JPS60118083A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の技術分野） 本発明は、誘導室＠機のベクトル制御装置、特にパルス
幅変４１４　（：ｐ　Ｗ　Ｍ　）方式トランジスタイン
バータによるベクトル制御装埴６ζ関する。

（従来技術と問題点） 近年、誘導電動機の連応性を向上する制御方式として、
電動機の一次′亀流を励磁″電流と二次電流とに分ばて
制御し、二次磁束と二次電流ベクトルを常に直交させる
ことで直流機き同等の応答性を得ようとするベクトル制
御方式が提案されている。

このようなベクトル制御方式として、電動様に交流電力
を供給する電力変換装置にＰＷＭ方式インバータを使っ
た′電圧形ベクトル制御方式とし、二次磁束分と二次電
流分との間に互いの干渉分をキャンセルできる非干渉制
御方式を本願出願人は既に提案している（特願昭５８−
３９４３４号）。

この概要を第１図を参照して以下に説明する。

電動機１にＰＷＭ方式インバータ２から電圧制御による
一次′電圧を供給しτ該電動機１にｆｉＢ束と二次電流
とが互いに直交するよう制御するにおいて、磁束の方向
をα軸とし二次電流の方向をα軸に直交するβ軸として
指令値としてのα相−次電＊ 流１１α及びβ相−次嵐１’ｊｆｆ：　１１β＊から夫
々α相−次゛亀圧ｅ１α、β相−次′亀圧ｅ１βの二相
′酸比信号を得るのに、補正演算回路３！とよって電動
機１のβ相−次電流１□βによる磁束への干渉及びα相
−次電流１□。による二次′電流への干渉を取除くよう
にしている。この補正演算回路３によってα相−次゛屯
圧。ｌａ＋β相−次電圧ｅ工βは、互いに非干渉にした
磁束、二次−ｆＭＪ流の指令信号になり、これら信号は
極座標法又は二軸法による相電圧演算回路７によってイ
ンバータ２の三相電圧指令信号ｅ：、θｉ、ｅ％に変換
される。

β相−次電流指令１１．＊は速度設定値Ｖ譜　と電動機
の連間検出器４の検出値Ｃｖｒ　との突合せで速度調節
器５の出力として取出され、′慮臨角周波数ω０は角周
波数演算回路６によって得る。まだ、相電圧演算回路７
における二相・三相変侠に必要な正弦波・余弦波信号Ｓ
工Ｎω。ｚ　、　００８ω。ｔは電源角周波数ω０　を
使って三角関数発生回路８から得るし、インバー・夕２
におけるパルス幅変調に必要な搬送波さしての三角波信
号Ｔｒ、はωＯを使って三角波発生回路９から得る。１
０はインバータ２に直流電力を供給する整流器である。

このようｆこ、電動機の一次電圧をＰＷＭ方式インバー
タでベクトル制御する方式は、非干渉制御のための補正
演算することによって、従来の電流制御形ベクトル制御
と異なり一次電圧をフィードフォワード制御することに
なって非常に応答性に優れ、１目流機以上の応答特性が
確認されている。

しかし、この方式は一次電圧をオープンループで制御す
るため、トランジスタインバータ２のトランジスタ間の
デッドタイムによる′螺圧減少分が制御誤差となって現
われることがある。

（発明の目的） 本発明は、トランジスタインバータのデッドタイムによ
って生じる制御誤差を補償して制御性能を向上したベク
トル制御装置を提供することを目的とする。

（発明の概要） 本発明は、デッドタイムによる降下′電圧ｅＤＢ　ヲそ
の力率角よりα、β軸の二軸成分に分解し、夫々の二軸
制御酸比信号θ１ａ”　１βに加減初、して補償するこ
とを特徴とする。

（発明の詳細な説明） 第１図におけるインバータ２が第２図に示すようにトラ
ンジスタＴｒ＋　Ｔｒ６（！：帰還ダイオードＤ、〜Ｄ
、の並列回路をブリッジ接続にしたインバータ主回路２
人を持つものにおいて、例え（オトランジスタＴｒＩと
Ｔｒ２の上下アームの転流時に両トランジスタが同時に
点弧状態になる期間が生じるとターンオフロスが大淑く
なるため、ターンオフスルトランジスタに対してターン
オンするトランジスタをわずかに遅らせる制御がなされ
る。

