JPS59221016A - トランジスタ増幅器 - Google Patents
トランジスタ増幅器Info
- Publication number
- JPS59221016A JPS59221016A JP58095561A JP9556183A JPS59221016A JP S59221016 A JPS59221016 A JP S59221016A JP 58095561 A JP58095561 A JP 58095561A JP 9556183 A JP9556183 A JP 9556183A JP S59221016 A JPS59221016 A JP S59221016A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- isolator
- admittance
- terminal
- transistor
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/32—Non-reciprocal transmission devices
- H01P1/38—Circulators
- H01P1/383—Junction circulators, e.g. Y-circulators
- H01P1/387—Strip line circulators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/608—Reflection amplifiers, i.e. amplifiers using a one-port amplifying element and a multiport coupler
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、衛星通信等に用いられる低雑音特性を要求
されるトランジスタ増幅器の改良に関するものである。
されるトランジスタ増幅器の改良に関するものである。
衛星通信等において、受信装置に使用される増幅器とし
ては、衛星よシ地上に到達する電波が極めて微弱である
為、増幅器自体で発生する雑音を出来る限シ下げること
のできる低雑音増幅器が必要とされる。その効果的な方
法は、増幅器の入力回路の損失を下げることであること
が一般に良く知られている。
ては、衛星よシ地上に到達する電波が極めて微弱である
為、増幅器自体で発生する雑音を出来る限シ下げること
のできる低雑音増幅器が必要とされる。その効果的な方
法は、増幅器の入力回路の損失を下げることであること
が一般に良く知られている。
ところで、この種の用途に供されるトランジスタ増幅器
の入力回路に於いては、トランジスタの入力ポート（例
えばゲート）側にインピーダンス整合を改善すべくアイ
ソレータを挿入し、このアイソレータの出力ポートと上
記トランジスタの入力ポートとの間に適当なインピーダ
ンス関係をもたせた場合、この増幅器のノイズフィギー
ア（Ｎｏ１ｓｅ Ｆｉｇｕｒｅ ） Ｆｌｄ ＋ｎ Ｆ ＝ Ｆｏ −１−−（（Ｇｓ−Ｇｏｎ）２＋（ＩＩ
ｓ−Ｂｏｎ）勺ｓ によって表わされる。なお、この式において。
の入力回路に於いては、トランジスタの入力ポート（例
えばゲート）側にインピーダンス整合を改善すべくアイ
ソレータを挿入し、このアイソレータの出力ポートと上
記トランジスタの入力ポートとの間に適当なインピーダ
ンス関係をもたせた場合、この増幅器のノイズフィギー
ア（Ｎｏ１ｓｅ Ｆｉｇｕｒｅ ） Ｆｌｄ ＋ｎ Ｆ ＝ Ｆｏ −１−−（（Ｇｓ−Ｇｏｎ）２＋（ＩＩ
ｓ−Ｂｏｎ）勺ｓ によって表わされる。なお、この式において。
Ｆｏは最適の場合のノイズフィギーア、 Ｒｎはノイズ
抵抗＋Ｇｏｎはノイズフィギーアが最適の場合のアイソ
レータ側のコンダクタンス、 Ｂｏｎはノイズフィギュ
アが最適の場合のアイソレータ側のす七ノタンス、 Ｇ
ｓはアイソレータ側のコンダクタンス（ソース・コンダ
クタンスと呼ぶ）、そしてＢＳはアイソレータ側のサセ
プタンス（ソース・サセプタンスと呼ぶ）である。この
式から明らかなように。
抵抗＋Ｇｏｎはノイズフィギーアが最適の場合のアイソ
レータ側のコンダクタンス、 Ｂｏｎはノイズフィギュ
アが最適の場合のアイソレータ側のす七ノタンス、 Ｇ
ｓはアイソレータ側のコンダクタンス（ソース・コンダ
クタンスと呼ぶ）、そしてＢＳはアイソレータ側のサセ
プタンス（ソース・サセプタンスと呼ぶ）である。この
式から明らかなように。
Ｇｓ ＝ Ｇｏｎ
Ｂｓ：＝：Ｂｏｎ
とすれば、得られるノイズフィギュアＦは最適値Ｆｏに
なる。すなわち、トランジスタ増幅器の等価回路を第１
