JPS59123305A - 弾性表面波フイルタ - Google Patents
弾性表面波フイルタInfo
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- JPS59123305A JPS59123305A JP22791982A JP22791982A JPS59123305A JP S59123305 A JPS59123305 A JP S59123305A JP 22791982 A JP22791982 A JP 22791982A JP 22791982 A JP22791982 A JP 22791982A JP S59123305 A JPS59123305 A JP S59123305A
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- electrode
- interdigital
- electrodes
- surface wave
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- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
- H03H9/02—Details
- H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
- H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
Landscapes
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- Acoustics & Sound (AREA)
- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、中心周波数に対し非対称の周波数応答特性を
得るための電極パターンの改良に関する。
得るための電極パターンの改良に関する。
従来、単一のインターディジタルトランスジューサーで
非対称の周波数応答特性を得る方法の１つとしては、隣
接する電極フィンガーの中心間の距離（以下電極ピッチ
という）および電極の交差幅を弾性表面波伝播方向に沿
って変化させる手法が知られている。いわゆる可変ピッ
チ形インターディジタル電極で、次に述べるようなもの
である。
非対称の周波数応答特性を得る方法の１つとしては、隣
接する電極フィンガーの中心間の距離（以下電極ピッチ
という）および電極の交差幅を弾性表面波伝播方向に沿
って変化させる手法が知られている。いわゆる可変ピッ
チ形インターディジタル電極で、次に述べるようなもの
である。
すなわち、周波数応答特性をフーリエ逆変換すると、例
えば、第１図に示すようなインパルス応答が得られる。
えば、第１図に示すようなインパルス応答が得られる。
このインパルス応答は、周波数応答特性が非対称である
ため、フーリエ逆変換の結果虚数部を含み、虚数部が零
となる各ピーク点間の時間間隔が不均一となる。そして
、得られたインパルス応答に対応させてインターディジ
タル電極を形成ずれば、この電極で所期の周波数応答特
性が実現できる。その対応のさせ方は、隣接する電４９
ヌフィンガー間の交さ幅（表面波動受振領域）を、イン
パルス応答における各ピーク点く矢印で示す）の大ぎさ
に比例させ、かつ電極ピッチを、インパルス応答にお（
プるピーク点間の時間に比例させて行えばよい。ところ
が、ピーク点間の時間が不均一であるから、インターデ
ィジタル電極の電極ピッチも不均一となり、この結果イ
ンターディジタル電極は可変ピッチ形となる。
ため、フーリエ逆変換の結果虚数部を含み、虚数部が零
となる各ピーク点間の時間間隔が不均一となる。そして
、得られたインパルス応答に対応させてインターディジ
タル電極を形成ずれば、この電極で所期の周波数応答特
性が実現できる。その対応のさせ方は、隣接する電４９
ヌフィンガー間の交さ幅（表面波動受振領域）を、イン
パルス応答における各ピーク点く矢印で示す）の大ぎさ
に比例させ、かつ電極ピッチを、インパルス応答にお（
プるピーク点間の時間に比例させて行えばよい。ところ
が、ピーク点間の時間が不均一であるから、インターデ
ィジタル電極の電極ピッチも不均一となり、この結果イ
ンターディジタル電極は可変ピッチ形となる。
上述した従来の手法は、所期の特性を満足できるが、電
極が不等ピッチであるため、電極パターンの設計が困ガ
な上に、太い電極と細い電極か出来るため高周波用に設
