JPS5915402B2 - マイクロ波入力回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、影像周波数でのアンテナ実コンダクタンスに
より成端されたパラメトリックダウンコンバータを含む
マイクロ波受信装置の入力回路に関する。

受信装置の入力回路にパラメトリックダウンコンバータ
を用いることは公知であり、その際パラメトリックダウ
ンコンバータはマイクロ波信号を受信するアンテナに間
接的に接続されている。

パラメトリックダウンコンバータは一般的にサーキュレ
ータを介してアンテナに接続されており、サーキュレー
タは影像周波数信号がアンテナに戻るのを阻止する。

本発明の目的は、従来のパラメトリック回路に使用され
ているサーキュレータやアイソレータを省くことができ
しかも、変換利得が大きく雑音温度がほぼ反射終端の雑
音温度程度に低くすることができる極めて低雑音のマイ
クロ波入力回路を提供することである。

この課題は本発明のマイクロ波受信装置用入力回路によ
り達成できる。

本発明の入力回路は、その入力信号回路がアンテナに接
続され、たパラメトリックダウン、コンバータを有して
おり、従ってパラメトリックダウンコンバータの影像周
波数回路はアンテナの実インピーダンスによって成端さ
れている。

アンテナのインピーダンスはｐ＞Ｚ
・・・・・・・・・・・・（１）の条件の下で（ただ
しｐはポンプ周波数、Ｚは中間周波数）、信号周波数ｐ
十Ｚのときの影像周波数ｐ−Ｚのときのアンテナインピ
ーダンスが近似的に同じ値になるよう選定されている。

このパラメトリックダウンコンバータは、アンテナに接
続された入力信号回路の他に、リアクタンスダイオード
とポンプ回路と出力回路とを備えている。

ポンプ回路が供給するポンプ周波数は、アンテナで受信
された信号を処理するために、この受信信号の搬送波周
波数に同調されている。

出力回路はさらに受信装置の増幅段に接続されている。

入力回路に並列型パラメトリックダウンコンバータを用
いる場合、影像周波数回路はアンテナの実コンダクタン
スにより成端される。

この構成において、パラメトリックダウンコンバータの
パラメータとアンテナのパラメータはｐ＞Ｚの条件の下
で次式が成立つように選定される。

ｐ −Ｚ 、Ｇ、＋ｚ＋ＧＤ □ □→１ ・・・・・・・・・・・・・・・（２）ｐ
＋Ｚ Ｇｐ Ｚ＋ＧＤ ただし Ｇｐ＋ｚは信号周波数回路のコンダクタンス、即ち信号
周波数１）＋Ｚのときのアンテナコンダクタンス、Ｇｚ
は影像周波数回路コンダクタンス、即ち影像周波数ｐ−
Ｚのときのアンテナコンダクタンス、ＧＤはリアクタン
スダイオードの損失コンダクタンスである。

直列型パラメトリックダウンコンバータラ用イる場合は
、影像周波数回路はアンテナの実抵抗によって成端され
る。

パラメトリックダウンコンバータおよびアンテナのパラ
メータは、この構成においてｐ＞Ｚに対して次式が成立
つように選定される。

ｐ＋Ｚ、Ｒｐ″Ｚ″Ｒ０−１・・・・・・・・・・・・
・・・（３）ｐ −Ｚ Ｒｐ Ｚ十ＲＤ ただし、 Ｒ，＋Ｚは信号回路抵抗、即ち信号回路周波数ｐ十ｚの
ときのアンテナ抵抗、Ｒは影像周波−Ｚ 数回路抵抗、即ち影像周波数ｐ−Ｚのときのアンテナ抵
抗、ＲＤはりアクタンスダイオードの損失抵抗である。