図のように示した場合、ソース・アドミッタンスＹｓ
（＝ Ｇｓ＋ Ｂｓ ）をＹｏｎ（＝Ｇｏｎ−１−Ｂｏ
ｎ ）に一致させることによってノイズフィギュアの最
適化を計ることができる。この図において、１は電界効
果トランジスタ、Ｅは入力電源、−１ｆ−ｓ＋−は負荷
アドミッタンスである。
なる。すなわち、トランジスタ増幅器の等価回路を第１
図のように示した場合、ソース・アドミッタンスＹｓ
（＝ Ｇｓ＋ Ｂｓ ）をＹｏｎ（＝Ｇｏｎ−１−Ｂｏ
ｎ ）に一致させることによってノイズフィギュアの最
適化を計ることができる。この図において、１は電界効
果トランジスタ、Ｅは入力電源、−１ｆ−ｓ＋−は負荷
アドミッタンスである。
しかし乍ら、従来技術におけるトランジスタ増幅器は、
第２図のプロ、り図に見られるように。
第２図のプロ、り図に見られるように。
電界効果トランジスタ１の入力端とアイソレータ２の出
力端との間には、インダクタンス３と整合回路４とが接
続され、これによってアイソレータとの間の整合がとら
れているために、整合回路の損失によって生ずる雑音特
性の劣化を避けることができないという欠点があった。
力端との間には、インダクタンス３と整合回路４とが接
続され、これによってアイソレータとの間の整合がとら
れているために、整合回路の損失によって生ずる雑音特
性の劣化を避けることができないという欠点があった。
この発明の目的は、従来の欠点を除去し、アイソレータ
に直接、若しくはリアクタンスを介してトランシスタラ
接続し、かつアイソレータの入力端子、出力端子および
ダミ一端子相互間にアドミッタンスを接続することによ
って、ソース・アドミッタンスをノイズ最適なアドミッ
タンスに一致させることのできる低雑音用トランジスタ
増幅器を提供することにある。
に直接、若しくはリアクタンスを介してトランシスタラ
接続し、かつアイソレータの入力端子、出力端子および
ダミ一端子相互間にアドミッタンスを接続することによ
って、ソース・アドミッタンスをノイズ最適なアドミッ
タンスに一致させることのできる低雑音用トランジスタ
増幅器を提供することにある。
この発明によれば５入力端子と出力端子とダミ一端子と
を有するアイソレータと、該アイソレータの出力端子に
直接、若しくはリアクタンスを介して接続されたトラン
ジスタとから成り、かつ前記アイソレータの入力端子と
出力端子との間、出力端子とダミ一端子との間およびダ
ミ一端子と入力端子との間のうちの少なくとも一個所に
７１・゛ミツタンスを接続したことを特徴とするトラン
ジスタ増幅器が得られる。
を有するアイソレータと、該アイソレータの出力端子に
直接、若しくはリアクタンスを介して接続されたトラン
ジスタとから成り、かつ前記アイソレータの入力端子と
出力端子との間、出力端子とダミ一端子との間およびダ
ミ一端子と入力端子との間のうちの少なくとも一個所に
７１・゛ミツタンスを接続したことを特徴とするトラン
ジスタ増幅器が得られる。
次に１本発明によるトランジスタ増幅器の実施例につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
第３図は本発明による実施例の構成を平面図により示し
たものである。この図において、１１は電界効果トラン
ジスタ、１２はアイソレータ。
たものである。この図において、１１は電界効果トラン
ジスタ、１２はアイソレータ。
１３はインダクタンス、１４はダミー７１５〜１７はア
ドミッタンス素子、１８は出力整合回路である。アイソ
レータ１２は一般に知られている。
ドミッタンス素子、１８は出力整合回路である。アイソ
レータ１２は一般に知られている。
例えば３端子ストリツグライン・ザーキュレータで構成
されており、１２−１はストリップラインで形成された
入力端子、 １．２−２は同様に形成されたダミー接続
端子、そして１２−３はストリップラインで引出すこと
なく、直接、負可側に接続される出力端をそれぞれ示し
ている。なお、このアイツレ〜り１２には２図に示され
ていないが。
されており、１２−１はストリップラインで形成された
入力端子、 １．２−２は同様に形成されたダミー接続
端子、そして１２−３はストリップラインで引出すこと
なく、直接、負可側に接続される出力端をそれぞれ示し
ている。なお、このアイツレ〜り１２には２図に示され
ていないが。
中央部に導体を挿んでフェライトが配置されており、−
！たストリップラインに対応する基板もあるものと理解
されたい。このように形成されたアイソレータ１２の出
力端１２−３には、インダクタンス１３を介してトラン
ジスタ１１が接続され。
