JPS60152190A - Ｆｍ復調器 - Google Patents
Ｆｍ復調器Info
- Publication number
- JPS60152190A JPS60152190A JP706984A JP706984A JPS60152190A JP S60152190 A JPS60152190 A JP S60152190A JP 706984 A JP706984 A JP 706984A JP 706984 A JP706984 A JP 706984A JP S60152190 A JPS60152190 A JP S60152190A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- demodulator
- signal
- variable attenuator
- signals
- time
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Radio Relay Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は１時分割多重信号のＦＭ復調器に関する。
近年、放送術星から発射される電波を直接家庭で受信す
る新しい放送システムが注目を浴びている。この衛星放
送は、妨害のない高品質な画像を地上とは別のチャンネ
ルで得ることができ、また全国−斉放送も可能となる等
の特長を有するものである。
る新しい放送システムが注目を浴びている。この衛星放
送は、妨害のない高品質な画像を地上とは別のチャンネ
ルで得ることができ、また全国−斉放送も可能となる等
の特長を有するものである。
さて、衛星放送においては衛星の下り回線の出力レベル
に制限があるため、テレビジョン信号の伝送手段として
はＦＭ方式の採用が考えられている。
に制限があるため、テレビジョン信号の伝送手段として
はＦＭ方式の採用が考えられている。
したがって、地上に配設される受信機には当然にＦＭ復
調器が備えられることになる。ＦＭ方式の場合、この受
信機の復調前の搬送波対雑音電力比（Ｃハ比）と復調後
の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）の関係は、第１図の特性曲
線（ａ）に示す如きものとなる。すなわち、Ｃ／Ｎ比が
閾値（ＴｈＡ） （Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ：ｘレジ、−Ａ
／ド）より大きな領域では、８／Ｎ比は下記の（１）式
で示されるＦＭ改善度（ＩＦＭ） 、（ｉｆ）式で示さ
れるプリエンファシス（ＩＢＭ）による改善により、Ｃ
／Ｎ比よりもかなり良い値となる。
調器が備えられることになる。ＦＭ方式の場合、この受
信機の復調前の搬送波対雑音電力比（Ｃハ比）と復調後
の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）の関係は、第１図の特性曲
線（ａ）に示す如きものとなる。すなわち、Ｃ／Ｎ比が
閾値（ＴｈＡ） （Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ：ｘレジ、−Ａ
／ド）より大きな領域では、８／Ｎ比は下記の（１）式
で示されるＦＭ改善度（ＩＦＭ） 、（ｉｆ）式で示さ
れるプリエンファシス（ＩＢＭ）による改善により、Ｃ
／Ｎ比よりもかなり良い値となる。
Δｆｍ：最大周波数偏移。
ｆｈ：映像の最大周波数、Ｂ：帯域幅
ｎ（ｆす：三角雑音の分布関数
ｈ（ｆｖ） ’：ディエンファシス関数しかし遁がら、
ＦＭの場合、復調された信号の雑音は三角雑音となる
ため、変調信号のフォーマットがＮＴＳＣ方式のときに
は、比較的高い周波数の搬送波（３，５８ＭＨｚ）によ
り送出される色信号に多くの雑音が発生することになる
。そこでこのカラーノイズを排除するため現在、音声デ
ータ、色差信号、輝度信号のそれぞれを時分割で伝送す
るシステムが考えられている。この時分割多重方式の信
号フォーマットは第２図に模式的に示されるように同期
データ（Ｓ）を含め、音声データ（Ａ）１色差信号（Ｃ
）、および輝度信号（Ｙ）をそれぞれ時間軸圧縮し分割
して伝送するものである。この時分割多重方式によれば
、各信号の周波数スペクトラム分布をほぼ同一にするこ
とができ、ＮＴＳＣ方式に比較し、同−Ｃ／Ｎ比での視
