されたい。

雑音エネルギーもてに無関係である。この結果は、広帯域雑音に対して導き出し た結果と組合せると、この発明の受信機で有効な背景雑音見積り方法を使う事が 出来るようにする。

雑音／干渉エネルギーの見積り 雑音エネルギーは実質的にそれに感応しないが、適切な信号が存在する為に、受 信機で発生されるスペクトル線のエネルギーが、それに対して非常に感応する様 なτの変化が存在する事を示した。この効果を次に述べる様に利用する。

各々の段で、２つの（又は更に多くの）（τ、）の値に対して、アンビギティ− 変換出力を発生する。第１図の基準選択器１６乃至１６Ｎが、適切な信号が存在 する場合にスペクトル線を発生する範囲内に無いと選定された（τ１）の値（例 えば（τ１）＝Ｏ）における出力を抽出する。次に包絡線検波した基準選択器の 出力を、この範囲内に有ると選定された（τ１）の値（例えばｌ／４ＴくΣτ１ ≦３／４Ｔ）における包絡線検波したアンビギティ１＝０ 一変換出力と比較する。雑音エネルギーが（τｉ）に無関係であるから、後者の 出力は信号から取出したスペクトル線のエネルギー分だけ、一層大きい、この差 が特定された閾値を越えると、第１図の比較器２４乃至２４Ｎがスペクトル線の 検出を宣言する。信号が出ない（雑音だけ）場合、比較器に対する両方の入力は 同じであシ、検出は表示されない。

上に述べた過程は、雑音の変動を明らかに追跡しており、この為、実時間の適応 型検出方法になる。

積分後の信号対雑音比及び段間Ｆ波作用第１図に示す様に、可変Ｆ波器１４乃至 １４Ｎが存在することにより、段間の帯域制限によって、受信機の各段における 積分後の信号対雑音比を可成り改善する事が出来る。勿論、信号の中心周波数が 判っていれば、第１段の帯域幅は、予想される受信信号の帯域幅よりあ１り小さ くしてはならない。中心周波数が判っていない場合（これが一般的な場合である ）、第１段の帯域幅は一層太きくすべきである。

これまでの説明で、第１段の後、信号の中心周波数ｆｏを含む全ての項が除去さ れる事を示した。この為、中心周波数の不確実さは最早や問題ではなく、任意の ２つの段の間で帯域幅を可成り減少する事が出来る。

表５は、信号帯域幅（Ｂ８）およびスペクトル線のエネルギーを一３ｄＢ以内に 保つよりなτによって、大体の許容し得る帯域幅の減少を示している。

表　５ 段間帯域幅 一般的に、段間帯域幅は、見積った信号帯域帯２選択した（τ１）及び２次位相 勾配Ｒの予想最大値の関数として変える事が出来る。

τ、＝τ２＝Ｑ、ｌμｓｅｃおよびτう＝０．８μ８８ｅであり、受信機の入力 〔第１図のＳ　（ｔ）　：］　の帯域幅が２０　ＭＨ７，又はそれ以上である場 合、第３段の可変Ｆ波器（第１図の１４Ｑ）は、僅か１．８　ＭＨｚ　、即ち、 受信機の入力帯域幅の１７１０の帯域幅を持つ事が出来る。更に、Ｒｏ−５０Ｍ Ｊ（ｚ／μｓｅｃであると、第２段の可変ろ波器（第１図の１４Ｌ）は、僅か５ ．２　ＭＨｚ　、即ち、受信機の入力帯域幅の大体１／４の帯域幅を持つ事が出 来る。

帯域制限したホワイト・ノイズ（エネルギーｔ［Ｎ。。

帯域幅ＢＮ）と信号が受信機の入力にあって段間Ｆ波作用をする場合、表５の結 果並びに弐〇８）　、　（４１）　、　！囮、　（５ｅ　。

および（イ）を用いて、各段における積分後の信号対雑音比（ＳＮＲｏ）を計算 することが出来る。こう云う信号対雑音比が表６に示されている。

表６で、項（ＴＷ）は受信信号の時間−帯域幅積であり、項（ＳＮＲｉｎ）の第 １のアンビギティーメ換段に対する入力における信号対雑音比である。

表６に示す結果は、積分後の記号対雑音比が、入力の信号対雑音比の２ｎ乗、受 信機の処理利得を示している。この為、積分時間を長くシ、シフト変数を正しく 選択すると、検出信号対数音比が高くなる。