！たストリップラインに対応する基板もあるものと理解
されたい。このように形成されたアイソレータ１２の出
力端１２−３には、インダクタンス１３を介してトラン
ジスタ１１が接続され。
また、入力端子１２−１とダミー接続端子１２−２との
間のフェライト端面のスリ、シライン１２〜４にはアド
ミッタンス素子１５．入力端子１２−１と出力端１２−
３との間のフェライト端面の７トリツプライン１２−５
にはアドミッタンス素子］６゜出力端１２−３とダミー
接続端子１２−２との間のフェライト端面のストリッツ
０ライン１２−６にはアドミッタンス素子１７がそれぞ
れ接続されている。更に、ダミー接続端子１２−２には
ダミー１４が接続され、またトランジスタＩＪの出力側
には出力整合回路１８が接続されている。
間のフェライト端面のスリ、シライン１２〜４にはアド
ミッタンス素子１５．入力端子１２−１と出力端１２−
３との間のフェライト端面の７トリツプライン１２−５
にはアドミッタンス素子］６゜出力端１２−３とダミー
接続端子１２−２との間のフェライト端面のストリッツ
０ライン１２−６にはアドミッタンス素子１７がそれぞ
れ接続されている。更に、ダミー接続端子１２−２には
ダミー１４が接続され、またトランジスタＩＪの出力側
には出力整合回路１８が接続されている。
このように構成された実施例によれば、アイソレータ１
２の入力端子１２−１に力えられた入力信号は出力端１
２−３からインダクタンス１３を介してトランジスタ１
１に加えられる。その際に。
２の入力端子１２−１に力えられた入力信号は出力端１
２−３からインダクタンス１３を介してトランジスタ１
１に加えられる。その際に。
トランジスタ１１の入力側で発生した反射波は再びアイ
ソレータ１２に入シ、ダミー接続端子１２−２を経てダ
ミー１４で消費される。トランジスタ１１で増幅された
信号は出力整合回路１８を介して負荷に供給される。こ
の場合、上記アドミッタンス素子１５．１６および１７
のそれぞれのアドミツタンス値ｊＢ、 、 ｊＢ２およ
びｊＢ３のうち。
ソレータ１２に入シ、ダミー接続端子１２−２を経てダ
ミー１４で消費される。トランジスタ１１で増幅された
信号は出力整合回路１８を介して負荷に供給される。こ
の場合、上記アドミッタンス素子１５．１６および１７
のそれぞれのアドミツタンス値ｊＢ、 、 ｊＢ２およ
びｊＢ３のうち。
少なくとも１つの値を可変調節することによって。
トランジスタ１１の入力回路を雑音に対し最適な状態、
すなわちノイズ最適なソース・アドミッタンスに設定す
ることができる。
すなわちノイズ最適なソース・アドミッタンスに設定す
ることができる。
第４図は、第３図の実施例によシ得られるアイソレータ
１２の出力端ソース・アドミッタンスＹｓの周波数３．
７〜４．２ ＧＨｚに対するローカスをチアドミツタン
ス素子１５〜１７のそれぞれのアドミツタンス値ｊＢ１
． ｊＢ２およびＪＢ３のうち、１つ乃至３つを調節す
ることによって実線のローカスを挿んで両側の破線で示
す範囲にソース・アドミッタンスＹｓのローカスを選ぶ
ことができる。なお。
１２の出力端ソース・アドミッタンスＹｓの周波数３．
７〜４．２ ＧＨｚに対するローカスをチアドミツタン
ス素子１５〜１７のそれぞれのアドミツタンス値ｊＢ１
． ｊＢ２およびＪＢ３のうち、１つ乃至３つを調節す
ることによって実線のローカスを挿んで両側の破線で示
す範囲にソース・アドミッタンスＹｓのローカスを選ぶ
ことができる。なお。
この実施例との比較のため、第２図の従来例によって得
られる特性を示すと、第５図のチャートのように々る。
られる特性を示すと、第５図のチャートのように々る。
このチャートにおいて、ローカス（イ）はアイソレータ
２の出力端Ｃ点におけるアドミッタンス、ローカス（ロ
）はトランジスタ１の入力端Ｂ点におけるアドミッタン
スＹｏｎ ＋そしてローカス（ハ）はインダクタンス３
の入力端Ａ点におけるアドミッタンスＹｏｎのそれぞれ
周波数３．７〜４．２ ＧＨｚにおける値を示している
。この特性によシ明らかなように、従来技術においては
、第１図に見られるノイズ最適時のソース・アドミッタ
ンスＹｓを従来型アイソレータ２の出力端（フェライト
端面のストリップライン）におけるアドミッタンスに一
致させるだめに、整合回路４の用いられたことが判るで
あろう。
２の出力端Ｃ点におけるアドミッタンス、ローカス（ロ
）はトランジスタ１の入力端Ｂ点におけるアドミッタン
スＹｏｎ ＋そしてローカス（ハ）はインダクタンス３
の入力端Ａ点におけるアドミッタンスＹｏｎのそれぞれ
周波数３．７〜４．２ ＧＨｚにおける値を示している
。この特性によシ明らかなように、従来技術においては