覚的Ｓハ比を向上させることができる。
ＦＭの場合、復調された信号の雑音は三角雑音となる
ため、変調信号のフォーマットがＮＴＳＣ方式のときに
は、比較的高い周波数の搬送波（３，５８ＭＨｚ）によ
り送出される色信号に多くの雑音が発生することになる
。そこでこのカラーノイズを排除するため現在、音声デ
ータ、色差信号、輝度信号のそれぞれを時分割で伝送す
るシステムが考えられている。この時分割多重方式の信
号フォーマットは第２図に模式的に示されるように同期
データ（Ｓ）を含め、音声データ（Ａ）１色差信号（Ｃ
）、および輝度信号（Ｙ）をそれぞれ時間軸圧縮し分割
して伝送するものである。この時分割多重方式によれば
、各信号の周波数スペクトラム分布をほぼ同一にするこ
とができ、ＮＴＳＣ方式に比較し、同−Ｃ／Ｎ比での視
覚的Ｓハ比を向上させることができる。
第３図に上記時分割多重により送出されるテレビジ曹ン
信号を受信・復調する受信機のシステムブロック図を示
す。放送衛星より発射されるＳＨＦ帯の時分割多重信号
（１）はアンテナ（２）で受信され。
信号を受信・復調する受信機のシステムブロック図を示
す。放送衛星より発射されるＳＨＦ帯の時分割多重信号
（１）はアンテナ（２）で受信され。
周波数変換機能を有する屋外ユニッ） （ＯＤＵ］３）
により中間周波信号（ＩＦ傷信号（４）にダウンコンバ
ートされ、ＦＭ復調器（５）を含む屋内ユニット（ＩＤ
［Ｊ） （６）に供給される。ＩＤＵ（ｅｌでは上記Ｉ
Ｐ信号（４）をチューナ（力により選局すると共に第２
工Ｆ信号（８）に変換し。
により中間周波信号（ＩＦ傷信号（４）にダウンコンバ
ートされ、ＦＭ復調器（５）を含む屋内ユニット（ＩＤ
［Ｊ） （６）に供給される。ＩＤＵ（ｅｌでは上記Ｉ
Ｐ信号（４）をチューナ（力により選局すると共に第２
工Ｆ信号（８）に変換し。
さらにＦＭ復調器（５）によりベースバンド信号（１階
に変換する。この時分割多重ベースバンド信号（１国は
。
に変換する。この時分割多重ベースバンド信号（１国は
。
輝度信号時間軸伸長回路（９）１色差信号時間軸伸張回
路（１１，ならびに音声信号処理回路（ｔＩ）に導びか
れ。
路（１１，ならびに音声信号処理回路（ｔＩ）に導びか
れ。
輝度、信号および色差信号は時間軸伸張された後。
デコーダａ４により合成されＮＴＳＣコンポジットビデ
オ信号として出力される。また、音声信号処理回路ａυ
に供給された時間軸圧縮音声データは１時間軸伸張され
ると共にデジタル音声デコーダによりアナログ音声信号
に変換され出力される。尚。
オ信号として出力される。また、音声信号処理回路ａυ
に供給された時間軸圧縮音声データは１時間軸伸張され
ると共にデジタル音声デコーダによりアナログ音声信号
に変換され出力される。尚。
伸張回路ｆ９）、（ｌ［Ｉ）、処理回路ａｌ）でそれぞ
れ行われる信号処理は、クロック用生・タイミングパル
ス発生回路ａ肴から供給されるタイミングパルス（Ｉω
によシ制御ヲレ−る。ここでパルス発子回路０尋はベー
スバンド信゛号０を入力とし、これより同期信号（クロ
ック）を再生し、このクロックをもとにベースバンド信
号（１３を構成する個々の多重信号（音声信号１色差信
号等）の発生期間に対応した上記タイミングパルスα［
有］を出力するものである。
れ行われる信号処理は、クロック用生・タイミングパル
ス発生回路ａ肴から供給されるタイミングパルス（Ｉω
によシ制御ヲレ−る。ここでパルス発子回路０尋はベー
スバンド信゛号０を入力とし、これより同期信号（クロ
ック）を再生し、このクロックをもとにベースバンド信
号（１３を構成する個々の多重信号（音声信号１色差信
号等）の発生期間に対応した上記タイミングパルスα［
有］を出力するものである。
さて、上述のＩＤＵ（６）の一部を構成するＦＭ復調器
（５）は、ＦＭ方式におけるスレショールド現象を改善
するために追跡フィルタ方式のＦＭ復調器を採用するこ
とが考えられる。ＦＭ方式におけるスレシ曹−ル、ド現
象とは第１図の特性曲線（ａ）に示す如く。
（５）は、ＦＭ方式におけるスレショールド現象を改善
するために追跡フィルタ方式のＦＭ復調器を採用するこ
とが考えられる。ＦＭ方式におけるスレシ曹−ル、ド現
象とは第１図の特性曲線（ａ）に示す如く。
Ｃハ比が閾値（ＴｈＡ）以下となった場合に、急激に８
／Ｎ比が減少する現象であり、一般にｉｄ （Ｍ調器に
入る雑音のピーク値が信号のピーク値をしばしば越える