泪すると′電極が短絡しやりいという欠点を有している
。
極が不等ピッチであるため、電極パターンの設計が困ガ
な上に、太い電極と細い電極か出来るため高周波用に設
泪すると′電極が短絡しやりいという欠点を有している
。
上述の問題点を解決Ｊるため等ピッチのインターディジ
タル電極で非対称の周波数応答特性を得ようとする試み
がなされ、後述づる奇−隅関数法ならびにミラー法又は
リフレクション法という手法が提案されている。
タル電極で非対称の周波数応答特性を得ようとする試み
がなされ、後述づる奇−隅関数法ならびにミラー法又は
リフレクション法という手法が提案されている。
前者の奇−偶関数法は、所望周波数応答特性をリニア表
示したものをＨｌ （ω）とすると、Ｈｌ（ω−ωｏ
） ＝Ｈ２（ω０−（／Ｊ）なるＨ２ （ω）を想定
する手法である。Ｈｌ （ω）と１−１２（ω）との関
係は第２図のようになる。ここで偶成分を１」Ｒ（ω）
、青成分をＨｌ （ω）とし、ＨＲ（ω）とＨＩ （ω
）を次のように定義すると、それらの関数は第３図のに
うになる。
示したものをＨｌ （ω）とすると、Ｈｌ（ω−ωｏ
） ＝Ｈ２（ω０−（／Ｊ）なるＨ２ （ω）を想定
する手法である。Ｈｌ （ω）と１−１２（ω）との関
係は第２図のようになる。ここで偶成分を１」Ｒ（ω）
、青成分をＨｌ （ω）とし、ＨＲ（ω）とＨＩ （ω
）を次のように定義すると、それらの関数は第３図のに
うになる。
また、Ｈｌ （ω）は、式（１）、（２）よりｆ−ｈ
（ω）＝ＨＲ（ω）−ｊｌ−１＋（ω）（３）となる
。
（ω）＝ＨＲ（ω）−ｊｌ−１＋（ω）（３）となる
。
そして、インパルス応答は、式（３）をフーリとなる。
式（４）の ｉ？、（モ＞ Ｙ−−３！ｚ（え）で示づ
一インパル線と破線のにうになる。同図のふたつのイン
パル（波長で表示するとλｏ／２）で均一であり、かつ
両曲線のピーク点が互いに相手側のピーク点間の真中に
位置り゛る。実線のインパルス応答に対応するインター
ディジタル電極が偶成分を構成し、破線のインパルス応
答が青成分を構成Ｊる。 第４図のふたつのインパルス
応答に基いてインク−ディジタル電極を２段に分（プて
構成し、電気的に並列接続したのが第６図の電極パター
ンで、これは、中利、清水による［弾性表面波フィルタ
の一設計法ｊ（１９７２年９月２８日発行、東北大学電
気通信研究所第１７２回音費工学研究会負利）に開示さ
れている。第６図において、一方のインターディジタル
電極１が伝播方向と直角方向に配置された２つのインタ
ーディジタル電極２．３で構成され、電極３が偶成分を
、電極２が青成分を励受振するように構成され（この逆
でもよい）、２つの電極２．３の伝播路をカバーするよ
うに他方のインターディジタル電極４が形成されている
。
一インパル線と破線のにうになる。同図のふたつのイン
パル（波長で表示するとλｏ／２）で均一であり、かつ
両曲線のピーク点が互いに相手側のピーク点間の真中に
位置り゛る。実線のインパルス応答に対応するインター
ディジタル電極が偶成分を構成し、破線のインパルス応
答が青成分を構成Ｊる。 第４図のふたつのインパルス
応答に基いてインク−ディジタル電極を２段に分（プて
構成し、電気的に並列接続したのが第６図の電極パター
ンで、これは、中利、清水による［弾性表面波フィルタ
の一設計法ｊ（１９７２年９月２８日発行、東北大学電
気通信研究所第１７２回音費工学研究会負利）に開示さ
れている。第６図において、一方のインターディジタル
電極１が伝播方向と直角方向に配置された２つのインタ
ーディジタル電極２．３で構成され、電極３が偶成分を
、電極２が青成分を励受振するように構成され（この逆
でもよい）、２つの電極２．３の伝播路をカバーするよ
うに他方のインターディジタル電極４が形成されている
。
しかし、上記第６図の電極１では、省ピッチで非対称の
周波数応答特性を実現できるが、インターディジタル電
極を伝播方向と直角方向に２個配置するので、表面波の
励受ｊ辰領域が広がり、表面波基板が広くなるという欠
点がある。また、表面波の励受振強度の大ぎい中心部分
が両側に分かれ、また電極の中央部が共通電極となるの
で、電極パターンとして好ましいものではない。
周波数応答特性を実現できるが、インターディジタル電
極を伝播方向と直角方向に２個配置するので、表面波の
励受ｊ辰領域が広がり、表面波基板が広くなるという欠
点がある。また、表面波の励受振強度の大ぎい中心部分
が両側に分かれ、また電極の中央部が共通電極となるの
で、電極パターンとして好ましいものではない。