表　６ 受信機の各段に対する積分後の信号対雑音比この発明の受信機を用いて、ディジ タル式に変調さの探索を含む。この変数が受信信号の記号速度（１／Ｔ）に関係 することをこれ迄に説明した。これは、この結果得られるスペクトル線のエネル ギーがτ／Ｔの関数であるからである。具体的に言うと、０≦τ／Ｔく１に対し てスペクトル線が存在し、τ／Ｔ　＝　１／２で最大になる。

−３’ｄＢのエネルギー範囲は１／４りτ／Ｔ≦３／４である。

従って、τの選ばれた値、例えばτ０に対し、考えられるスペクトル線の位置の −３（ＩＢ範囲は次の様になる。

１／４　（１／’ｔ　ｏ　）≦ｆ≦３／４　（１／τｏ）　、、　（７ｇ１τの 探索を逐次的に行う場合、スペクトル線の位置を完全にカバーするように保証す るため、τの逐次的な値および対応するスペクトル線の探索範囲は、表７に示す ようにすべきである。

表　７ 逐次的なτの値および周波数範囲 仁の表から、スペクトル線探索帯域幅がτの各工程と共に指数関数式に減少する ことは明らかである。記号速度の値の範囲（不確実さ）をＴｍ１ｎ＜ＴりＴｍａ ｘとすると、τｍａｘ／τｍｉ　ｎ　””　Ｔｍａｘ／Ｔｒｎｉ　ｎであり、考 えられる全ての値を完全にカバーする為に必要なτの工程の数（Ｎ８）は次の様 になる。

この時、最大探索帯域幅は１／Ｔｍ１ｎであり、最小値は式［Ｆ］０はτの所要 工程数と信号の不確実さの間の対数関係を示している。この為、Ｔｍａｘ／Ｔｎ １ｉｏが大きい時は、工程が比較的少なくてよい。例えば、ｌ乃至１μｓの不確 実さでは、８個の工程（Ｉｎｓ　、　３ｎｓ　、−＝４２９ｍｓ。

２．１９μＳ）Ｌか必要としない。所定の積分時間Ｔ１に対し、合計の逐次探索 時間Ｔ８はＮ８Ｔ１である。

式（８１）および表６を用いて、受信機の各段に対する必要な逐次探索時間を導 き出すことが出来る。その結果を表８に示す。

表　８ 受信機の各段に対する逐次探索時間 性：　５ＮＲｏは積分後のＳＮＲである。

混成処理装置 この発明を用いると、一定／線形混成及び振幅／位相混成信号のような混成信号 の存在を検出することが出来る。この検出は、検波器２０乃至２ＯＮ（第１図） における包絡線検波の後、第９図の回路の信号通路の処理によって行われる。

第９図を参照すると、第１図からの包絡線検波信号が所望のｆおよびτを選択し た混成信号選択器１５０に導入される事が判る。信号選択器１５０の出力はフー リエ変換又はＦ波器バンク１５１でフーリエ変換され、次に混成比較器１５２で 閾値レベルと比較される。

フーリエ変換された混成信号の内容が閾値の組を越える・場合、混成変調の存在 が表示され、それが検出論理回路２００に導入されて、第８図の論理フローチャ ートに従って検証される。

動作装置の実施例 第ｔＯａ図、第ｆｏｂ図および第１・００図は、この発明の動作装置のブロック 図を示す。これらの図面の各々は、第１図の段１３．３０．４０に対応するそれ ぞれの段２１３．２３０．２４０を示す。この場合、信号が存在するかどうかを 検査すべき周波数帯が、第１図のアンテナ１１に相当する入力ポート２１１に導 入される。第１０ａ図、第１０ｂ図および第１０ｃ図に装置のこの外の該当する 素子がある場合、それらに表わす。

第１Ｏ図の場合、検査すべき周波数帯は、帯域ろ波器２１４の中心周波数、例え ば６ＭＪ（Ｚに対応する中心周波数を持つように条件づけられる。第１０ａ図で 、この後帯域が３つの出力ポートを持つＯ０移相信号分割器２０１に導入される 。１つのポートからの帯域が混合器２０２で線２０４を介して第ｉｏｂ図の局部 発振器２０３から送られる基準周波数ｆ。と混合され、帯域Ｆ波器２０５でＥ波 され、増幅され、０°信号分割器２０６によって信号通路および雑音通路に分割 される。