ときに起こる。このスレシ田−ルド現象を改善するには
通過域の中心周波数が可変の狭帯域沖波器を用意しｊそ
の中心周波数がＦＭ波の瞬時周波数に常に一致するよう
に制御することにより果される。すなわち、 ＦＭ波の
エネルギはその大部分がその時の瞬時周波数の囲りの狭
い帯域に集中していると考えられるため、上記の如く帯
域制限することによシ、雑音のピーク値を減じつつＦＭ
波を歪みなく伝送することができる。こうして考え出さ
れたのが追跡フィルタ方式のＦＭ復調器であり、その−
例として負帰還位相検波方式（ＰＬＬ方式）復調器およ
び注入同期型発振器（ＩＬＯ）を用いたＩＬＯ方式復調
器等が一般に知られている。
／Ｎ比が減少する現象であり、一般にｉｄ （Ｍ調器に
入る雑音のピーク値が信号のピーク値をしばしば越える
ときに起こる。このスレシ田−ルド現象を改善するには
通過域の中心周波数が可変の狭帯域沖波器を用意しｊそ
の中心周波数がＦＭ波の瞬時周波数に常に一致するよう
に制御することにより果される。すなわち、 ＦＭ波の
エネルギはその大部分がその時の瞬時周波数の囲りの狭
い帯域に集中していると考えられるため、上記の如く帯
域制限することによシ、雑音のピーク値を減じつつＦＭ
波を歪みなく伝送することができる。こうして考え出さ
れたのが追跡フィルタ方式のＦＭ復調器であり、その−
例として負帰還位相検波方式（ＰＬＬ方式）復調器およ
び注入同期型発振器（ＩＬＯ）を用いたＩＬＯ方式復調
器等が一般に知られている。
第４図にＰＬＬ方式ＦＭ復調器の概略構成を示す。
図においてＡＧＣ回路（ｔｅにより利得制御された第２
ＩＦ信号（８）と電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１７）の
出力との位相差が位相検波器（田により検出される。位
相検波器ａ樽の出力はループフィルタ（１りによ抄帯域
外の雑音が除かれた後、前記ＶＣＯ（１７）に負帰還さ
れ、■ＣＯａηの発振周波数が入力ＦＭ波の周波数に一
致するようにＶＣＯ卸が制御される。
ＩＦ信号（８）と電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１７）の
出力との位相差が位相検波器（田により検出される。位
相検波器ａ樽の出力はループフィルタ（１りによ抄帯域
外の雑音が除かれた後、前記ＶＣＯ（１７）に負帰還さ
れ、■ＣＯａηの発振周波数が入力ＦＭ波の周波数に一
致するようにＶＣＯ卸が制御される。
このような同期状態にふいては、 ＶＣＯ（１７１の周
波数は入力ＦＭ波の周波数に追従し全く等しく変化する
ことになり、このｖｃｏ（ｔ７）の周波数は前記ループ
フィルタα樟の出力する制御電圧に比例して変化してい
るため、この制御電圧がＦＭ復調出力となる。
波数は入力ＦＭ波の周波数に追従し全く等しく変化する
ことになり、このｖｃｏ（ｔ７）の周波数は前記ループ
フィルタα樟の出力する制御電圧に比例して変化してい
るため、この制御電圧がＦＭ復調出力となる。
このようにＰＬＬ方式ＦＭ復調器（澗は、追跡フィルタ
として機能する。したがって、そのループゲインを下げ
、ループフィルタ（１１の帯域幅を狭くすれば追跡フィ
ルタとしての帯域幅も狭くなり、スレシ目−ルドの改善
が期待できる。
として機能する。したがって、そのループゲインを下げ
、ループフィルタ（１１の帯域幅を狭くすれば追跡フィ
ルタとしての帯域幅も狭くなり、スレシ目−ルドの改善
が期待できる。
一方、ＩＬＯ方式ＦＭ復調器では第５図に示す如く。
ＡＧＣ回路回路上シ利得制御された第２ＩＰ信号（８）
はＩＬＯＱυに供給される。ＩＬＯ（２υの出力信号は
周波数弁別器（２匂に導びかれ１周波数弁別器（２湯は
この出力信号を検波し復調信号を出力する。ここでＩＬ
ＯＣＪＩ）はスレシ冒−ルドを改善すると共にリミッタ
としても動作する。第６図はＩ ＬＯ（２１）の−回路
例を示すもので、ＩＬＯ（２１）の自走発振周波数ｆ。
はＩＬＯＱυに供給される。ＩＬＯ（２υの出力信号は
周波数弁別器（２匂に導びかれ１周波数弁別器（２湯は
この出力信号を検波し復調信号を出力する。ここでＩＬ
ＯＣＪＩ）はスレシ冒−ルドを改善すると共にリミッタ
としても動作する。第６図はＩ ＬＯ（２１）の−回路
例を示すもので、ＩＬＯ（２１）の自走発振周波数ｆ。
は下記の（ｉｉＤ式で与えられる。
入力信号はトランジスタＱ、のベースに注入され、自走