次に本発明を実施例につき図面を用いて説明する。

第１図に示す本発明の直列型パラメトリックダウンコン
バータを有する入力回路の等価回路において、アンテナ
は信号源ＵＰ＋Ｚおよび抵抗ＲＰｆＺで示されている。

入力回路の入力側のりアクタンスはｘＰ±Ｚで示されて
おり、アンテナを流れる電流はＩＰｆＺで示されている
。

なおＰ十Ｚは信号周波数、ｐ−２は影像周波数を示す。

アンテナから到来した信号は、第１図に示すようにアン
テナに直接接続された直列型のパラメトリックダウンコ
ンバータによって処理することができる。

パラメトリックダウンコンバータはアンテナからの信号
を、復調するためにポンプ周波数Ｐと混合する。

このポンプ周波数は、ポンプ電源ＵＰと抵抗ＲＰとリア
クタンスｘＰとから成る、電流ＩＰを有するポンプ回路
によって発生される。

このポンプ周波数Ｐは、損失抵抗ＲＤを有するリアクタ
ンスダイオード５（０） 、 ５（１）において到来信
号と混合される。

パラメトリックダウンコンバータにより処理されて、信
号は中間周波数Ｚに変換される。

このパラメトリックダウンコンバータのパラメータとア
ンテナのインピーダンスとは式（３）を満足するように
選定される。

パラメトリックダウンコンバータの出力側は後続の増幅
段と接続されており、リアクタンスＸ２を有しており出
力電圧はＵｚと出力電流はＩｚである。

パラメトリックダウンコンバータの出力抵抗はＲＡであ
る。

後続の増幅段は、入力抵抗Ｒ′Ｅを有する中間周波増幅
器とするとよい。

第１図に示す直列型パラメトリックダウンコンバータの
代りに、並列型パラメトリックダウンコンバータを用い
る場合、等価回路は第２図に示すようになる。

この実施例において、アンテナから受信された信号は電
流源ＩＰ±Ｚで示され、アンテナはコンダクタンスＧＰ
±ＺとサセプタンスＹｚを有する。

並列型パラメトリックダウンコンバータはポンプ周波数
Ｐで電流ＩＰを供給し、ポンプ回路はコンダクタンスＧ
ＰおよびサセプタンスＹＰを有する。

並列型パラメトリックコンバータのパラメータおよびア
ンテナのインピーダンスは式（２）を満足するように選
定されている。

アンテナからの信号とポンプ回路からの信号とが、コン
ダクタンスＧＤを有するリアクタンスダイオードｃ（０
） 、 Ｃ（１）において混合される。

このパラメトリックダウンコンバータの出力回路はサセ
プタンスＹｚを有しており、信号Ｕｚを後置接続の増幅
段に供給する。

この増幅段は入力コンダクタンスＧ′ｏを有している。

パラメトリックダウンコンバータの出力コンダクタンス
はＧＡである。

第１図および第２図に示す回路において、上述の条件（
１）および式（２）および（３）からダイオード損失が
僅少ならば、即ちＲＤ→０またはＧＤ→０ならば、コン
バータの実効変換利得”ｖｍは、Ｌ ｚ １ ｐ＋Ｚ１−ａ °−°°−°°−（４）となる。

ただしａは並列型ダウンコンバータの場合 ｐ−ｚ Ｇ ＋ｚ十ＱＩ） 、 ｐ ｐ＋Ｚ Ｇ Ｚ＋ＧＤ を表わし、直列型ダウンコンバータの場合ｐ＋Ｚ
Ｒ十Ｚ十ＲＤ ・ ２ を表わす。

ｐ−Ｚ Ｒ，Ｚ十ＲＤ したがってａが１のとき変換利得”ｖｍは無限大となる
。

コンバータの雑音温度は１）＋Ｚ Ｔｍ−１−ＺａＴ゛ｐ°°°°゛°°°°°°°°°°
（５）となる。

その場合Ｔｓ、は影像周波数回路の雑音温度を示す。

式（４）および（５）よりａ→１およびｐ〉２では信号
周波数と影像周波数が有効に同期され、極めて高い実効
変換利得が得られ、更に雑音温度は影像周波数回路の雑
音温度とほぼ同じになる。