、第１図に見られるノイズ最適時のソース・アドミッタ
ンスＹｓを従来型アイソレータ２の出力端（フェライト
端面のストリップライン）におけるアドミッタンスに一
致させるだめに、整合回路４の用いられたことが判るで
あろう。
第６図のグラフは、第３図の実施例により得られる雑音
特性を従来例との比較によシ示したものである。図にお
いて１曲線（イ）は実施例の特性を。
特性を従来例との比較によシ示したものである。図にお
いて１曲線（イ）は実施例の特性を。
（ロ）は第２図の従来例の特性を見せている。両者の比
較から判るように、実施例は１周波数範囲３７〜４．２
ＧＨｚにおいて雑音温度で約２０係の改善が得られる
。
較から判るように、実施例は１周波数範囲３７〜４．２
ＧＨｚにおいて雑音温度で約２０係の改善が得られる
。
なお、上記の実施例においては、トランジスタ１１をイ
ンダクタンス１３を介してアイソレータ１２の出力端１
２−３に接続したが、これに限定されることなく２トラ
ンジスタ１１の入力端を直接アイソレ−りの出力端１２
−３に接続してもよいことは言う丑でもない。まだ、ア
イソレータ１２には、アドミッタンス素子１５〜１７が
３個所にそれぞれ接続されているが、１個所、あるいは
２個所にのみ使用しても十分に効果をあげることができ
る。
ンダクタンス１３を介してアイソレータ１２の出力端１
２−３に接続したが、これに限定されることなく２トラ
ンジスタ１１の入力端を直接アイソレ−りの出力端１２
−３に接続してもよいことは言う丑でもない。まだ、ア
イソレータ１２には、アドミッタンス素子１５〜１７が
３個所にそれぞれ接続されているが、１個所、あるいは
２個所にのみ使用しても十分に効果をあげることができ
る。
以上の説明によシ明らかなように１本発明によれば、ア
イソレータに直接、若しくはリアクタンスを介してトラ
ンジスタを接続し、かつアイソレータの入力端子、出力
端子およびダミ一端子相互間のストリップラインにアド
ミッタンスを接続スることに」＝って、ソース・アドミ
ッタンスをノイズ最適なアドミッタンスに一致させるこ
とができ。
イソレータに直接、若しくはリアクタンスを介してトラ
ンジスタを接続し、かつアイソレータの入力端子、出力
端子およびダミ一端子相互間のストリップラインにアド
ミッタンスを接続スることに」＝って、ソース・アドミ
ッタンスをノイズ最適なアドミッタンスに一致させるこ
とができ。
これにより、従来技術におけるトランジスタ入力回路に
挿入されていた整合回路の使用を排除し。
挿入されていた整合回路の使用を排除し。
極めて良好な低雑音特性を得ることが可能となシ。
衛星通信用受信装置に適用してシステムの信頼性を向上
すべく得られる効果は太きい。
すべく得られる効果は太きい。
第１図はノイズフィギーアを最適値に設定する条件を説
明するだめのトランジスタ増幅器の等価回路、第２図は
従来のトランジスタ増幅器の構成例を示すブロック図、
第３図は本発明による実施例の構成を示すブロック図、
第４図は、第３図の実施例によシ得られるアイソレータ
の出力端におけるソース・アドミッタンス・ローカスを
示すチャー１・、第５図は、第２図の従来例により得ら
れる各点のアドミッタンス・ローカスヲ示スチャート、
第６図は、第３図の実施例により得られる雑音特性を従
来例との比較により示すグラフである。 図において、１１は電界効果！・ランジスタ。 １２はアイソレータ、１３はインダクタンス。 １４はダミー、１５〜１７はアドミッタンス素子。 １８は出力整合回路、１２−１は入力端子。 トリップラインである。
明するだめのトランジスタ増幅器の等価回路、第２図は
従来のトランジスタ増幅器の構成例を示すブロック図、
第３図は本発明による実施例の構成を示すブロック図、
第４図は、第３図の実施例によシ得られるアイソレータ
の出力端におけるソース・アドミッタンス・ローカスを
示すチャー１・、第５図は、第２図の従来例により得ら
れる各点のアドミッタンス・ローカスヲ示スチャート、
第６図は、第３図の実施例により得られる雑音特性を従
来例との比較により示すグラフである。 図において、１１は電界効果！・ランジスタ。 １２はアイソレータ、１３はインダクタンス。 １４はダミー、１５〜１７はアドミッタンス素子。 １８は出力整合回路、１２−１は入力端子。 トリップラインである。
Claims (1)
- １ 入力端子と出力端子とダミ一端子とを有するアイソ
レータ七、該アイソレータの出力端子に直接、若しくは
りアクタンスを介して接続されたトランジスタとから成
シ、かつ前記アイソレータの入力端子と出力端子との間
、出力端子とダミ一端子との間およびダミ一端子と入力