発振出力と合成されることにより出力信号が入力信号に
同期されると同時に出力レベルが一定となる。すなわち
、ＩＬＯ（２υは第２ＩＦ信号（８）の周波数にロック
した一定振幅の信号を出力する。゛このときの出力レベ
ルは入力レベルが変動しても一定であるがロックレンジ
は入力レベルによって変化する。よって、入力レベルが
小さいときはロックレンジが狭くなり、ＩＬＯ方式ＦＩ
ＪＪｉ調回路（２階もやはり一種の追跡フィルタとして
動作するのである。
発振出力と合成されることにより出力信号が入力信号に
同期されると同時に出力レベルが一定となる。すなわち
、ＩＬＯ（２υは第２ＩＦ信号（８）の周波数にロック
した一定振幅の信号を出力する。゛このときの出力レベ
ルは入力レベルが変動しても一定であるがロックレンジ
は入力レベルによって変化する。よって、入力レベルが
小さいときはロックレンジが狭くなり、ＩＬＯ方式ＦＩ
ＪＪｉ調回路（２階もやはり一種の追跡フィルタとして
動作するのである。
第１図の特性曲線（ｂ）は上記ＰＬＬ方式ＦＭ復調回路
空もしくはＩＬＯ方式ＦＭ復調回路−吟のいわゆる追跡
フィルタ方式のスレショールド改善形復調器を用いた場
合のＣ／Ｎ比対Ｓ／Ｎ比特性曲線であり、閾値レベル（
ＴｈＢ）は、特性曲線（ａ））の閾値（’ｒｈＡ）に比
べ低下している。したがって、スレショールド改善形復
調器によれば、Ｃ／Ｎ比がより低いところまで良好な復
調が可能となる。
空もしくはＩＬＯ方式ＦＭ復調回路−吟のいわゆる追跡
フィルタ方式のスレショールド改善形復調器を用いた場
合のＣ／Ｎ比対Ｓ／Ｎ比特性曲線であり、閾値レベル（
ＴｈＢ）は、特性曲線（ａ））の閾値（’ｒｈＡ）に比
べ低下している。したがって、スレショールド改善形復
調器によれば、Ｃ／Ｎ比がより低いところまで良好な復
調が可能となる。
さて、上述の如くスレショールド現象の改善をはかるた
めにはＰＬＬ方式ＦＭ復調回路（氾では、ループゲイン
を低下させ閾値を下げればよいのであるが、余りループ
ゲインを下げると同期はずれ現象という新たな問題が発
生してくる。この同期はずれ現象は位相検波器（１樟の
特性上の安定点が正常動作位置より飛び移り、別の安定
点に移行する現象を言い、この現象が生じると復調出力
にはインパルス性雑音が現われてしまう。この同期はず
れ現象が生じる原因のひとつに信号による周波数偏移が
大きくて、そのための残留位相誤差成分が大きくなるこ
とが挙げられる。この位相誤差はループゲインを低下さ
せると大きくなってしまう。そのため、スレショールド
現象を改善するために許容されるループゲインの低下に
は限度があり、ＰＬＬ方式ＦＭ復調器（社）のループゲ
インはスレショールド現象と共に同期はずれ現象をも考
慮し、入力ＦＭ波に応じて最適な値に設定し浸ければな
らない。
めにはＰＬＬ方式ＦＭ復調回路（氾では、ループゲイン
を低下させ閾値を下げればよいのであるが、余りループ
ゲインを下げると同期はずれ現象という新たな問題が発
生してくる。この同期はずれ現象は位相検波器（１樟の
特性上の安定点が正常動作位置より飛び移り、別の安定
点に移行する現象を言い、この現象が生じると復調出力
にはインパルス性雑音が現われてしまう。この同期はず
れ現象が生じる原因のひとつに信号による周波数偏移が
大きくて、そのための残留位相誤差成分が大きくなるこ
とが挙げられる。この位相誤差はループゲインを低下さ
せると大きくなってしまう。そのため、スレショールド
現象を改善するために許容されるループゲインの低下に
は限度があり、ＰＬＬ方式ＦＭ復調器（社）のループゲ
インはスレショールド現象と共に同期はずれ現象をも考
慮し、入力ＦＭ波に応じて最適な値に設定し浸ければな
らない。
同様にＩＬＯ方式ＦＭ復調器（ハ）の場合には、入力レ
ベルが小さい程、スレショールド現象の改善量は大きく
なるが、前述の如く入力レベルが小さい程ロックレンジ
が狭くなるため、や番まり同期はずれ現象が発生してく
る。したがってＩＬＯ方式ＦＭ復調器轡の場合も、入力
レベルはスレシ冒−ルド現象と共に同期はずれ現象をも
考慮し入力ＦＭ波に応じて最適な値に設定しなければな
らない。
ベルが小さい程、スレショールド現象の改善量は大きく
なるが、前述の如く入力レベルが小さい程ロックレンジ
が狭くなるため、や番まり同期はずれ現象が発生してく
る。したがってＩＬＯ方式ＦＭ復調器轡の場合も、入力
レベルはスレシ冒−ルド現象と共に同期はずれ現象をも