いま、ａ相の出力電流１ａ　が図示方向にある期間を考
えると、ＰＷＭ波形に従ってトランジスタＴｒ、からト
ランジスタＴｒ２に転流するにはトランジスタＴｒ１の
オフ時点でダイオードＤ２が導通して′醒流１ａ　を流
し続け、トランジスタＴｒ２の点弧を遅らせるも何ら影
響がない。逆に、トランジスタＴｒｙからＴｒｌへの転
流はトランジスタＴｒ２がモサもと非導通でダイオード
Ｄ、が導通しているため、トランジスタＴｒｌがオンす
るまでは・隠動桧１にダイオードＤ、を通して負側電位
から電流１ａ７’ｌｉ流れることになる。これは電流１
ａが図示とは逆方向の期間についてもＴｒＩとＴｒ！’
ｔ　Ｉ）、とＤｌを置換えて同じ動作になる。

これら関係を第３図で説明する。位相制御角ψの電流１
ａ　が第２図矢印方向の正期間Ｔｐ　に制御′鎮圧信号
ｅａ　と三角波Ｔｒ１との比較によるＰＷＭ波形に従っ
てトランジスタＴｒ、とＴｒ２　ヲオン・オフするのに
、トランジスタＴｒ＋　Ｌ　Ｔｒｔの接続点の電位が正
極性に変化するのにトランジスタＴｒｌの点弧遅れ（デ
ッドタイムＴｄ）だけ遅れる。逆に、戒流土、が負期間
ＴＮでは電位が負極性に変化するのがトランジスタＴｒ
！に設定するデッドタイムＴａだけ遅れる。この遅れ分
は同図（ｄ）　＃こ示すように等測的に輻Ｔｄ　のパル
ス状電圧Ｅｄ　が逆極性に加わったものとなり、この【
圧をフーリエ展開した基本渡分は本来出力しようさした
電圧ｅａｋに対して逆極性になるため基本波出力電圧を
下げるように作用する。このように、制御電圧信号θ♂
・８ｂ＊。

ｅｏ＊に対してトランジスタに設定するデッドタイムに
よる制御出力の低下が発生し、意図する制御出力に誤差
を発生させる。

このデッドタイムＴｄ　によって生じる逆電圧の平均値
”ＤＥは次のｆｌ、）　、　（２＞から（３）式のよう
になる。

Ｂ　’ＤＢ　＝　Ｂ、１　÷　Ｑｄ−Ω二υ−・・　・
（１）Ｑ、ｅＬ＝２π・Ｔｄ　”　ｆ　−−（２）、・
、Ｗ　ＤＢ　＝”ａ・Ｔ□・（Ｐ−１１・ｆｌｌｏ、（
３）ここで、　Ｅｄ　はインバータ２の直流電圧、Ｐは
制御電圧信号（ｅａ＊等）の１周期に対する三角波Ｔｒ
、のパルス数、ｆは制御電圧信号の周波数である。

次ｌど、デッドタイムＴｄ　の無い理想的な制御で得ら
れる基本波電圧ｅ、は次の（４）式で示される。

Ｅ（１ ｅ、−７μＳ工Ｎ　ωｔ　−・−（４１ここで、μは制
ｆｔｌ　ｔ４圧信号（ｅａ＊等）振幅と三角波振幅の比
になる制御率である。

この基本波電圧θ１に対して、デッドタイム電圧ｅＤＢ
は位相角（力率用）ψを考慮して次の（５）式になる。

ｅＤＢ＝　、　”ａ”ｄ’　（Ｐ−１）・ｆ−８ＩＮ　
（ωｔ−ψｌ　・・（５１この式中、π・Ｔａ−（ｐ−
１）−ｆ−Ｔｄ（！：置くとインバータ出力端圧ｅ（基
本波）は次の（７）　、　（８）式になる。

８＝８．・。ＤＢ　・・・・・・・（６）＝弓（μ・Ｓ
工Ｎωを一μｄ−８ＩＮ（ωを一ψ）Ｉ　・・・（７）
上述までのことから、本発明はデッドタイムＴ（１によ
って減少する電圧ｅＤＢ　（前述の（５）式）を予め見
込んで同期回転座標から制御′成圧信号（ｅｌ（ｔ　ｍ
ｅ１β）を補償することで正確な出力′電圧を得る。

