JPS5923197B2 - 誘導電動機のトルク制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 従来、位置制御装置、速度制御装置において速応性の要
求される分野では分巻直流電動機が使われてきた。

その理由は分巻直流機の出力トルクが電機子電流に対し
理論的にも完全に比例関係にあり、制御系が線形の自動
制御理論にのり、設計者の意図する通りの速応性の良い
制御系を実現できるという事情があるからである。一方
これらの制御系に定速モータとして大量に使用されてい
る誘導電動機を用いることができれば直流機に較らべい
くつかの優れた点がある。

例えば整流子がないため保守が楽であり頑丈であること
、火花や電気的ノイズがでないこと、整流の問題がない
ので高電流、高速回転が可能であること、更に又防塵、
防爆性が良く、小形、安価である等である。しかしなが
ら従来の誘導電動機の制御方式には電圧Ｖと励磁周波数
ｆを回転数に比例させるＶ／ｆ一定制御などがあるが、
これらの方式では指令値通りの出力トルクを出す電圧と
周波数ｆを一義的に定めることは不可能であり、線形の
自動制御理論にのるようなトルク発生の制御が不可能で
あつた。

本発明の目的とするところは、指令トルクが与えられれ
ばいかなる時でもそれに完全に一致した出力トルクが理
論的に誘導電動機より得られる方式を提供し、線形の自
動制御理論にのる誘導機のトルタ制御方式を実現するこ
とにある。

誘導機のトルク制御の原理 次に本発明による誘導電動機のトルク制御の原理につい
て説明しよう。

先ず説明を簡単にするため２相誘導電動機によつて説明
する。

第１図はカゴ形２相誘導電動機の断面図であつて、１つ
のステータ巻線の断面１１７とこれと直交する他のステ
ータ巻線の断面２２″が示されている。断面２−２′を
結ぶ直線方向をｄ軸方向、断面１−『を結ぶ直線方向を
ｑ軸方向と呼ぶ。そしてステータ巻線１−『に流れる電
流をＩｄｓ，ステータ巻線２−２′に流れる電流をＩｑ
ｓとしその方向は図示の通りとする。ステータ電流１ｄ
ｓ，ｉｑｓの電磁誘導によりロータ巻線にロータ電流が
流れるがこのロータ電流は第１図に示すようなｑ軸上に
断面３−３″をもつ１つのロータ巻線と、ｄ軸上に断面
４−４７をもつ他のロータ巻線を仮想してロータ巻線３
−３′に流れる電流１ｄｒと、ロータ巻線４−４′に流
れる電流１ｑｒの直交座標成分で代表されるものとする
。

第１図の巻線１−１″と３−３′に流れる電流１ｄｓ，
ｉｄｒによりロータ内に第２図に示すようなｄ軸方向の
磁束ψＤｒが作られ、巻線２−２″と４−４″に流れる
電流１ｑｓ，ｉｑｒによりｑ軸方向の磁束ΦＤｒ，ΦＱ
ｒは次式で与えられる。一方、 Ｍ：ステータ巻線とロータ巻線間の相互 インダクタンス Ｌｒ：ロータ巻線自己インダクタンス 今ロータが第１図の回転方向でθ（Ｒａ（Ｖｓｅｃ）の
回転数で回転しているとすればロータ巻線３−３′，４
−４′が短絡されている条件より次式が成立する。

Ｒｒ：ロータ巻線抵抗 さて今磁束の大きさが一定値Φ。

でその方向が磁束角度ψである第２図のような回転磁界
１をロータ巻線に鎖交するようにすればΦＤｒ，ΦＱｒ
は次式で与えられる。１，２，３式よりステータ電流１
ｄｓ，ｉｑｓは次式で与えられる。

（但しφ−→千）又逆に４，１，２式の条件より３式が
成立することを数式で誘導できるので４式で与えられる
電流Ｉｄｓ，ｉｑｓをステータ巻線に流すと、３式で与
えられる一定値Φ。

（７）ｄ軸、ｑ軸成分ΦＤｒ，ΦＱｒが生ずることにな
る。一方第１図の誘導機の発生トルクＴｅは次式で与え
られる。

（ＫＴ：ー定定数）以上の数式より誘導電動機に対する
希望指令トルクＴｅが与えられたときこの希望指令トル
クＴｅを７，８式に代入しこれにより求められた７式の
ステータ電流１ｄｓ，ｉｑｓをステータ巻線に流せば誘
導電動機の出力トルクは指令値通りの値Ｔｅとなる。

即ち７，８式の希望指令トルクＴｅを瞬間的に変えれば
これに完全に一致した出力トルクが誘導電動機から瞬間
的に発生する。

この関係は誘導電動機の回転数δがいかなる時でも成立
ち、これにより直流機と同じような応答の早い誘導電動
機のトルク制御が可能となる。尚７，８式の指令トルク
Ｔｅが負の値の時には負の出力トルクが誘導電動機より
得られる。