考慮し入力ＦＭ波に応じて最適な値に設定しなければな
らない。
しかしながら、 ＰＬＬ方式方式ＦＭ復調器上びＩＬＯ
方式ＦＭ復調器曽等のスレショールド改善形ＦＭ復調器
では、入力ＦＭ波が連続した種別の異なる複数の信号に
より構成される時分割多重信号のような場合１個々の多
重信号に応じてループゲインおよび入力レベルを可変と
しそれぞれ最適値に設定することはできない。そのため
、それぞれのＦ’Ｍ復調器＆０）、Ｃ，！→に時分割多
重信号を供給し、これを復調した場合１個々の多重信号
の全てにおいては十分なＳ／Ｎ比の復調信号を得ること
ができなかった。
方式ＦＭ復調器曽等のスレショールド改善形ＦＭ復調器
では、入力ＦＭ波が連続した種別の異なる複数の信号に
より構成される時分割多重信号のような場合１個々の多
重信号に応じてループゲインおよび入力レベルを可変と
しそれぞれ最適値に設定することはできない。そのため
、それぞれのＦ’Ｍ復調器＆０）、Ｃ，！→に時分割多
重信号を供給し、これを復調した場合１個々の多重信号
の全てにおいては十分なＳ／Ｎ比の復調信号を得ること
ができなかった。
本発明は上記の問題点に鑑み成されたものであり、時分
割多重信号を８７Ｎ比を良好に保ちつつ復調することの
できるＦＭ復調器を提供することを目的とする。
割多重信号を８７Ｎ比を良好に保ちつつ復調することの
できるＦＭ復調器を提供することを目的とする。
本発明のＦＭ復調器は、いわゆる追跡フイ）レタ方式の
スレショールド改善形復調器（ＴＢＤ）の前段に入力Ｆ
Ｍ波の信号レベルを減衰させる可変減衰器を付加し、こ
の可変減衰器の減衰量を到来する時分割多重信号を構成
する個々の多重信号に応じ変化させ、常にスレショール
ド改善形復調器の特性を入力信号の種別に応じ最適に設
定し得るようにしたものである。
スレショールド改善形復調器（ＴＢＤ）の前段に入力Ｆ
Ｍ波の信号レベルを減衰させる可変減衰器を付加し、こ
の可変減衰器の減衰量を到来する時分割多重信号を構成
する個々の多重信号に応じ変化させ、常にスレショール
ド改善形復調器の特性を入力信号の種別に応じ最適に設
定し得るようにしたものである。
第７図に本発明のＦＭ復調器の基本的構成を示す。
ＡＧＣ回路（１６）により利得制御された第２ＩＦ信号
（８）は。
（８）は。
可変減衰器（２）に供給される。可変減衰器（２（イ）
は、入力されるＦＭ波を構成する音声データ（Ａ）１色
差信号（Ｃ）等の時分割多重信号に応じそれぞれの信号
レベルの減衰量を制御し出力する。可変減衰器（財）に
よりレベルコントロールされたＦＭ波（至）は％ＴＢＤ
（２暖に供給され復調される。ここで復調出力−の一部
はクロック再生回路（イ）Ｋ導びかれる。クロック再生
回路ｅ６）は、復調出力−中に含まれる同期データ（Ｓ
）より、音声データ（Ａ）にロックしたクロッ給される
り四ツクをもとＫこれをカウントし１時分割多重傷号を
構成する個々の信号発生期間、すなわち音声データ期間
０色差信号期間、輝度信号期間に７Ｊ応したタイミング
パルスｃａｎを発生する。
は、入力されるＦＭ波を構成する音声データ（Ａ）１色
差信号（Ｃ）等の時分割多重信号に応じそれぞれの信号
レベルの減衰量を制御し出力する。可変減衰器（財）に
よりレベルコントロールされたＦＭ波（至）は％ＴＢＤ
（２暖に供給され復調される。ここで復調出力−の一部
はクロック再生回路（イ）Ｋ導びかれる。クロック再生
回路ｅ６）は、復調出力−中に含まれる同期データ（Ｓ
）より、音声データ（Ａ）にロックしたクロッ給される
り四ツクをもとＫこれをカウントし１時分割多重傷号を
構成する個々の信号発生期間、すなわち音声データ期間
０色差信号期間、輝度信号期間に７Ｊ応したタイミング
パルスｃａｎを発生する。
このタイミングパルスＯｖは前記可変減衰器（財）に供
給され、可変減衰器０４）における信号レベルの減衰量
を制御する制御信号として用いられる。すなわち、可変
減衰器（財）は１時分割多Ｍ傷号を構成する個々の多重
信号の発生期間に応じて発生したタイミングパルスＧυ
の供給を受け、これにより、各多重信号に応じて信号レ
ベルの減衰器を最適に設定し出力する。
給され、可変減衰器０４）における信号レベルの減衰量
を制御する制御信号として用いられる。すなわち、可変
減衰器（財）は１時分割多Ｍ傷号を構成する個々の多重
信号の発生期間に応じて発生したタイミングパルスＧυ
の供給を受け、これにより、各多重信号に応じて信号レ