上述のように本発明によれば影像周波数ｐ−Ｚのときと
信号周波数ｐ 十ｚのときのアンテナのインピーダンス
を同じ値とすることによりパラメトリックダウンコンバ
ータの変換利得Ｌｖｍ〉■とすることができる。

また影像周波数回路雑音温度Ｔ、ｐはアンテナ雑音温度
（サテライトアンテナに対して２９０°により低い）に
等しくなりパラメトリックダウンコンバータの雑音温度
を２９０°Ｋにすることもできる。

例えばアンテナの雑音温度が５０°にで、バラクタダイ
オードのダイナミックＱ＝１６では、変換利得Ｌｖｍ＝
１０．５ ｄＢパラメトリックダウンコンバータの雑
音温度は１００’ Ｋが得られた。

次に直列型ダウンコンバータの場合につき前述の式（３
） ？ （４） 、 （５）の誘導過程につき考察する
。

影像周波数で成端したパラメトリックダウンコンバータ
の基本回路を第３図に示す。

その際簡単化のため電圧、電流およびインピーダンスは
、信号周波数３＝＝ｐ＋ｚおよび影像周波数ｐ−Ｚで端
子対１−１または１−ｉにおいてまとめて示されている
。

第３図において Ｚｐ±Ｚ−Ｒｐ±Ｚ十ＲＤ＋ｊ（ｐ±Ｚ）（Ｌｐ±ｚ＋
Ｌｎ）１ ５（０） ｊ（ｐ吻膣ｚ ｊ（ｐ吻 −°−°°−（６）は、リア
クタンスダイオードの損失抵抗ＲＤ、インダクタンスＬ
Ｄおよび平均エラスタンス５（Ｑ）を含んだ信号および
影像周波数におけるインピーダンス、およびｐ：ｔ＝Ｚ
における共振同調用の回路構造部を表わしている。

同じことは中間周波数におけるインピーダンスにもあて
はまる。

Ｚｚ＝Ｒｚ”ＲＤ＋ｊｚ （Ｌｚ ＋ＬＤ ）、
５（０） ｊｚｃ２ 、ｊｚ °−°−°−−−−−−−
−（力Ｕｒ、 ±２およびＵｒ、ｚによって、信号、影
像周波数および中間周波数における回路とダイオードの
熱雑音損失抵抗の雑音電圧が示されている。

ポンプ周波数ｐの電流によるリアクタンスダイオードの
制御は、端子３−３の間に無負荷電圧Ｕを加える信号発
生器によって行われ、ポンプ周波数への同調は次のイン
ピーダンスによって行われる。

Ｚｐ＝Ｒｐ＋ＲＤ＋ｊ、（Ｌｐ十ＬＤ） １ ５（０） ｐＣｐｊｐ 第３図の回路に対して次の変換式が成り立つ。

信号周波数ｐ十ｚでコンバーターの入力端子１−１の間
に無負荷電圧Ｕｐ＋ｚを有する電圧源を接続し、この電
圧源が影像周波数では短絡回路と＊ して作用する場合、Ｕ、−ｚミ０である。

ｐ±Ｚにおけるこの電圧源の実内部インピーダンスは、
式（６）によればＺ、±ＺにＧりしよに含まれている。

Ｕ＊ −０とおけば式（８）の中央の行から−Ｚ− および式（８）から、雑音源も含めて影像周波数で＊ 終端Ｚ した上側帯波パラメトリックダウン−Ｚ コンバータの整理した変換式は次のようになる。

簡単化のため と置く。

共振同調Ｉｍ（Ｚ、±Ｚ）二〇および■□（Ｚｚ）の際
弐〇〇）から次のようになる。

ここで弐αυによれば により負のインピーダンスの値が表わされており、この
インピーダンスは、実影像周波数終端Ｒｐ−Ｚ十ＲＤに
よって中間周波数Ｚのところに生じるものである。