３相誘導電動機に前記原理を応用する場合は３相誘導電
動機のステータ巻線に流れる電流１１ａ，１１ｃが次の
９式と前記８式の関係を満足すればよいＯ実施例の説明 本発明は以上の原理を用いた誘導電動機のトルク制御方
式であつてその実施例を第３図乃至第７図にて説明する
。

第３図の２極３相誘導電動機５の機械回転軸にパルス発
生器６の回転軸が直結していて電動機５が回転するとパ
ルス発生器６よりパルス電気信号６ａが発生する。

今こ＼では電動機５が１回転するとパルス電気信号６ａ
は１０２４個のパルスを発生するものとする。又パルス
発生器６は電動機５の正回転、逆回転に対応して方向判
別信号６ｂを出す。これらの信号６ａ，６ｂは可逆カウ
ンタ７に導かれる。可逆カウンタ７は２進１０ビツトの
可逆カウンタであつてパルス発生器６よりパルス６ａが
与えられる毎に、正回転のときにはその内容を１個づつ
カウントアツプし、逆回転の時はその内容を１個づつカ
ウントダウンするものである。かくして電動機５の１回
転以内の回転角度をθ（Ｒａｄ）とすれば、２進１０ビ
ツトの０〜２０４７のいずれかの値を持つ可逆カウンタ
７の内容は１０２４θ／２πで与えられる。ここでθは
８式のθに相当する量である。第３図のサンプリングパ
ルス発生器８はサンプリング周期Ｔ＝１／１０００秒毎
にサンプリングパルスＳＰを発生し、以下に説明するよ
うに第３図の計算機１０がＴ秒毎に９式で与えられる。

誘導電動機５の新らしいステータ電流１１ａ，ｉ１ｂ，
１１ｃを計算するように計算器１０の実行プログラムを
制御する。又パルスＳＰは２進１０ビツトのバツフアレ
ジスタ９の制御端子９ａに接続されていて、パルスＳＰ
が出る毎に可逆カウンタ７の内容データをバツフアレジ
スタ９に転送する。

かくしてバツフアレジスタ９の内容はＴ秒毎に新らしい
モータ回転角度θに相当する量１０２４θ／２πに更新
される。

第３図の破線で囲まれているプロツクは本発明の一実施
例ではデイジイタル計算機で構成される。

それ故図に示されるデイジイタル計算機１０の内部の、
係数器１０１，１０２，１０３，１０４，１０５，累積
加算レジスタ１０６，加算器１０７，１０８，１０９三
角関数発生器１１０、乗算器１１１，１１２，スイツチ
１１３の各構成要素はデイジタル計算機１０の特定の場
所にあるものではなく、同計算機１０の動作サイクル中
に同計算機内のプログラム制御ユニツト１００の制御の
下に同計算機１０の共通ハードウエアが時分割的に使用
されて構成されるものである。しかし本発明に関する、
計算機１０で処理されるプログラムを詳細に説明するた
め便宜上、上述した破線プロツク内の個々のハードウエ
アで構成されているかの如く表わしてある。このように
示すことにより、経験のある計算機プログラマーが本発
明を実施するため任意の計算機のプログラムを作成する
ことは容易である。他の実施例では第３図のプロツク内
の各ハードウエア要素を固定的に配線されたデイジイタ
ル回路で構成することもできる。

又更に他の例としては上記プロツク内の各ハードウエア
要素の一部、又全部をアナログ回路で構成することも可
能である。

以下の説明では第３図の破線プロツクがデイジイタル計
算機１０で構成されているものとして説明しよう。

さて、第３図のサンプリングパルス発生器８がＴ＝１／
１０００秒毎にパルスＳＰを発生すること、このパルス
ＳＰは計算機１０のプログラム制制ユニツト１００の割
込み入力端子５０をトリカーし、プログラム制御ユニツ
ト１００は次のステツプ１（ＳＴＥＰｌ）からステツプ
６までのプログラムを順次実行する。

そしてこれらのステツプ１からステツプ６までのプログ
ラムを実行する時間はＴ＝１／１０００秒以下にて終る
ようになつており次にパルスＳＰが発生するまでプログ
ラム制御ユニツト１００は計算機の動作を中断するか、
他の本発と関係のないプログラムを実行することができ
る。

パルスＳＰが発生し、プログラム制御ユニツト１００が
ステツプ１のプログラムを実行すると、計算機１０は指
令トルクデータ供給手段１１からのデイジタルデータＴ
ｅを入力ポート５１を通して読込みこの値Ｔｅに係数器
１０１の一定係数ＲｒＴ／ＫＴ（１）９を乗じたデータ
Ｔｅ−ＲｒＴ／１＜．Ｔ（Ｄ９を作る。

このデータは累積加算レジスタ１０６の前回のサンプリ
ング時刻の内容Ｘ米（ｔ−Ｔ）に累積加算されて今回の
サンプリング時刻の内容ｘ米（ｔ）とする。

かくして累積加算レジスタ１０６の内容はとなりこれは
８式の右辺第１項 次にプログラム制御ユニツト１００がステツプ２のプロ
グラムを実行すると計算機１０はバツフアレジスタ９の
内容を入力ポート５２を通して読み込みこの値に係数器
１０２の係数２π／１０２４を乗じて８式のθに対応す
るデータを作る。