分割器２０１から入って来る信号、並びにそれに対応して分割器２０６から来る 周波数偏移した成分が、雑音掛算器２０７で乗算されて、帯域Ｐ波器２０８を通 る雑音通路に雑音基準を発生する。この信号が雑音ＰＤＳジャック２０９に利用 できる。

分割器２０１から線２１０の第３の通路が、増幅され、一定遅延を受けて、０乃 至ｌμＳｅＣの多数のタップ（例えば１０個）を持つタップつき遅延線２１７に 導入される。遅延選択スイッチ２１８が「１０者択１」出力ポート、及び第１Ｑ ｃ図の選択信号および遅延選択スイッチ２２１からの４本のＢＣＤ制御入力線２ １９を持っている。選択スイッチ２１８はロークリ・スイッチのように作用して 、線２１９のＢＣＤ符号によって選択された信号通路に対して適切な遅延を選択 する。

タップつき遅延線２１７の選択された遅延のところから出て来る信号が増幅され 、信号掛算器２２７で乗算され、帯−域ろ波器２２８でＦ波され、信号ジャック ２２９に利用できるようになる°。Ｆ波器２２８からの年号が、３つの出力ポー トを持つ０°分割器２３１で分割され、第１０ｂ図の局部発振器２３３からの周 波数ｆ１と混合器２３２で混合された後、帯域Ｆ波器２３４を介して次段２３０ に導入される。

第１０ａ図の雑音通路について再び説明すると、雑音基準が増幅され、分割器２ ３５で分割され、２つの混合器（工およびＱ混合器２３６，２３７）で混合され 、こ＼で雑音基準が、スイッチ２２１からの線２３９で表わすように、フロント パネルの周波数選択スイッチの制御のもとに、周波数合成器２３８からの選択さ れた周波数と混合される。この選択された周波数をＦｌで表わすが、これが帯域 Ｆ波器２４１、分割器２４２、およびそれぞれの信号分割器２４３，２４４を介 して、雑音基準チャンネルおよび信号チャンネルの両方に供給される。各々の信 号分割器２４３，２４４は、他方のポートに対して９０°移相した１つのポート を持っていて、信号チャンネルの内容の同相成分■および直角成分Ｑを取出す事 が出来るようにしている。

雑音基準は、■およびＱチャンネルの各々で混合された後、低域Ｆ波され、増幅 され、自乗され、その後加算器２４５で組合わされて、線２４６に複合雑音基準 を発生する。この基準のレベルを計器２４７で読み取って、比較器２４８に導入 する。この比較器は閾値選択装置２４９によって調節し得る閾値を持っている。

信号情報は、混合器２６０，２６１の混合によって、信号チャンネルと同じ形で 処理された後、低域Ｆ波され、自乗され、加算器２６２で組合わされる。信号チ ャンネルの■およびＱ成分がそれぞれジャック２６３゜２６４に利用できる。

比較器２４８は、信号チャンネルから線２５１を介して別の入力を受取る。線２ ５１の信号が線２４６の信号よりも、選択した閾値だけ大きい場合、表示灯２５ ２が点灯し、イエス／ノー信号が、こう云う状態がジャック２５３に存在するこ とを知らせる。信、号の大きさ、即ち、受信周波数帯の中の一定位相信号成分の １２　＋　Ｑ２レベルが、計器２５４に表示され、ジャック２５５に出てくる。

第１．　Ｏｂ図の線形位相検出段２３０ば、上に述べた一定位相検出段２１３と 事実上同一であり、相当する素子には、第１図と同じ参照数字に添字りを付しで ある。段２３０の合成器２３８Ｌば、段２１３の周波数Ｆよとは異っていて良い 周波数Ｆ２に切り換えることが出来る。動作について説明すると、段２３０が線 形位相変調を検出した時、いつでも表示灯２５０Ｌが点灯し、Ｉ　−ＦＱ　の大 きさが、計器２５４Ｌに表示され、ジャック２５５Ｌに出てくる。

第１０ｃ図の２次位相検出段２４０は、これまでの段の混合器２３２および２３ ２Ｌに和尚する最後の周波数変換器が抜けていることを別にすれば、これまでの 段と事実上同一である。段２４０が２次位相変調の存在を検出する。この存在が 、灯２５２Ｑの点灯によって表示され、大きさが計器２５４Ｑに表示され、ジャ ック２５５Ｑに出てくる。