雑音電圧Ｕｒ、ｐｆＺとＵｒ、ＺをＯと置けば、信号特
性は式（１２）から得られる。

信号周波数１）＋Ｚにおける入力インピーダンス憾つい
て次式があてはまる。

中間周波数における出力インピーダンスについては次の
ようになる。

によって正のインピーダンスが表わされ、このインピー
ダンスは、信号周波数における実終端Ｒ，＋ｚ＋Ｒ１）
の結果として中間周波数側に生じる。

従って信号および影像周波数における実終端の結果、中
間周波数において正のインピーダンスＲ＋と負のインピ
ーダンスＲ−が有効である。

それにより全体として中間周波回路が減衰を生じるか生
じないかは、値 が１より大きいか小さいかに依存している。

式α昭ま式（３）と一致する。

この式によれば信号発生器内部インピーダンスＲｐ＋Ｚ
と影像周波数終端インピーダンスＲ，Ｚの関係は次式で
表わされる。

その際 は、信号源内部インピーダンスＲ，＋ｚとダイオード損
失抵抗ＲＤの比である。

コンバータの得られる電力利得は、総合伝達利得および
総合雑音温度にとって重要である。

式（１２）から得られる変換利得に対して次式が得られ
る。

ここにおいてダイオードのしゃ断層波数 ω＝Ｓ（０）／ＲＤ ・・・・・・・・・０
２）信号周波数におけるダイオードのＱ Ｑ ｐ 十ｚ＝ωｇ／（ｐ十Ｚ） ・・・・・・
・・・（２３）ダイオード制御レベル 、 ５（１） 、 ／５（０）二γ ・・・・
・・・・仇および式（２０）によるｍを導入すれば、式
ＣＤから次式が得られる。

この式においてａ→１とすれば、すなわち弐α印によれ
ばＲ−→Ｒ＋または式（１６）によりＲＡ−４−ＲＤと
すれば、次式が得られる。

この場合リアクタンスダイオードの大きなダイナミック
ＱたるγＱｐ＋ｚに対して得られる電力利得は値Ｌｖｍ
〉１とすることができる。

ＲＤ二〇の理想的な場合式Ｃυによれば次のようになる
。

となり式（４）が得られる。

この時ａ→１とすればＬ’ｖｍ−”−■になる。

ａ−０に対して式（２７）から、影像周波数で無負荷の
際上側帯波パラメトリックダウンコンバータの周知の値
が得られる。

コンバータの雑音温度を計算するためには、コンバータ
の入力端子における信号周波数１）＋Ｚでの合計雑音電
圧Ｕｒ、ｔｏｔの２乗平均値が必要である。

このことは、Ｕｚ＝０．ＩＺ二〇として弐α２）から得
られるＵ、 十ｚの値である。

３つの雑音電圧Ｕｒ２．±Ｚ、Ｕｒ、Ｚには相関はない
ので、求められた２乗平均値について次式があてはまる
。

ナイキストの定理によれば熱雑音インピーダンスについ
て次式があてはまる。

その際ＴＤは、ダイオード路抵抗の雑音温度、またＴｓ
、は信号周波数終端の雑音温度である。

式（３併こ相応して と置く。

その際Ｒｔｏｔは、Ｔｏ＝２９０°Ｋに関する総合雑音
抵抗を表わす。

従って式（７）とＧυからダウンコンバータの雑音温度
に対して次式が与えられる。

ここで”Ｚ ｔ ｍ＝Ｒ１Ｏｔ／Ｒｐ ＋Ｚはコンバー
タの付加的な雑音指数である。

この式は、弐〇８） 、 （２０） ｊ （２２） −
（２４）による特性値を利用して次のような形に書ける
。

の時最小値を持ち、この最小値は次のようになる。

弐〇優による信号発生器インピーダンスに対する信号周
波数終端インピーダンスの比について、ｍ＝ｆ’ｌ’ｌ
ｏｐ ｔ ＞のためγＱ＋ｚ＞１の大きさダイナミック
Ｑの場合（式（３３）により）次式が成り立つ従って式
（３５１から次式が得られる。