端子との間のうちの少なくとも一個所にアドミッタンス
を接続したことを特徴とするトランジスタ増幅器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58095561A JPS59221016A (ja) | 1983-05-30 | 1983-05-30 | トランジスタ増幅器 |
| CA000455334A CA1215438A (en) | 1983-05-30 | 1984-05-29 | Circuit arrangement comprising an isolator integral with an admittance element |
| EP84106130A EP0127873A1 (en) | 1983-05-30 | 1984-05-29 | Circuit arrangement comprising an isolator integral with an admittance element |
| US06/831,087 US4724399A (en) | 1983-05-30 | 1986-02-20 | Circuit arrangement comprising an isolator integral with an admittance element |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58095561A JPS59221016A (ja) | 1983-05-30 | 1983-05-30 | トランジスタ増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59221016A true JPS59221016A (ja) | 1984-12-12 |
Family
ID=14140997
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58095561A Pending JPS59221016A (ja) | 1983-05-30 | 1983-05-30 | トランジスタ増幅器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4724399A (ja) |
| EP (1) | EP0127873A1 (ja) |
| JP (1) | JPS59221016A (ja) |
| CA (1) | CA1215438A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0789416A1 (de) * | 1996-02-10 | 1997-08-13 | Philips Patentverwaltung GmbH | Passives nichtreziprokes Mehrtorbauelement |
| JPH10327003A (ja) * | 1997-03-21 | 1998-12-08 | Murata Mfg Co Ltd | 非可逆回路素子及び複合電子部品 |
| US6246866B1 (en) * | 1998-12-04 | 2001-06-12 | Motorola, Inc. | Dual band receiver |
| US6751583B1 (en) | 1999-10-29 | 2004-06-15 | Vast Systems Technology Corporation | Hardware and software co-simulation including simulating a target processor using binary translation |
| JP2002368553A (ja) * | 2001-06-08 | 2002-12-20 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波増幅器およびそれを用いた無線送信装置 |
| FR2925230B1 (fr) * | 2007-12-18 | 2009-12-04 | Thales Sa | Dispositif d'amplification de puissance radiale a compensation de dispersion de phase des voies amplification |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL6409844A (ja) * | 1964-08-26 | 1966-02-28 | ||