各段の入力および出力周波数は同じであり、これらの段をカスケード接続するこ とが出来るようにすると共に、異なる種類の変調があるかどうか、入力帯域を同 時に探索することが出来るようにする。

れているだけでなく、第６図及び第７図にも例示されている。これらの図面は、 信号の検出並びに分類を確実にする信号帯域処理工程を示している。第６図及び 第７図は、カスケード接続された各段で行われる変換を示すと共に、各段の中で の、信号の形をも示している。

以上のところから、この発明の受信機および方法を用いることによｐｌその搬送 波周波数、変調の種類または変調率が前取って判っていなくとも、ある周波数帯 域内の信号を検出して分類することが出来ることを証明した。検出した後、この 帯域内の１つ又は多くの信号を分類することが出来る。この発明の方法は新規な 基準および信号アンビギティ−変換装置が存在することメ、その各々が異なる形 式の変調を検出する部分のカスケード接続によって行われる。この発明をアナロ グ機能の場合について全般的に説明したが、以上の説明に従って、信号をディジ タル形式で処理することも考えられる。それもこの発明の範囲内である。

以上説明した実施例は、この発明を例示するものであって、制約するものではな い。この発明は請求の範囲の記載のみによって限定されることを承知されたい。

浄書（内容に変更なし） １ｈ表口Ｕ　ＧＯ−５０（１９８８（２の国際調査報告　ＰＣＴ／ＵＳ８４１０ ０４１Ｂ特表昭Ｇ　Ｏ−５００９８８（２８）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ｌ）複数個のカスケード接続手段を有し、１番目の段は受信周波数帯内に一定位 相変調がへ在する事を検出する手段を含んでおシ、前記カスケード接続段の内の 少々くとも１つの別の段は高次の変調を検出する手段を含んでお９、更に、受信 周波数帯の中に存在する女調の存在並びに次数を表示する手段を有する信号検出 器。 ２）請求の範囲１）に記載した信号検出器に於いて、前記検出手段が、 （イ）異なる遅延を持つ複数個の通路を介して、受信周波数帯を処理し、 （ｏ）異なる遅延を受けた周波数帯の対を組合せ、（ハ）組合せた対をフーリエ 変換して、前記周波数帯中の離散的な信号成分の周波数および位相の表示を含む 出力を発生するアンビギティ−変換手段を含んでいる信号検出器。 ３）請求の範囲１）に記載した信号検出器に於いて、線形位相の信号を検出する 手段を含む２番目の段を持っている信号検出器。 ４）請求の範囲ｌ）に記載した信号検出器に於いて、２次位相の信号を検出する 手段を含む３番目の段を持っている信号検出器。 ５）請求の範囲１）に記載した信号検出器に於いて、（ｎ−１）次の位相の信号 を検出する手段を含むｎ個の段を有する信号検出器。 ６）請求の範囲ｌ）に記載した信号検出器に於いて、１つの段で信号を検出しな かった事に応答して、次に続く段を順次付能する手段を有する信号検出器。 ７）請求の範囲２）に記載した信号検出器に於いて、前記アンビギティ−変換段 が、前記周波数帯の共役を発生すると共に、前記組合せ及びフーリエ変換の前に 、前記周波帯の共役を相異る量だけ遅延させる手段を含んでいて、基準として、 フーリエ変換の前に、前記遅延させた周波数帯を前記遅延させた共役周波数帯の 内の１つと組合せる手段を持っている信号検出器。 ８）請求の範囲７）に記載した信号検出器に於いて、前記組合せ手段の出力に結 合されていて、前記組合せの可変遅延周波数帯を後段に導入するとと′が出来る 様にする選択手段を持っている信号検出器。 ９）請求の範囲７）に記載した信号検出器に於いて、前記フーリエ変換手段の出 力に結合されていて、前記組合せの可変遅延周波数帯を後段に導入することが出 来る様にする選択手段を持っている信号検出器。 １０）請求の範囲２）に記載した信号検出器に於いて、前記アンビギティ−変換 手段が周波数帯を伝送する為の複数個の並列通路を構成する手段を持っておシ、 前記並列通路の内の少なくとも２つは相異る遅延を持ち、更に、前記通路の内の １つにあって、該通路内の周波数帯を予じめ選ばれた周波数帯に周波数変換する 手段と、前記通路の出力の対を組合せる手段と、該組合せ手段の出力をＦ波して その出力を予じめ選ばれた周波数帯に制限する手段と、前記Ｆ波器の出方の複素 周波数変換を行って、可変遅延の組合せ周波数帯の複合を工変換して、もとの周 波数帯の中に存在する信号周波数、記号速度又は信号の信号位相の内の少なくと も１つの表示を発生する手段とを有する信号検出器。 １．１）請求の範囲２）に記載した信号検出器に於いて、前記アンビギティ−変 換手段が、入ってくる信号を条件は手段からの条件づけられた信号を相異なる遅 延を持つ複数個の通路で処理する手段と、条件づけられていない信号を異なる遅 延を持つ通路で処理する手段と、前記相異なる遅延を持つ通路からの信号のそれ ぞれの対を組合せる手段と、該組合せ手段の出力のフーリエ変換を発生する手段 とで構成されている信号検出器。 １２）請求の範囲２）に記載した信号検出器に於いて、前記アンビギティ−変換 手段が、入ってくる信号を条件づけてその′解析関数μ（ｔ）を発生する手段と 、該条件づけ手段からの条件づけられた信号を相異なる遅延を持つ複数個の通路 で処理する手段と、条件づけられていない信号を異なる遅延を持つ通路で処理す る手段と、前記相異なる遅延を持つ通路からの信号のそれぞれの対を組合せる手 段と、該組合せ手段の出力に結合されたＦ波器バンクとで構成されている信号検 出器。 １３）請求の範囲ｌ）に記載した信号検出器に於いて、前記組合せ手段の出力に 結合されていて、該組合せ手段の出力を後段に導入することが出来る様にする選 択手段を有する信号検出器。 １４）周波数帯中の変調を検出して分類する方法に於いて、その変調成分を検出 並びに分類しようとする周波数帯を少なくとも３種類の異なる遅延で処理し、異 なる遅延における前記周波数帯の結果の対を組合せ、組合せた結果の周波数成分 を測定し、組合せた対の内の１つを基準として同定し、組合せた対のエネルギー 成分を基準と比較して、基準以外の何れかの組合せ工程の結果が基準のレベルを 越えた時に、一定位相変調の存在を表示する工程から成る方法。 １５）請求の範囲１４）に記載した方法に於いて、基準として選ばれるもの以外 の各々の遅延に対し、共役周波数帯を発生する方法。 １６）請求の範囲１４）に記載した方法に於いて、組合せ結果の周波数成分を測 定する工程が、そのフーリエ変換を発生する事によって行われる方法。 １７）請求の範囲１４）に記載した方法に於いて、その組合せ出力を用いて請求 の範囲１４）の工程を繰返して、前記周波帯中の線形位相変調の存在の表示を導 き出す工程を含む方法。 １８）請求の範ｈ　ｉ７）に記載した方法に於いて、請求の範囲１６）の工程の 組合せ出力を用いて、請求の範囲１４）の工程を繰返し、こうして前記周波数帯 中の２次位相変調の存在の表示を導き出す工程を含む方法。 １９）　請求の範囲１８）に記載した方法に於いて、請求の範囲１８）に記載し た工程の組合せ出力を用いて、請求の範囲１４）の工程を繰返し、こうして高次 変調の存在の表示を導き出す工程を含む方法。 ２０）請求の範囲１７）　、　１８）または１９）に記載した方法に於いて、そ の前の請求の範囲の工程によって、該請求の範囲によって検出される種類の変調 の表示が発生されない時にだけ、この後に続く各々の請求の範囲の工程を実施す る工程を含む方法。 ２１）請求の範囲１４）に記載した方法に於いて、別の遅延の周波数帯と組合せ る前に、基準として使われる遅延の周波数帯を周波数変換し、同時に他の遅延の 周波゛２′数帯の組合せ結果を周波数変換する工程を含む方法。 ２２）信号成分を検査しようとする周波数帯を受取る手段と、該周波数帯をそれ ぞれ異なる遅延を持つ相異なる通路に同時に通す段と、相異なる遅延を持つ通路 の少なくとも１対の出力を組合せる手段と、該組合せた対の出力のエネルギー成 分の表示を発生する手段と、異なる遅延を持つ通路を通過する帯域を含む周波数 帯のエネルギー成分の表示を発生して基準とする手段と、前記組合せた対の出力 の相対的なエネルギー成分を前記基準のエネルギー成分と比較して、受取った周 波数帯中の一定位相変調の存在の表示を構成する出力を発生する手段とを有する 信号検出器。 ２３）請求の範囲２２）に記載した信号検出器に於いて、前記組合せ手段の結果 を異なる遅延を持つ複数個の通路に導入する第２段と、最後に記載した複数個の 通路の出力の内の少なくとも１対を組合せる第２の手段と、該第２の組合せ手段 の組合せた対の出力のエネルギー成分の表示を発生する第２の手段と、異なる遅 延を持つ通路を通過した帯域を含む、第２段に対する入力周波数帯のエネルギー 成分の表示を発生して基■とする第２の手段と、前記組合せた対の出力の相対的 なエネルギー成分を前記基準のエネルギー成分と比較して、受取った周波数帯中 の線形位相変調の存在の表示を構成する出力を発生する第２の手段とを有する信 号検出器０ ２４）請求の範囲２３）に記載した信号検出器に於いて、前記第２の組合せ手段 の結果を異なる遅延を持つ複数個の通路に導入する第３段と、最後に記載した複 数個の通路の出力の内の少なくとも１対を組合せる第３の手段と、該第３の組合 せ手段の組合せた対の出力のエネルギー成分の表示を発生する第３の手段と、異 なる遅延を持つ通路を通過した帯域を含む第３段に対する入力周波数帯のエネル ギー成分の表示を発生して基準とする第３の手段と、前記組合せた対の出力の相 対的なエネルギー成分を前記基準のエネルギー成分と比較して、受取った周波数 帯中の２次位相変調の存在の表示を構成する出力を発生する第３の′手段とを有 する信号検出器。 ２５）請求の範囲２２）に記載した信号検出器に於いて、その前の最後の組合せ 手段の結果を異なる遅延を持つ複数個の通路に導入するＮ番目の段と、最後に記 載した複数個の通路の出力の内の少なくとも１対を組合せるＮ番目の手段と、該 Ｎ番目の組合せ手段の組合せた対の出力のエネルギー成分の表示を発生するＮ番 目の手段と、異なる遅延を持つ通路の内の１つの通過した帯域を含む前記Ｎ番目 の段に対する入力周波数帯のエネルギー成分の表示を発生して基準とするＮ番目 の手段と、前記組合せた対の出力の相対的なエネルギー成分を前記基準のエネル ギー成分と比較して、受取った周波数帯中の（Ｎ−１）次位相変調の存在の表示 となる出力を発生するＮ番目の手段とを有する信号検出器。 ２６）請求の範囲２２）　、　２３）　、　２４）又は２５）に記載した信号検 出器に於いて、前記エネルギー成分の表示を発生する手段が、フーリエ変換を行 う手段で構成されている信号検出器。 ２７）請求の範囲２２）　、　２３）　、　２４）又は２５）に記載した信号検 出器に於いて、前記エネルギー成分の表示を発生する手段が、Ｆ波器バンクを含 んでいる信号検出器。 ２８）請求の範囲２２）　、　２３）　、　２４）又は２５）に記載した信号検 出器に於いて、基準を構成する通路の出力を異なる遅延を持つ通路の出力と、そ の表示を発生する前に、組合せる手段を含む信号検出器。 ２９）請求の範囲２５）に記載した信号検出器に於いて、前段がコヒーレント信 号を検出しなかった事に応答して、前記段を順次付能する論理手段を有する信号 検出器・ ３０）請求の範囲２２）　、　２３）　、　２４）又は２５）に記載した信号検 出器に於いて、前記信号帯域の共役を取り出す少なくとも２つの信号通路と共役 を組合せる手段を有する信号検出器。 ３１）請求の範囲２２）に記載した信号検出器に於いて、組合せの前に、少なく とも１つの通路の周波数帯を周波数変換する手段と、前記組合せ手段の出力に結 合されていて、該周波数帯を大体前記組合せ手段に対する入力の差周波数に制限 する帯域Ｆ波器手段と、前記組合せｐ波信号を予定のベースバンドに周波数変換 する手段と、前記Ｆ波組合せ出力の異なる周波数に於けるエネルギー成分の表示 を発生する手段とを有する信号検出器。 ３２）請求の範囲２２）　、　２３）　、　２４）又は２５）に記載した信号検 出器に於いて、前記通路の遅延を制御する手段を有する信号検出器。 ３３）請求の範囲３２）に記載した信号検出器に於いて、前記通路の遅延を制御 する手段が、信号成分を検査する周波数帯中に考えられる記号接続時間を網羅す る一連の遅延を選択する手段を含んでいる信号検出器。 ３４）請求の範囲３２）に記載した信号検出器に於いて、前記通路の遅延を制御 する手段が、信号成分を検査する周波数帯中に考えられる変調の変調率の範囲を カバーする一連の遅延を選択する手段を含んでいる信号検出器。 ３５）請求の範囲２２）　、　２３）　、　２４）又は２５）に記載した信号検 出器に於いて、前記段が、前記表示を発生する手段の出力からの特定の範囲の周 波数の値を選択し′Ｃ基準とする手段と、該選択する手段に対する閾値手段と、 前記選択手段の出力を、前記組合せ手段からの、表示を発生する手段の出力と比 較する手段と、該比較する手段の出力に応答する手段とを有し、該応答する手段 に於いて、前記選択する手段からの信号レベルが前記閾値より大きな量だけ、前 記組合せ手段からの表示を発生する手段の出力をこえ、この為前記選択する手段 によって選択されたパラメータを用いて有効な変調信号が存在すると見做される 信号検出器。 ３６）請求の範囲３５）に記載した信号検出器に於いて、前記比較する手段で比 較する前＋Ｃ，前記組合せ手段の表示を発生する手段および選択する手段の出力 を包絡線検波する手段を有する信号検出器。 ３７）請求の範囲２２）　、　２３）　、　２４）又は２５）に記載した信号検 出器に於いて、前記表示を発生する手段の出力からｆおよびτの特定の範囲の値 を選択する手段と、選択されたパラメータを持つ任意の信号から、信号検出器の 時間基準に対する位相情報を抽出する手段と、該位相抽出手段の出力を組合せて 、前記周波数帯中の信号エネルギー成分の記号位相の表示を発生する手段とを有 する信号検出器。 ３８）請求の範囲３６）に記載した信号検出器に於いて、前記時間基準が信号検 出器のクロックを構成している信号検出器。 ３９）請求の範囲２２）　、　２３）　、　２４）又は２５）に記載した信号検 出器に於いて、前記周波数帯中の信号エネルギー成分の記号速度を取９出す手段 を有する信号検出器。 ４０）請求の範囲２２）に記載した信号検出器に於いて、前記周波数帯中の信号 エネルギー成分の周波数を取り出す手段を有する信号検出器。 ４．１）請求の範囲２２）Ｋ記載した信号検出器に於いて、前記段に導入される 周波数帯の帯域幅を選択する手段を有する信号検出器。 ４２）請求の範囲２２）に記載した信号検出器に於いて、前記基準通路に対する 閾値を選択する手段を有し、この為有効信号の存在又は不在が前記選択された閾 値レベルを基準として決定される信号検出器。 ４３）信号成分を検査する周波数帯を遅延させる手段と、前記周波数帯を周波数 偏移させる手段と、前記周波数偏移させた周波数帯に前記周波数帯を乗じてその 積をめる第１の手段と、前記績のエネルギー成分を表わす信号を基準として発生 する手段と、前記周波数偏移させた周波数帯を前記遅延手段から′の遅延周波数 帯と乗じてその積をめる第２の手段と、最後に記載した手段の積のエネルギー成 分を表わす信号を発生する手段と、前記信号のエネルギー・レベルを比較する手 段とを有し、後者の信号のエネルギーが一層大きければ、それは検査する周波数 帯中の一定位相変調の存在を表わす信号検出器。 ４４）請求の範囲４３）に記載した信号検出器に於いて、請求の範囲４３）に記 載した信号検出器と同じ第２段を、前記周波数変移させた周波数帯を遅延周波数 帯と乗する手段に結合することにより、前記周波数帯中の線形位相信号の存在を 検出する信号検出器。 ４５）Ｍ求の範囲４６）に記載した信号検出器に於いて、最後の段と同じ続く段 を設けて、前記周波数帯中の高次変調の存在を検出する信号検出器。 ４６）請求の範囲４３）に記載した信号検出器に於いて、前記基準信号を発生す る手段が、前記乗算手段の積の同相成分および直角成分を発生する手段と、前記 同相および直角手段を組合せる手段とを有する信号検出器。 ４７）請求の範囲４３）に記載した信号検出器に於いて、前記最後の手段のエネ ルギー成分を表わす信号を発生する手段が、前記第２の乗算手段の積の同相成分 および直角成分を発生する手段と、該同相成分および直角成分を組合せる手段と を有する信号検出器。 ４８）請求の範囲４６）　ｔだは４７）に記載した信号検出器に於いて、前記組 合せ手段が加算器で構成されている信号検出器。 ４９）請求の範囲４３）に記載した信号検出器に於いて、前記遅延手段がタップ つき遅延線で構成されている信号検出器。 ５０）請求の範囲４９）に記載した信号検出器に於いて、前記周波数帯を予定量 だけ遅延させるために、前記タップつき遅延線の遅延を選択するスイッチ手段を 有する信号検出器。 ５１）請求の範囲４３）に記載した信号検出器に於いて、局部周波数源と、比較 する前に、前記基準信号および前記第２の信号の両方を混合する手段と、前記局 部周波数源を変えて異なる周波数の加算信号を発生する手段とを有する信号検出 器。 ５２）請求の範囲４３）に記載した信号検出器に於いて、有効信号の表示を表示 する前に、前記第１の信号のレベルより高い前記第２の信号に対する閾値を設定 する、前記比較する手段に対する閾値手段を有する信号検出器。 ５３）請求の範囲４３）に記載した信号検出器に於いて、検出された信号の大き さ並びに記号接続時間の表示として、前記第２の信号を発生する手段の出力に結 合された手段を有する信号検出器。 ５４）その中の信号を検出しようとする範囲を含む周波数帯を可変に遅延させる 手段と、異なる遅延の周波数帯を乗算してその積をめ手段と、異なる遅延におけ る乗算の積、のエネルギー成分を比較する手段と、１つの積を基準として選択す る手段と、前記比較する手段における１つの積が前記基準のレベルをこえた時、 信号の存在を表示する手段とを有する信号検出器。 ５５）信号成分を検査しようとする周波数帯を受取る手段と、該周波数帯をそれ ぞれ異なる遅延を持つ相異なる通路に同時に通過させる段と、異なる遅延を持つ 通路の少なくとも１対の出力を組合せる手段と、前記組合せた対の出力のエネル ギー成分の表示を発生する第１の手段と、異なる遅延を持つ通路を通過した帯域 を含む周波数帯のエネルギー成分の表示を発生して基準とする第２の手段と、前 記組合せた対の出力の相対的なエネルギー成分を前記基準のエネルギー成分と比 較して、受取った周波数帯中の第１の変調の存在の表示となる出力を発生する手 段と、前記第１の手段の出力のエネルギー成分の表示を発生して、第２の変調の 存在の表示を発生する第３の手段とを有する混成変調を検出する信号検出器。 ５６）請求の範囲５５）に記載した信号検出器に於いて、前記第３の手段が、フ ーリエ変換で構成される信号検出器。 ５７）請求の範囲５５）に記載した信号検出器に於いて、前記第３の手段が、Ｐ 波器バンクで構成される信号検出器。 ５８）請求の範囲５５）に記載した信号検出器に於いて、それより高い所では有 効な第２の変調が表示される様なレベルを定める閾値を決める手段と、前記第３ の手段からのエネルギー成分が前記閾値を決める手段によって定められたレベル をこえる時、第２の変調の存在を表示する比較手段とを有する信号検出器。 ５９）請求の範囲５５）に記載した信号検出器に於いて、前記第３の手段に導入 する前に、所望の信号に対するｆおよびτの内の少なくとも一方を選択する信号 選択手段を有し、この為、所望の信号の第２の変調を検出できるようにした信号 検出器。 ６０）請求の範囲１）　、　３）　、　４）　、　５）　、　２３）　、　２５ ）　、　４４）お」：び４５）に記載した信号検出器に於いて、相次ぐ段で帯域 幅が減少する股間Ｐ波器を有する信号検出器。 ６１）請求の範囲ｌ）　、　３）　、　４）　、　５）　、　２３）　、　２５ ）　、　４４）および４５）に記載した信号検出器に於いて、各々の段に対し、 前段並びに当該段の段遅延の和に逆比例する帯域幅を持つ股間瀘波器を設けた信 号検出器。 ６２）請求の範囲１）　、　３）　、　４）　、　５）　、　２３）　、　２５ ）　、　４４）および４５）に記載した信号検出器に於いて、前記周波数帯の帯 域幅の１／１０程度捷たはそれより狭い帯域幅を持つ狭帯域Ｆ波器を有する信号 検出器。 浄書（内容に変更なし）