このθとステツプ１で得られた値ｘ米（ｔ） が加算器１０７で加算されて８式の磁束角度ψが得られ
る。

次にステツプ３のプログラムが実行され、第３図の三角
関数発生器１１０はステツプ２で作られた磁束角度ψよ
り三角関数値Ｓｉｎφ，ＣＯｓφ，Ｓｉｎ（ψ−２／３
・π），ＣＯｓ（φ−２／３・π）を計算する。

次にステツプ４のプログラムで指令トルクデータ供給部
１１の内容Ｔｅに係数器１０３の一定係数を乗じたデー
タ を作る。

次にステツプ５のプログラムが実行され係数器１０４、
乗算器１１１、加算器１０８により９式の値を計算する
。

この計算結果１１ａはステツプ５のプログラムが実行さ
れている時ａ側に接続されているスイツチ１１３を通つ
て出力ポート５３を通つて計算機１０から出力され、こ
の出力データＩｌａはデイジイタルアナログ変換器１２
によりアナログ量に変換される。

このアナログ量はサンプルホールド１３に加えられてサ
ンプルホールド１３の出力電圧１１ａ米を今回計算され
たＩｌａに相当した値にし、ステツプ５の計算を終了す
る。この後サンプルホールド１３の出力電圧１１ａ米は
次のサンプリング期間のステツプ５で新しくＩｌａが計
算されるまで今回計算されたＩｌａの値をホールドする
。次にステツプ６のプログラムが実行され、係数器１０
５、乗算器１１２、加算器１０９により９式のを計算し
、このＩｌｂはステツプ６のプログラムが実行されてい
る時ｂ側に接続されているスイツチ１１３を通つて計算
機１０から出力され、デイジタルアナログ変換器１２で
アナログ量に変換され、サンプルホールド１４に加えら
れサンプルホールド１４の出力電圧１１ｂ米を今回計算
されたＩＩｂに相当した値にしステツプ６のプログラム
を終了する〇以上によりＴ＝１／１０００秒毎のサンプ
リング時刻毎に、その時刻に指令された指令トルクデー
タＴｅを実現するのに必要な誘導電動機５のステータ電
流１１ａ，ｉ１ｂに相当したアナログ電圧がサンプルホ
ールドの出力に更新される。

今誘導電動機５のトルク制御の応答時間がサンプリング
周期Ｔ＝１／１０００秒より十分長い応用には、このサ
ンプリング時間毎にＩＩａ，ｉＩｂを１回だけ計算する
ことによつてトルク制御の応答が遅くなるという不都合
はないわけである。

サンプルホールド１３の出力電圧Ｉｌａ米は誘導電動機
５のａ相のステータ巻線５ａに流れるべき電流ａに対す
る基準指令電圧となる。誘導電動機５のａ相電流１ａは
電流検出器１８により電流１ａに相当した電圧１ａ米に
変換される。指令値１１ａ米とフイードバツク量１ａ米
との差が電力増幅器１５で電力増幅され、その出力電圧
ａが誘導電動機５のａ相ステータ巻線５ａに加えられる
。

電力増幅器１５は１１ａ米と１ａ米との差を常に零にす
るようにその出力電圧ａを制御するので１ａ＝Ｉｌａ米
に制御される〇 同様にして、電力増幅器１６の出力電圧Ｖｂは誘導電動
機５のｂ相ステータ巻線５ｂに加えられ、ｂ相電流基準
指令電流１１ｂ米と実際のｂ相電流Ｉｂの電流検出器１
９による変換電圧１ｂ米との差が常に零になるようにＶ
ｂがフイードバツク制御される。

かくして誘導電動機５のａ相、ｂ相のステータ電流１ａ
，Ｉｂは８，９式の指令トルクデータＴｅに対して必要
な電流値となる。

一方電力増幅器１７の出力電圧Ｖｃは誘導電動，機５の
ｃ相ステータ巻線５ｃに加えられ、ｃ相電τ 流１ｃを
供給するが、第３図に示される３つのステータ巻線５ａ
，５ｂ，５ｃに流れ込む全電流の総和は零であるからａ
＋Ｉｂ＋ｃ＝０ が成立する。

かくしてステータ電流１ａ，Ｉｂが前記の如く指令値１
１ａ米，Ｉｌｂ米になるように制御されればＶｃの値の
如何にか５わらず電流１ｃは自動的にＩｃ＝−（１ａ＋
Ｉｂ） である。

これは９式において１１ａ＋Ｉｌｂ＋Ｉｌｃ＝０ ） が成立するのでこのＩｃは９式のＩＩｃに等しくなる。

１つの実施例として、電力増幅器１７の出力電圧Ｖｃは
常にＶａ＋ｂ＋Ｖｃ＝０ を満足するように制御する方法が好ましい。

これを満足する制御方法の利点を次に説明しよう。今第
４図に示すように誘導電動機５のステータ巻線５ａ，５
ｂ，５ｃ′５−Ｙ結線と仮定し、各巻線のインピーダン
スをＺとし、又ロータ電流を零と仮定すればＹ結線の中
性点の電圧をＶＮとした時のステータ電流１ａ，Ｉｂ，
Ｉｃは次式で与えられる。今Ｖａ＋ｂ＋ｃ−０，Ｉａ＋
Ｉｂ＋Ｉｃ＝０なる条件を［相］式に代入すれば中性点
電圧ＶＮ＝Ｏとなり１ａ＝ａ／Ｚ で与えられる。