上述の問題点を除去して １つの等ピッチのインターデ
ィジタル電極で非対称の周波数応答特性を実現するため
、第４図の２つのインパルス応答を第５図のように合成
し、この合成したインパルス応答に基いて第７図（ａ
）、（ｂ）のように電極パターンを構成することができ
る。同図において、幅をもつ主電極フィンガー６．７．
８．９をｌ。
ィジタル電極で非対称の周波数応答特性を実現するため
、第４図の２つのインパルス応答を第５図のように合成
し、この合成したインパルス応答に基いて第７図（ａ
）、（ｂ）のように電極パターンを構成することができ
る。同図において、幅をもつ主電極フィンガー６．７．
８．９をｌ。
の電極ピッチで配置し、隣接する２個の主電極フインカ
ー６ａ′３よび７、Ｂｉ３よび９ずつ異電位の共通部で
接続しかつこれら２個の主電極フィンガーの長さを異な
らせ、しかも、各主電極フィンガーｄ・今 ６．７．８．９の遊端と対外し、かつ異電位の共ンカー
１０．１１−２．１３を工λｏの電極ピッチで配置 置して形成される。このインターディジタル電極によれ
ば、隣接づる異電位の主電極フィンカーフ、８が交ざす
る領域（右上り斜線領域）で偶成分が励受振され、隣接
する主電極フィンガー６．９と補助電極フィンカー１１
．１２が交さする領域（右下λ り斜線領域＞ １−奇成分が上記偶成分とは７の非削ず
れて励受振ひれる。このようなインターディジタル電極
を用いると、表面波伝播方向と直角方向の電極幅を狭く
でき、表面波基板を小さくＣぎるが、゛電極フィンガー
６および８．７および９で交差する領域（クロス斜線）
でも表面波が励受振されるので、周波数応答特性に誤差
が生じ、またその誤差を予め考慮して設計するのは非常
に煩わしいものである。また、電極フィンガー６．８間
や７．９間の励受振による影響を無視できる程度に小さ
くするため、それらの間に位置する電極フィンガー７お
よび１１．８ｊ５よひ１２のフィンガー先端を接近させ
てクロス斜線の領域を小ざくすると、パターン形成時に
両フィンガー ７および１１．８および１２が先端で短
絡してしまう危険性が生ずる。
ー６ａ′３よび７、Ｂｉ３よび９ずつ異電位の共通部で
接続しかつこれら２個の主電極フィンガーの長さを異な
らせ、しかも、各主電極フィンガーｄ・今 ６．７．８．９の遊端と対外し、かつ異電位の共ンカー
１０．１１−２．１３を工λｏの電極ピッチで配置 置して形成される。このインターディジタル電極によれ
ば、隣接づる異電位の主電極フィンカーフ、８が交ざす
る領域（右上り斜線領域）で偶成分が励受振され、隣接
する主電極フィンガー６．９と補助電極フィンカー１１
．１２が交さする領域（右下λ り斜線領域＞ １−奇成分が上記偶成分とは７の非削ず
れて励受振ひれる。このようなインターディジタル電極
を用いると、表面波伝播方向と直角方向の電極幅を狭く
でき、表面波基板を小さくＣぎるが、゛電極フィンガー
６および８．７および９で交差する領域（クロス斜線）
でも表面波が励受振されるので、周波数応答特性に誤差
が生じ、またその誤差を予め考慮して設計するのは非常
に煩わしいものである。また、電極フィンガー６．８間
や７．９間の励受振による影響を無視できる程度に小さ
くするため、それらの間に位置する電極フィンガー７お
よび１１．８ｊ５よひ１２のフィンガー先端を接近させ
てクロス斜線の領域を小ざくすると、パターン形成時に
両フィンガー ７および１１．８および１２が先端で短
絡してしまう危険性が生ずる。
後者のりフレクシコン法あるいはミラー法は、所定の周
波数特性の中心周波数を［０とすると、２ｆｏに対して
線対称となる中心周波数が３ｆＯの虚像を想定する手法
であり、得られるインパルス応答は上述の奇−偶関数法
の場合と同様となり、電極パターンも第６図および第７
図（ａ ）、（ｂ）ル のちのと同じように決定し、上述した同様の問題点を有
している。
波数特性の中心周波数を［０とすると、２ｆｏに対して
線対称となる中心周波数が３ｆＯの虚像を想定する手法
であり、得られるインパルス応答は上述の奇−偶関数法
の場合と同様となり、電極パターンも第６図および第７
図（ａ ）、（ｂ）ル のちのと同じように決定し、上述した同様の問題点を有
している。
本発明者は、上述した従来技術の欠点を除去した弾性表
面波フィルタを特願昭５７−１０４３９１号として先に
出願している。この内容は、偶成分を構成するインター
ディジタル電極の包絡線に沿って共通電極を設け、この
共通電極の片側あるいは両側に奇成分をもつインターデ
ィジタル電極を構成するようにしたものである。