（実施例） 第４図は、本発明の一実施例を丞す要部回路図である。

補償回路３では磁束と二次電流設定用−次電流設定信号
ｉＪ、ｉθから非干渉補償した一次電圧演算結果ｅ　、
ｅ　を得、相亀圧演Ｊ艷−回路７１α　ｌβ では電圧信号ｅｌｃ（、Ｊβから各相成圧設定値ｅｌ。

ｅｂ、。。を得るにおいて、力率角演算器１１は一次電
流設定信号１□：、１１＊、から力率角ψを次の式から
め、 この力率角ψを持つ正弦波信号ＳＩＮψと余弦波信号ａ
ｏｅψを得る。従って演算器１１は、第５図に示すよう
に信号１１α＊、　１１７による電流ベクトルエ、と′
電圧θ１（１’θ１β　による電圧ベクトルＥ１との間
の力率角ψからデッドタイムによる電圧減少ｅＤＢをα
。

β軸成分に分解するための正・余弦波成分を得る。

なお、デッドタイムによる電圧ｅＤＢは前述の（３）。

（５）式から次の００）式に変換される。

”ＤＢ　”ＥＤＢ　ＳＩＮ　（ωｔ−ψ）＝　ＥＤＢ　
（ＣＯ８ｃｐ　拳ＳＩＮ　ωｔ　−ＳＩＮ　ψ’　ｃｏ
ｏ　ωｔ）　・・（Ｌｌｌ）？−次に、デッドタイム電
圧演算器１２はテッドタイム電圧ＥＤＢの演算を行なう
。このため、演算器１２は角周波数ω、三角波パルス数
Ｐ、設定されるデッドタイムＴｄ　から次の０１式によ
りめる。

ＥＤＢ−トＥｄ−Ｔｄ・（Ｐ−１１・ｆ　・・・０υ次
に、乗算器１３は演算器１１の出力Ｓ工Ｎψ、ｃｏθψ
と演算器１２の出力ＥＤＢから電圧ｅＤＥのα軸成分Ｆ
ｉＤＢ・Ｓ工Ｎψとβ軸成分ＦｌｉＤＥ−ＣＯθψをめ
る。比較器１４゜１５は電圧信号ｅ　１（１＋θ１βに
乗算器１３の出力を夫々加減算して相電圧演算回路７の
新たな入力電圧信号ｅ１！、ｅ１ｉｉ＊とする。

これら信号は次の（１２１式になる。

（発明の効果） 本発明によれば、ＰＷＭ方式トランジスタインバータに
よるベクトル制６目ｊにおいて、トランジスタのデッド
タイムによる電圧降下を補償して制ａｌ’ｔｌ性能を向
上できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は非干渉制御のベクトル制御方式構成図、第２図
はトランジスタインバータの主回路図、第３図はデッド
タイム−こよる誤差分を説明するための波形図、第４図
は本発明の一実施例を示す要部回路図、第５図は第４図
の動作説明のだめのベクトル図である。 ２・・インバータ、３・補償回路、７・・・相電圧演算
回路、８　・三角関数発生回路、９　三角波発生回路、
１１　力率角演算器、１２・デッドタイム電圧演算器、
１３・乗算器、１４　、１５・比較器。 ′ｄ−〜 Φ　■　■

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 誘導電動機の二次磁束と二次′電流ベクトルの設定値（
   ｉ　、ｉ　）かりα、βの二軸電圧信号１α　１β （ｅ１α・ｅ１β）　に変換し、この電圧信号（θ１α
   。 ｅ１β）から各相制御電圧信号（ｅａ＊、ｅｂ＊、ｅｏ
   ＊）ニ変換シテハルス幅変調方式トランジスタインバー
   タに与えるベクトル制御装置において、上記ト５：ｙジ
   、ｘ、タインバータに設定するデッドタイム（Ｔａ）に
   より制御電圧降下分（θＤＢ　）をその刀率角（ψ）か
   らα、β軸成分に分け、この分離した成分を夫々の二軸
   について上記′電圧信号（ｅｌ（Ｚ　＃　ｅ１β）に加
   減算して新たな電圧信号（”１（＋”＃θ、７）とする
   制御手段を備え、デッドタイムによる制御出力低下を補
   償することを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置
   。