かくして１ａはａのみの関数となり、Ｂ，Ｖｃに対し無
関係になり、第３図の電力増幅器１５で制御される１ａ
の電流制御フイードバツクル一プはＶｂ，Ｖｃの干渉を
受けず安定な制御ができる。

今もしＶａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ−０なる関係が成立しないとき
には１ａは一般にＶｂ，Ｖｃからの干渉を受け安定な制
御が困難となる。

さてＶｃ＝−（ａ＋ｂ）の制御をするため、第３図のオ
ペレーシヨナルアンプ２０の２つの加算入力に各々Ｖａ
，Ｖｂを加えるとオペレーシヨナルアンプ２０の出力電
圧ｃ米はＶｃ米＝一（ａ＋Ｖｂ） となる。

このｃ米と電力増幅器１７の出力電圧ｃが比較され、そ
の差が電力増幅器１９で増幅され、ｃがｃ米となるよう
にフイードバツク制御される。以上の説明により第３図
の構成で指令トルクデータＴｅに一致したトルクが如何
なる条件においても瞬間的に誘導電動機５より得られる
ことを説明した。電力増幅器の１つの実施例 第５図は本発明のステータ電流１ａ，Ｉｂ，Ｉｃを供給
するための第３図の電力増幅器１５，１６，１７の一実
施例としてＰＷＭ式電力増幅器を使つた例を示す。

第５図で実際のステータ電流１ａは電流検出器１８で電
圧１ａ米に変換されこれがフイードバツクされて電流基
準指令電圧１１ａ米と比較されこの誤差電圧が電力増幅
器２１で増幅されてその出力電圧Ｅａが発生する。

この出力電圧Ｅａは、三角波発生器３３より出力される
第５図に示すような０（Ｖ）に対し正負の最大値士Ｅｍ
を有する三角波電圧Ｅｔと比較器２３で比較されＥａ＞
Ｅｔならばパワトランジスタ２６を０Ｎにし、パワトラ
ンジスタ２７を０ＦＦにする。反対にＥａ＜Ｅｔならば
トランジスタ２６を０ＦＦ１トランジスタ２７を０Ｎに
する。同様に電流基準指令電圧１１ｂ米は実際のステー
タ電流１ｂの電流検出器１９による変換電圧１ｂ米と比
較され、その誤差電圧が電圧増幅器２２で増幅され、そ
の出力電圧Ｅｂが発生する。

比較器２４は電圧Ｅｂが三角波Ｅｔより大きいときパワ
トランジスタ２８を０Ｎにし、パワトランジスタ２９を
０ＦＦにする。反対にＥｂがＥｔより小ならばトランジ
スタ２８を０ＦＦにし、トランジスタ２９を０Ｎにする
。又、電圧Ｅａ，ｅｂをオペレーシヨナルアンプ３２の
二つの加算入力に加え、その出力電圧Ｅｃを一（Ｅａ＋
Ｅｂ）になるようにする。比較器２５はＥｃ＞Ｅｔのと
きパワトランジスタ３０を０Ｎ，パワトランジスタ３１
を０ＦＦにする。反対にＥｃ＜Ｅｔならトランジスタ３
０を０ＦＦ，トランジスタ３１を０Ｎにする。トランジ
スタ２６，２８，３０のコレクタは直流電源３４の正電
圧端子＋Ｅに、そしてトランジスタ２７，２９，３１の
エミツタは直流電源３４の負電圧端子−Ｅにそれぞれ接
続されている。トランジスタ２６のエミツタとトランジ
スタ２７のコレクタとが接続されて電力増幅器１５の出
力電圧Ｖａｔとなる。この出力電圧は電流検出器１８を
通つて誘導電動機５のａ相ステータ巻線５ａにステータ
電流１ａを供給する。かくして増幅器２１、比較器２３
、パワトランジスタ２６，２７で構成されたフイードバ
ツク電力増幅器１５はステータ電流１ａを電流基準指令
電圧１１ａ８になるよう制御する。

同様にトランジスタ２８のエミツタとトランジスタ２９
のコレクタとの接続点が電力増幅器１６の出力電圧Ｂｔ
となり電流検出器１９を通つてｂ相ステータ巻線５ｂに
ステータ電流１ｂを供給する。