ベルの減衰器を最適に設定し出力する。
第８図にピンダイオードを用いた可変減衰器（財）の−
例を示す。この例ではコントロール電圧■が基準電圧Ｅ
２よりも高くなるとダイオードＤ、が逆バイアスされ入
力信号の通過量が減少する。この減衰量はコントロール
電圧■の値により制御される。
例を示す。この例ではコントロール電圧■が基準電圧Ｅ
２よりも高くなるとダイオードＤ、が逆バイアスされ入
力信号の通過量が減少する。この減衰量はコントロール
電圧■の値により制御される。
したがって１時分割多重信号を構成する音声データ（Ａ
）１色差信号（Ｃ）等に応じて減衰量を最適に設定する
に？ｉ、上記コントロール電圧■の値を個々の多重信号
に応じて制御すればよい。第８図に示した例では、パル
ス発生回路０ｎが供給するタイミングパルスＯυにより
、コントロール電圧■を音声データ（Ａ）９色差信号（
Ｃ）、輝度４６号（Ｙ）の到来に従りて電圧ｖＡ、 Ｖ
ｏ、 Ｖｙに切り替えることにより、減衰量の制御を行
っている。
）１色差信号（Ｃ）等に応じて減衰量を最適に設定する
に？ｉ、上記コントロール電圧■の値を個々の多重信号
に応じて制御すればよい。第８図に示した例では、パル
ス発生回路０ｎが供給するタイミングパルスＯυにより
、コントロール電圧■を音声データ（Ａ）９色差信号（
Ｃ）、輝度４６号（Ｙ）の到来に従りて電圧ｖＡ、 Ｖ
ｏ、 Ｖｙに切り替えることにより、減衰量の制御を行
っている。
ここで可変減衰器＠の出力するレベルコントロールされ
たＦＭｉ（２１９のレベルが低ければ低い程、すなわち
、減衰量が大きければ大きい程、ＴＥＤｆ２ωでのスレ
ショールド改善量は増すと共に、同期はずれを起こす確
率も増していく。また、この同期はずれを起こす確率は
、信号の周波数スペクトルにも関係しており１例えば音
声信号、輝度信号１色差信号をそれぞれ比較した場合に
は、同一のＣハ比であっても、この順で同期はずれを起
こす確率は高い。以上のことを考慮し、コントロール電
圧ｖＡ 、 Ｖｏ 、 Ｖｙの値は、例えば第９図に示
すように定めることにより、各時分割多重信号に適した
信号レベルの減衰量が与えられる。すなわち、音声デー
タ期間ｔ１ではｖＡの値を比較的低く設定することによ
シ、同期はずれの発生を抑え、また色差信号期間ｔ！で
はＶＯＯ値を大きくすることにより、スレショールドの
改善量を大きくすることができる。
たＦＭｉ（２１９のレベルが低ければ低い程、すなわち
、減衰量が大きければ大きい程、ＴＥＤｆ２ωでのスレ
ショールド改善量は増すと共に、同期はずれを起こす確
率も増していく。また、この同期はずれを起こす確率は
、信号の周波数スペクトルにも関係しており１例えば音
声信号、輝度信号１色差信号をそれぞれ比較した場合に
は、同一のＣハ比であっても、この順で同期はずれを起
こす確率は高い。以上のことを考慮し、コントロール電
圧ｖＡ 、 Ｖｏ 、 Ｖｙの値は、例えば第９図に示
すように定めることにより、各時分割多重信号に適した
信号レベルの減衰量が与えられる。すなわち、音声デー
タ期間ｔ１ではｖＡの値を比較的低く設定することによ
シ、同期はずれの発生を抑え、また色差信号期間ｔ！で
はＶＯＯ値を大きくすることにより、スレショールドの
改善量を大きくすることができる。
尚、’Ｉ’ＥＤ（２ωの具体的構成は例えば、ＴＢＤｅ
；６）としてＰＬＬ方式およびＩＩ、０方式のＦＭ復調
器を採用するのであれば、それぞれ第４図、第５図に示
した破線枠内の構成とすればよい。この他、ＴＥＤ（２
５）としては周知のＦＭ負帰還方式復調器を用いてもよ
い。
；６）としてＰＬＬ方式およびＩＩ、０方式のＦＭ復調
器を採用するのであれば、それぞれ第４図、第５図に示
した破線枠内の構成とすればよい。この他、ＴＥＤ（２
５）としては周知のＦＭ負帰還方式復調器を用いてもよ
い。
上述の如く本発明によれば５時分別条重方式で送信され
るＦＭ波を、それを構成する個々の多重信号毎にダイナ
ミックスレショールドを最適にし復調することができ１
個々の多重信号の全てにおいて良好なＳハ比の復調信号
を得ることができる。
るＦＭ波を、それを構成する個々の多重信号毎にダイナ
ミックスレショールドを最適にし復調することができ１
個々の多重信号の全てにおいて良好なＳハ比の復調信号
を得ることができる。
第１図はＦ’Ｍ復調器における入出力特性図、第２図は
時分割多重方式による信号のフォーマットを示す模式図