| US3651430A (en) * | 1964-10-06 | 1972-03-21 | Fujitsu Ltd | Strip-line circulator having movable compensating stub strip overlying central strip-line conductors |
| US3673518A (en) * | 1971-03-10 | 1972-06-27 | Ferrotec Inc | Stub tuned circulator |
| US3930206A (en) * | 1974-05-03 | 1975-12-30 | Troike Robert L | Broad-band amplifier using cascaded class C amplifiers |
| JPS55127712A (en) * | 1979-03-26 | 1980-10-02 | Mitsubishi Electric Corp | Microwave low noise fet amplifier |
-
1983
- 1983-05-30 JP JP58095561A patent/JPS59221016A/ja active Pending
-
1984
- 1984-05-29 CA CA000455334A patent/CA1215438A/en not_active Expired
- 1984-05-29 EP EP84106130A patent/EP0127873A1/en not_active Withdrawn
-
1986
- 1986-02-20 US US06/831,087 patent/US4724399A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1215438A (en) | 1986-12-16 |
| EP0127873A1 (en) | 1984-12-12 |
| US4724399A (en) | 1988-02-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR19980014205A (ko) | 고주파 전력분배기/결합기 회로 | |
| US5694085A (en) | High-power amplifier using parallel transistors | |
| US4350958A (en) | Impedance matching circuitry for radio frequency signal power amplifiers | |
| JPS59221016A (ja) | トランジスタ増幅器 | |
| US3835421A (en) | Microwave transmission line and devices using multiple coplanar conductors | |
| JPS60153602A (ja) | コプレ−ナ線路・スロツト線路変換回路 | |
| CA1283178C (en) | Distributed amplifier circuits | |
| JPS6053923B2 (ja) | 超高周波トランジスタ増幅器 | |
| JP2638985B2 (ja) | 電界効果トランジスタ増幅器 | |
| JP2555726B2 (ja) | 帰還形電界効果トランジスタ増幅器 | |
| JPS63219210A (ja) | Ｆｅｔ増幅器 | |
| JPH0155773B2 (ja) | ||
| US5646582A (en) | Transmission line switch | |
| JPH0281503A (ja) | マイクロ波増幅回路 | |
| JPS6110338Y2 (ja) | ||
| JPH0369442B2 (ja) | ||
| JPS633225Y2 (ja) | ||
| JP2712398B2 (ja) | 低雑音増幅器 | |
| JPS63283202A (ja) | マイクロ波線路装置 | |
| JPH039363Y2 (ja) | ||
| JPH0279607A (ja) | マイクロ波増幅器 | |
| JP2607051Y2 (ja) | マイクロ波回路 | |
| JPH02108303A (ja) | 方向性結合器 | |
| JPH0794976A (ja) | 超高周波用増幅器モジュール | |
| JPS63102501A (ja) | 平面アンテナ |