かくして増幅器２２、比較器２４、パワトランジスタ２
８，２９で構成されたフイードバツク電力増幅器１６は
ステータ電流１ｂを電流基準指令電圧１１ｂ米になるよ
うに制御する。又トランジスタ３０のエミツタとトラン
ジスタ３１のコレクタとの接続点が比較器２５、パワト
ランジスタ３０，３１で構成されている電力増幅器１７
の出力電圧Ｃｔとなり、ｃ相ステータ巻線５ｃに電流１
ｃを供給する。かくして、今電圧Ｅａ，ｅｂ，ｅｃが第
６図ａに示すように３相平衡電圧となるように変化した
とすれば第５図の電力増幅器１５の出力電圧Ａｔは第６
図ｂのような＋Ｅ，−Ｅの２つの値をとる三角波発生器
３３の出力周波数でパルス幅変調された矩形波となる。

同様に電力増幅器１６，１７の各出力電圧Ｖｂｔ，ｃｔ
は第６図Ｃ，ｄの如く変化する。

これらの矩形波電圧Ｖａｔ，Ｖｂｔ，ｃｔを誘導電動機
５の各巻線５ａ，５ｂ，５ｃに加えると誘導電動機５の
ステータ、ロータ、巻線のインダクタンスにより電流１
ａ，ｂ，ｃは平滑されて三角波発生器３３の出力周波数
の高調波成分はとり除かれる。かくしてステータ電流１
ａ，Ｉｂ，Ｉｃはパルス幅変調された矩形波電圧Ａｔ，
Ｖｂｔ，Ｖｃｔの三角波発生器３３の出力周波数の高調
波成分を除いたＶａｔ，Ｖｂｔ，ｃｔの平均値電圧Ｖａ
，Ｖｂ，Ｖｃで駆動されることと等価である。

Ｖａｔ，ｂｔ，ｃｔの平均値電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃは第
６図よりわかるように各々電圧Ｅａ，ｅｂ，ｅｃのＥ／
Ｅｍ倍である。第５図のオペレーシヨナルアンプ３２は
Ｅａ＋Ｅｂ＋Ｅｃ＝０を満足するようにＥｃを制御する
のでＶａ＋ｂ＋Ｖｃ＝０となるように制御される〇電力
増幅器の他の実施例 第６図のＡｔ，ｂｔ，Ｖｃｔの電力増幅器の出力電圧を
みると時刻ｔ１でＥａが正の最大値（＋Ｅｍ）になつて
いる時、Ａｔの平均値電圧Ｖａが正の最大値＋Ｅになる
。

第５図の回路で今、もし第６図の時刻ｔｌ″Ｃ′Ｅａが
＋Ｅｍ以上になつたとすれば第５図の電力増幅器１５の
平均値電圧Ｖａは＋Ｅ以上の電圧は出せないので＋Ｅｍ
以上のＥａに対し制御能力がないことになる。しかしな
がら一方他の相に関しては時刻ｔｌにおいてＥｂ，ｅｃ
＝一一Ｅｍとなつておりそれら゛ ２の平均値
電圧Ｖｂ，ｃは一２Ｅの電圧を出しているに過ぎない。

すなわちこの時刻ｔ１においては電力増幅器１６，１７
の出し得る負の最大電圧−Ｅに対してはまだ余裕がある
回路状態となつている。換言すれば三つの電力増幅器１
５，１６，１７のうち１６，１７はその全能力を出して
いない不都合が第５図の回路にあることになる。これは
第５図の回路がＶａ＋Ｖｂ＋ｃ＝０ を満足するように電圧ｃを制御しているためである〇第
７図に示す本発明の他の実施例においてはＥａがＥｍ以
上になつても制御能力を持つことができ従つて電力増幅
器１５，１６，１７の全出力電圧能力を一杯に使えるよ
うな電力増幅器が示されるＯさて第７図は電圧Ｅａ，ｅ
ｂ，ｅｃより不感帯回路３５，３６，３７とダイオード
４１，４２，４３，４４，４５，４６により電圧Ｅｎを
作る回路と該電圧Ｅｎを電圧Ｅａ，ｅｂ，ｅｃより各々
引いて電圧Ｅａ−Ｅｌｔｅｂ−ＥｎＦｅＣ−Ｅｎを作る
引算器３８，３９，４０より成る回路が第５図の回路に
追加されている他は第５図と同一構成である。

第７図のオペレーシヨナルアンプ３２は Ｅａ＋Ｅｂ＋Ｅｃ＝０ になるようにＥｃを制御する。

引算器３８，３９，４０の各出力電圧Ｅａ−Ｅｎ，ｅｂ
−Ｅｎ，ｅｃ一Ｅｎは比較器２３．２４，２５に加えら
れ、電力増幅器１５，１６，１７の出力電圧Ａｔ，Ｖｂ
ｔ，ｃｔの平均値電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃは次式で与えら
れる。（但し） Ｅａ−ＥｎＰｅｂ−Ｅｎ，ｅｃ−Ｅｎ
が士Ｅｍの範囲内にあるものとする。

）の条件を第７図の回路は満たしているのでこの条件を
［相］，９式に入れ＼ばが導びかれる。

かくして＠式の電圧Ｅｎがいかなる値であつても第７図
の電流１ａを制御する電力増幅器１５のフイードバツク
ループは電圧Ｅｂ，ｅｃに無関係となり電圧Ｅｂ，ｅｃ
より干渉がなく安定な制御が可能となる。