、第３図は衛星放送用受信機のシステムブロック図、第
４図はＰＬＬ方式ＦＭ復調器の概略構成図、第５図はＩ
ＬＯ方式ＦＭ復調器の概略構成図。 第６図はＩＬＯの回路結成図、第７図は本発明のＦＭ復
調器の基本的構成図、第８図は本発明のＦＭ復調器に適
用される可変減衰器の一実施例を示す回路構成図、第９
図は上記可変減衰器に供給されるコントロール電圧の波
形図である。 １７・・・電圧制御発振器。 １８・・・位相検波器。 １９・・・ループフィルタ。 ２０・・・ＰＬＬ方式ＦＭ復調器。 ２１・・・注入同期型発振器。 ｎ・・・周波数弁別器。 お・・・ＩＬＯ方式ＦＭ復調器。 Ｕ・・・可変減衰器。 ６・・・スレシ田−ルド改善形復調器。 ２６・・・クロック再生回路。 ｎ・・・タイミングパルス発生回路。 代理人 弁理士 則近憲佑 （ほか１名） 第１図 第２図 第３図
時分割多重方式による信号のフォーマットを示す模式図
、第３図は衛星放送用受信機のシステムブロック図、第
４図はＰＬＬ方式ＦＭ復調器の概略構成図、第５図はＩ
ＬＯ方式ＦＭ復調器の概略構成図。 第６図はＩＬＯの回路結成図、第７図は本発明のＦＭ復
調器の基本的構成図、第８図は本発明のＦＭ復調器に適
用される可変減衰器の一実施例を示す回路構成図、第９
図は上記可変減衰器に供給されるコントロール電圧の波
形図である。 １７・・・電圧制御発振器。 １８・・・位相検波器。 １９・・・ループフィルタ。 ２０・・・ＰＬＬ方式ＦＭ復調器。 ２１・・・注入同期型発振器。 ｎ・・・周波数弁別器。 お・・・ＩＬＯ方式ＦＭ復調器。 Ｕ・・・可変減衰器。 ６・・・スレシ田−ルド改善形復調器。 ２６・・・クロック再生回路。 ｎ・・・タイミングパルス発生回路。 代理人 弁理士 則近憲佑 （ほか１名） 第１図 第２図 第３図
Claims (3)
- （１）時分割多重信号を入力としこの時分割多重信号を
構成する個々の多重イｇ号に応じその信号レベルの減衰
量を制御し出力する可変減衰器と、この可変減衰器の出
力の供給を受けこれを復調する追跡フィルタ方式のスレ
シロールビ改善形復調器と。 この復調器の出力する復調信号を入力とし前記側々の多
重信号にそれぞれ同期したクロック信号を再生するクロ
ック発生回路と、このクロック発生回路の出力するクロ
ック信号の供給を受け前記側々の多重信号の発生期間に
相応するタイミングパルスを発生するタイミングパルス
発生回路とを有し、前記タイミングパルスにより前記可
変減衰器の信号レベル減衰量を制御することを特徴とす
るＦＭ復ｇ器。 - （２） ｉ＠跡フィルタ方式のスレショールド改善形復
調器は１位相検波器、ループフィルタおよび電圧制御発
振器からなるＰＬＬ方式ＦＭ復調器であることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のＦＭ復調器。 - （３）追跡フィルタ方式のスレシ目−ルド改善形復調器
は、注入同期型発振器および周波数弁別器からなるＩＬ
Ｏ方式ＦＭ復調器であることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載のＦＭ復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP706984A JPS60152190A (ja) | 1984-01-20 | 1984-01-20 | Ｆｍ復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP706984A JPS60152190A (ja) | 1984-01-20 | 1984-01-20 | Ｆｍ復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60152190A true JPS60152190A (ja) | 1985-08-10 |
Family
ID=11655784
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP706984A Pending JPS60152190A (ja) | 1984-01-20 | 1984-01-20 | Ｆｍ復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60152190A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62147893A (ja) * | 1985-12-23 | 1987-07-01 | Maspro Denkoh Corp | 衛星放送受信機 |