すなわち式（５）が導出される。

次に第２図に示す並列型ダウンコンバータの場合につき
前述の式（２） 、 （４）の誘導過程を説明する。

並列型ダウンコンバータは直列型ダウンコンバータの回
路と双対関係にあるので、式（８）に対応して次式のよ
うに表わされる。

端子１−１間には電流源を設ける。

この電流源は、入力信号周波数ｐ十ｚのときのみ短絡回
路電流■ｐ＋ｚを供給し、影像周波数ｐ−Ｚのときには
供給しない。

即ち、この電流源の内部インピーダンスはＧ、±ｚ十Ｙ
、±Ｚ；に含まれているものとみなす。

式（４υを用いると式（３９）の第２行から次式が得ら
れる。

この式から、式０９）の第１行と第３行は次のように表
わされる。

特に共振時には次式が得られる。

故に、影像周波数回路の抵抗成端は負のコンダクタンス を出力回路に与える。

式＜４３） 、 （４４）から次式が得られる。

影像周波数（下側波帯）による、式（４４）の負のコン
ダクタンスに加えて、中間周波回路には信号周波数（上
側波帯）に基づいて正のコンダクタンスが得られる。

正と負のコンダクタンスの比は これは並列型ダウンコンバータ用のパラメータ”ａ”を
定義する（２）式であり、理想的バラクタダイオード（
ＧＤ＝０）のとき式（４５）から次式が得られる。

この式は式（４）と一致する。

したがってＧＤ＝０では となる。

【図面の簡単な説明】

図は本発明の説明に供するもので、第１図は直列型ダウ
ンコンバータを用いた本発明のマイクロ波入力回路のブ
ロック図、第２図は並列型ダウンコンバータを用いた相
応するマイクロ波入力回路のブロック図、第３図は、本
発明の説明に供するパラメトリックダウンコンバータの
基本回路である。 ｐ・・・・・・ポンプ周波数、Ｚ・・・・・・中間周波
数、Ｒ＋Ｚ・・・・・・信号回路抵抗 Ｇ ・・・
・・信号回路ｐ ’
ｐ十ｚ’コンダクタンス、Ｒ・・・・影像周波数
回路抵抗、ｐ−Ｚ” Ｇ、ｚ・・・・・・影像周波数回路コンダクタンス、Ｒ
Ｄ・・・・・・リアクタンスダイオードの損失抵抗、Ｇ
Ｄ・・・・・・リアクタンスダイオードの損失コンダク
タンスＧ０・・・・・・中間周波増幅器の入力アドミッ
タンス、ＲＥ・・・・・・中間周波増幅器の入力抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ マイクロ波アンテナに直接接続されるパラメトリッ
   クダウンコンバータを有するマイクロ波入力回路におい
   て、影像周波数においてアンテナ実コンダクタンスによ
   り成端されたパラメトリックダウンコンバータが、ポン
   プ周波数をｐ、中間周波数をＺ、信号回路抵抗をＲ信号
   回路コンｐ＋２１ ダクタンスをＧ 影像周波数回路抵抗をｐ＋Ｚ、 Ｒ，ｚ、影像周波数回路コンダクタンスをＧ、 ｚ、リ
   アクタンスダイオードの損失抵抗をＲＤ、リアクタンス
   ダイオードの損失コンダクタンスをＧＤとする時、ｐ＞
   Ｚの条件を満足し、当該コンバータが並列型ダウンコン
   バータの場合には一？ニーＺ 、 Ｇｐ＋Ｚ 十ＧＤ 且＋ｚＧｐ−Ｚ＋ＧＤ が近似的に１に等しくなるように選定し、当該混合器が
   直列型ダウンコンバータの場合にはｐ十Ｚ、Ｒｐ＋Ｚ＋
   ＲＤ ｐ−ｚ Ｒｐ Ｚ１垣 が近似的に１に等しくなるように選定したことを特徴と
   するパラメトリックダウンコンバータヲ有するマイクロ
   波入力回路。