同様に電流１ｂの電流制御フイードバツクループも電圧
Ｅａ，ｅｃからの干渉はなく安定な制御ができる。８式
の電圧Ｅｎは第７図の実施例においては比較器２３，２
４，２５に加わる各電圧Ｅａ−Ｅｎ，ｅｂ−Ｅｎ，ｅｃ
−Ｅｎが士Ｅｍ（三角波発生器の出力電圧の最大値）よ
り小さい範囲内に納まるように制御する。

即ち第７図の不感帯回路３５，３６，３７は各各電圧Ｅ
ａ，ｅｂ，ｅｃを入力とし、電圧Ｅａ，ｅｂ，ｅｃが士
Ｅｍを超過した時その超過分だけ出力する回路である。

これらの不感帯回路の各出力電圧は各々第７図に示す６
ケのダイオード４１〜４６によりいずれかの不感帯回路
に超過分出力電圧が生じた時それを電圧Ｅｎとするよう
に作用する。この電圧Ｅｎは引算器３８，３９。

４０により各々電圧Ｅａ，ｅｂ，ｅｃより引かれて各引
算器より各々Ｅａ−Ｅｎ，ｅｂ−Ｅｎ，ｅｃ−Ｅｎが作
られる。

このような第７図の構成において今例えば電圧Ｅｂ，ｅ
ｃが士Ｅｍの範囲内の時であつて、電圧Ｅａが＋Ｅｍよ
り大きくなると、不感帯回路３５の出力電圧はＥａ−Ｅ
ｍとなりこの出力電圧はダイオード４１により電圧Ｅｎ
をＥａ−Ｅｍにする。かくして引算器３８の出力電圧は
Ｅａ−ＥｎＯｅｍ となりＥａが＋Ｅｍを超えてもＶａは＋Ｅの一定電圧と
なる。

一方引算器３９，４０の出力電圧Ｅｂ−Ｅｎ，ｅｃ−Ｅ
ｎはＥａがＥｍを超えて電圧Ｅｎが増加するとだんだん
と負の電圧方向に変化していくがＥｂ−Ｅｎ，ｅｃ−Ｅ
ｎが−Ｅｍに達しない限り電力増幅器の電圧飽和の影響
はなく電流１ａ，Ｉｂ，Ｉｃの制御が可能となる。

しかしＥｂ−Ｅｎ，ｅｃ−Ｅｎのいずれかが一Ｅｍに達
すると第７図の電力増幅器１６，１７のいずれかが飽和
する。

以上の如く、第７図の実施例において電圧Ｅａ，ｅｂ，
ｅｃが士Ｅｍ以内の範囲に入つていれば電圧Ｅｎは零と
なり、第５図の実施例と同じ作用をするがＥａ，ｅｂ，
ｅｃのいずれかが＋Ｅｍを超過すると平均値電圧Ｖａ，
ｂ，Ｖｃの中超過した相の電圧を士Ｅの飽和値に固定し
、他の飽和しない相でこの飽和した相の電圧を補償する
ように作用し、電力増幅器の出力電圧能力を一杯に出す
ことができる。