-
1984
- 1984-01-20 JP JP706984A patent/JPS60152190A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62147893A (ja) * | 1985-12-23 | 1987-07-01 | Maspro Denkoh Corp | 衛星放送受信機 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR0161806B1 (ko) | 고품위 텔레비젼용 대역 통과 위상 트랙커를 구비한 디지탈 잔류 측파대 검출기 | |
| KR970003479B1 (ko) | 엔티에스씨(ntsc) 공통 채널 혼신이 감소된 브이에스비 에이치디티브이(vsb hdtv) 전송 시스템 | |
| US5121203A (en) | HDTV transmission system with reduced NTSC CO-channel interference | |
| KR100257475B1 (ko) | 디지탈 텔레비전 신호 수신기용 자동 이득 제어 장치 | |
| JP3384802B2 (ja) | コンパチブル高精細度テレビジョン信号の受信装置 | |
| US5268761A (en) | Automatic gain control system for a high definition television signal receiver including an adaptive equalizer | |
| CA2111310A1 (en) | Transmitting data with a video signal | |
| KR100296661B1 (ko) | 직각진폭변조(qam)텔레비전신호용반송파복원프로세서 | |
| JP2002190989A (ja) | Ｈｄｔｖ受信機に利用するためのレーダーフィルタを利用した帯域位相トラッカーを有するディジタルｖｓｂ検出器 | |
| JPH06510643A (ja) | ディジタルテレビジョン受像器用クロック信号発生器 | |
| US6023306A (en) | NTSC interference detectors using comb filters that suppress digital TV pilot carrier for NTSC extraction | |
| US20020058487A1 (en) | Same channel frequency interference reducing circuit and television broadcasting receiver | |
| DK166188B (da) | Fjernsynsmodtager og frekvensdemodulator | |
| JPH038153B2 (ja) | ||
| JPS60152190A (ja) | Ｆｍ復調器 | |
| US5258838A (en) | HDTV transmission system with reduced NTSC co-channel interference | |
| JPH0761147B2 (ja) | 伝送信号再生装置 | |
| JPH0279691A (ja) | 衛星放送受信機 | |
| JPS6346084A (ja) | テレビジヨン信号の伝送方式 | |
| JP3100994B2 (ja) | 衛星放送受信機における受信レベル表示回路 | |
| US4654601A (en) | Demodulator for television signals with feedback to correlate frames or lines | |
| JP2821116B2 (ja) | 伝送信号送信方法および装置 | |
| JPH07105774B2 (ja) | 伝送信号再生装置 | |
| KR100195710B1 (ko) | Vsb, qam 및 ntsc신호 복조기 | |
| JPH0211071B2 (ja) |