第５図のＶａ＋Ｖｂ＋ｃ＝Ｏの制御方式では第６図に示
す如く時刻ｔｌで電力増幅器１５の電圧飽和が起り、誘
導電動機５の相間電圧は１・５Ｅとなりこれ以上の相間
電圧では飽和現象が生ずるが、第７図の実施例では最大
相間電圧は２Ｅとなり、第５図、第７図のパワトランジ
スタ２６〜３１として同じ耐圧のトランジスタを使用す
れば第７図の実施例は第５図の実施例に対し２／１・５
の比だけ出力電圧能力を改善できることになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理を説明するための２相誘導電動機
の断面図、第２図は第１図の２相誘導電動機内に生ずる
磁束を示す図、第３図は本発明の誘導電動機のトルク制
御装置の一実施例の構成を示すプロツク結線図、第４図
は３相誘導電動機のステータ巻線の電圧電流の関係を示
す結線図、第５図は第３図の電力増幅器１５，１６，１
７の一つの実施例の構成を示すプロツク結線図、第６図
は第５図の電力増幅器の出力電圧波形を示す時間ダイヤ
グラム、第７図は第３図の電力増幅器１５，１６，１７
の他の実施例の構成を示すプロツク結線図である。 １，『・・・・・・１つのステータ巻線、２，２′・・
・・・・他のステータ巻線、３，３（・・・・・１つの
ロータ巻線、４，４″・・・・・・他のロータ巻線、５
・・・・・・三相誘導電動機、５ａ・・・・・・ａ相ス
テータ巻線、５ｂ・・・・・・ｂ相ステータ巻線、５ｃ
・・・・・・ｃ相ステータ巻線、６・・・・・・パルス
発生器、７・・・・・・可逆カウンタ、８・・・・・・
サンプリングパルス発生器、９・・・・・・バツフアレ
ジスタ、９ａ・・・・・・バツフアレジスタ制御端子、
１０・・・・・・デイジイタル形データ処理装置、１１
・・・・・・指令トルクデータ供給手段、１２・・・・
・・デイジタルアナログ変換器、１３，１４・・・・・
・サンプルホールド、１５，１６，１７・・・・・・電
力増幅器、１８，１９・・・・・・電流検出器、２０・
・・・・・オペレーシヨナルアンプ、２１，２２・・・
・・・電圧増幅器、２３，２４，２５・・・・・・比較
器、２６，２７，２８，２９，３０，３１・・・・・・
パワトランジスタ、３２・・・・・・オペレーシヨナル
アンプ、３３・・・・・・三角波発生器、３４・・・・
・・直流電源、３５，３６，３７・・・・・・不感帯回
路、３８，３９，４０・・・・・・引算器、４１，４２
，４３，４４，４５，４６・・・・・・ダイオード、５
０・・・・・・割込入力端子、５１・・・・・・指令ト
ルクデータ入力ポート、５２・・・・・・バツフアレジ
スタ用入力ポート、５３・・・・・・出力ポート、１０
０・・・プログラム制御ユニツト、１０１，１０２，１
０３，１０４，１０５・・・・・・係数器、１０６・・
・・・・累積加算レジスタ、１０７，１０８，１０９・
・・・・・加算器、１１０・・・・・・三角関数発生器
、 １１１， ２・・・・・・乗算器、 １１３・・・・・・スイツチ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 相数Ｐのステータ巻線を持つ誘導電動機のロータ側
   にトルクＴｅを発生せしめる制御装置において、前記ト
   ルクＴｅを指令値として与えるトルク指令手段と、前記
   誘導電動機のロータ回転角位置を検出する検出手段と、
   同検出手段からの出力および前記トルク指令手段出力と
   にもとづいて前記誘導電動機の回転磁界の磁束角度を算
   出する磁束角度算出手段と、同算出手段から与えられる
   磁束角度に対応して前記各ステータ巻線の相数に応じた
   位相を有する三角関数値を供給する三角関数値発生手段
   と、前記トルク指令手段出力と前記三角関数値発生手段
   出力とから下記の式で与えられる前記誘導電動機の第ｎ
   相ステータ巻線へ供給すべきステータ電流の指令値ｉｎ
   ｓを与えるステータ電流指令値の形成手段とを備えてな
   ることを特徴とする誘導電動機のトルク制御装置。 ｉｎｓ＝（Φ＿Ｏ／Ｍ）ｓｉｎ［（ψ−｛２−（ｎ−１
   ）／Ｐ｝ｘ］＋（Φ＿Ｏ／ＭＫ＿Ｔ＿Φ＿＿Ｏ）Ｔｅ・
   ｃｏｓ［ψ−｛２（ｎ−１）／Ｐ｝ｘ］但しＰ：相数、
   ｎ：１、２、３、・・・Ｐ Ｌｒ：ロータ巻線の自己インダクタンス Ｍ：ステータ巻線とロータ巻線の相互インダクタンス ψ：回転磁界の磁束角度 Φ＿Ｏ：回転磁界の大きさ Ｋ＿Ｔ：定数 ２ 三相ステータ巻線を持つ誘導電動機のトルク制御装
   置において、前記電動機回転軸の回転角（Ｑとする）を
   デイジイタル量に変換する検出手段と、一定時間毎にサ
   ンプリングパルスを発生するパルス発生手段と、指令ト
   ルクデータ（Ｔｅとする）を与えるトルクデータ供給手
   段と、前記パルス発生手段からのパルスが与えられる毎
   に前記トルクデータＴｅと第１の定数との積を累積加算
   し更にこの累積加算値を前記回転角θに加算して磁束角
   度ψを作成し、その大きさが一定値（Φ＿０／Ｍ）でそ
   の方向が前記磁束角度ψである第１のベクトルの前記電
   動機の第１相方向成分（Φ＿Ｏ／Ｍ・ｓｉｎψ）とその
   大きさが前記トルクデータＴｅと第２の定数（Ｌｒ／Ｍ
   Ｋ＿Ｔ＿Φ＿＿Ｏ）との積に等しくその方向が前記第１
   のベクトルと直交する第２のベクトルの前記電動機の第
   １相方向成分（Ｔｅ−Ｌｒ／（ＭＫ＿Ｔ＿Φ＿＿Ｏ）・
   ｃｏｓψ）との和を計算して前記電動機の第１相の電流
   指令値（ｉｌａとする）とし更に前記第１のベクトルの
   前記電動機の第２相方向成分（Φ＿０／Ｍ・ｓｉｎ（φ
   −２／３・ｘ））と前記第２のベクトルの前記電動機の
   第２相方向成分（Ｔｅ・Ｌｒ／（ＭＫ＿Ｔ＿Φ＿０）・
   ｃｏｓ（ψ−２／３・ｘ））との和を計算して前記電動
   機の第２相の電流指令値（ｉｌｂとする）としその計算
   結果ｉｌａ、ｉｌｂを出力するディジタル形データ処理
   手段と、前記データ処理手段より出力された電流指令値
   ｉｌａ、ｉｌｂを各々アナログ電流指令値ｉｌａ＾＊、
   ｉｌｂ＾＊、に変換するデイジイタルアナログ変換手段
   と、前記アナログ電流指令値ｉｌａ＾＊と前記電動機の
   第１相ステータ巻線を流れる電流に対応する電圧１ａ＾
   ＊との差を電力増幅してその出力電圧Ｖａを前記第１相
   のステータ巻線に加えて電流フィードバック制御を構成
   する第１の電力増幅手段と、前記アナログ電流指令値ｉ
   ｌｂ＾＊と前記電動機の第２相のステータ巻線を流れる
   電流に対応する電圧Ｉｂ＾＊との差を電力増幅してその
   出力電圧Ｖｂを前記第２相のステータ巻線に加えて電流
   フィードバック制御を構成する第２の電力増幅手段と、
   その出力電圧Ｖｃが前記第１、第２の電力増幅手段の出
   力Ｖａ、Ｖｂの和の負数となるように制御されると共に
   その出力電圧Ｖｃを前記電動機の第３相ステータ巻線に
   与える第３の電力増幅手段とを備えてなることを特徴と
   する三相誘導電動機のトルク制御装置。 ３ 三相ステータ巻線を持つ誘導電動機のトルク制御装
   置において、前記電動機回転軸の回転角（θとする）を
   デイジイタル量に変換する検出手段と、一定時間毎にサ
   ンプリングパルスを発生するパルス発生手段と、指令ト
   ルクデータ（Ｔｅとする）を与えるトルクデータ供給手
   段と、前記パルス発生手段からのパルスが与えられる毎
   に前記トルクデータＴｅと第１の定数との積を累積加算
   し更にこの累積加算値を前記回転角θに加算して磁束角
   度ψを作成し、その大きさが一定値（Φ＿Ｏ／Ｍ）でそ
   の方向が前記磁束角度ψである第１のベクトルの前記電
   動機の第１相方向成分（Φ＿Ｏ／Ｍ−ｓｉｎψ）とその
   大きさが前記トルクデータＴｅと第２の定数（Ｌｒ／Ｍ
   Ｋ＿Ｔ＿Φ＿＿Ｏ）との積に等しくその方向が前記第１
   のベクトルと直交する第２のベクトルの前記電動機の第
   １相方向成分（Ｔｅ−Ｌｒ／（ＭＫ＿Ｔ＿Φ＿＿Ｏ）・
   ｃｏｓψ）との和を計算して前記電動機の第１相の電流
   指令値（ｉｌａととする）とし更に前記第１のベクトル
   の前記電動機の第２相方向成分（Φ＿Ｏ／Ｍ・ｓｉｎ（
   ψ−２／３・ｘ））と前記第２のベクトルの前記電動機
   の第２相方向成分（Ｔｅ・Ｌｒ／（ＭＫ＿Ｔ＿Φ＿＿Ｏ
   ）・ｃｏｓ（ψ−２／３・ｘ））との和を計算して前記
   電動機の第２相の電流指令値（ｉｌｂとする）としその
   計算結果ｉｌａ、ｉｌｂを出力するディジタル形データ
   処理手段と、前記データ処理手段より出力された電流指
   令値ｉｌａ、ｉｌｂを各々アナログ電流指令値ｉｌａ＾
   ＊、ｉｌｂ＾＊に変換するデイジイタルアナログ変換手
   段と、前記アナログ電流指令値ｉｌａ＾＊と前記電動機
   の第１相ステータ巻線を流れる電流に対応する電圧Ｉａ
   ＾＊との差を増幅して電圧ｅａを作りこの電圧とオフセ
   ットされた電圧ｅｎとの差に比例した出力電圧Ｖａを前
   記第１相のステータ巻線に加えて電流フィードバック制
   御を構成する第１の電力増幅手段と、前記アナログ電流
   指令値ｉｌｂ＾＊と前記電動機の第２相ステータ巻線を
   流れる電流に対応した電圧Ｉｂ＾＊との差を増幅して電
   圧ｅｂを作りこの電圧ｅｂと前記オフセット電圧ｅｎと
   の差に比例した出力電圧Ｖｂを前記第２相のステータ巻
   線に加えて電流フィードバック制御を構成する第２の電
   力増幅手段と、前記電圧ｅａ、ｅｂより電圧ｅｃ＝−（
   ｅａ＋ｅｂ）を演算しこの電圧ｅｃと前記オフセット電
   圧ｅｎとの差に比例した出力電圧Ｖｃを第３相のステー
   タ巻線に加える第３の電力増幅手段とを備えてなり、前
   記各出力電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが各増幅手段の最大出力
   電圧値を超過しないように前記オフセット電圧ｅｎを制
   御せしめることを特徴とする三相誘導電動機のトルク制
   御装置。 ４ 特許請求の範囲第２項、第３項においてディジタル
   形データ処理手段を構成する要素の一部又は全部をアナ
   ログ回路にて形成したことを特徴とする三相誘導電動機
   のトルク制御装置。