面波フィルタを特願昭５７−１０４３９１号として先に
出願している。この内容は、偶成分を構成するインター
ディジタル電極の包絡線に沿って共通電極を設け、この
共通電極の片側あるいは両側に奇成分をもつインターデ
ィジタル電極を構成するようにしたものである。
本発明は、上記先願をさらに改良したもので、先願で得
られる効果に加えて、基板寸法の縮小ならびに回折損の
抑制を達成Ｃぎるようにしたものである。
られる効果に加えて、基板寸法の縮小ならびに回折損の
抑制を達成Ｃぎるようにしたものである。
以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳述する。
第８図にＪ−３いて、ｌ−ｉ Ｎｌ） ０３ 、Ｐ’：
Ｔ、ガラス基板上のＺｎＯ膜などからなる表面波基板２
０上に、入出力側インターディジタル電極２１．２２が
所定路離隔てて形成されている。一方のインターディジ
タル電（々２１は、第１＋１３よび第２のインター７−
インタル電極２３．２４で構成されている。第１０雷（
令２３は、第４図の偶成分を規定するインパルス応答（
実線）に基いて通常の方法で交差幅手イ＜」りか施され
、２つの共通電極部２３ａ、２３１）のうち一方２３ｂ
が重付りの包絡線にほぼ沿うように形成されている。第
２の電極２４は、第４図の奇成分を規定づ“るインター
ディジタル電極であるが、第１の電極２３の最大交ざ幅
となる振源２３Ｃ近傍に位置覆る振源が零となるように
予め設定しｌ〔うえて、第１電８Ｘ２３の共通電極部２
３ｂの外側すなわち偶成分の非交さ領域であって使方側
電極２２の伝播路上に形成されている。この電極２４は
、第１電極２３の共通電極部２３ｂと、第１の電極２３
の最大交さ幅の振源２３Ｃに接近して形成された別個の
共通電極部２４ａとから電極指を突出させて構成されて
いる。第２電極２４の共通電極部２４ａと第１電極２３
の共通電極部２３ａとは、シールド電極２５によって結
合されている。端子電極２６．２１．２８．２９がたと
えば基板２０の各隅に形成され、それぞれ所定の共通電
極部に接続されている。この実施例では、第１電極２３
の最大交さ幅の１辰源２３Ｃの外側には他の振源が配置
されず、その分だけ基板の幅寸法を小さくすることがで
き・る。
Ｔ、ガラス基板上のＺｎＯ膜などからなる表面波基板２
０上に、入出力側インターディジタル電極２１．２２が
所定路離隔てて形成されている。一方のインターディジ
タル電（々２１は、第１＋１３よび第２のインター７−
インタル電極２３．２４で構成されている。第１０雷（
令２３は、第４図の偶成分を規定するインパルス応答（
実線）に基いて通常の方法で交差幅手イ＜」りか施され
、２つの共通電極部２３ａ、２３１）のうち一方２３ｂ
が重付りの包絡線にほぼ沿うように形成されている。第
２の電極２４は、第４図の奇成分を規定づ“るインター
ディジタル電極であるが、第１の電極２３の最大交ざ幅
となる振源２３Ｃ近傍に位置覆る振源が零となるように
予め設定しｌ〔うえて、第１電８Ｘ２３の共通電極部２
３ｂの外側すなわち偶成分の非交さ領域であって使方側
電極２２の伝播路上に形成されている。この電極２４は
、第１電極２３の共通電極部２３ｂと、第１の電極２３
の最大交さ幅の振源２３Ｃに接近して形成された別個の
共通電極部２４ａとから電極指を突出させて構成されて
いる。第２電極２４の共通電極部２４ａと第１電極２３
の共通電極部２３ａとは、シールド電極２５によって結
合されている。端子電極２６．２１．２８．２９がたと
えば基板２０の各隅に形成され、それぞれ所定の共通電
極部に接続されている。この実施例では、第１電極２３
の最大交さ幅の１辰源２３Ｃの外側には他の振源が配置
されず、その分だけ基板の幅寸法を小さくすることがで
き・る。
次に、第２電極２４にお（プる第１電極２３の最大交さ
幅の振ｆｌ！２３Ｇ近傍に位置する振源を零にする方法
について簡単に）ボベる。
幅の振ｆｌ！２３Ｇ近傍に位置する振源を零にする方法
について簡単に）ボベる。
前述したように、所望の周波数特性を式（３）であられ
すと、そのインパルス応答は、ｈ （ｔ ）＝ｌＩ
Ｒ（ｔ ） −ｊｈＩ（ｊ ）となり、第１２図
に示すような特性となる。第１２図は説明の便宜上第１
．４．５図とは必ずしも一致りをサンプリングしく実線
矢印）、偶数番目に相当するデータに基いて偶成分のイ
ンターディジタル電極２３を構成し、奇数番目に相当す
るデータに基いて白成分のインターディジタル電極２４
を構成している。奇−偶関数法についても同じ電極構成
となる。しかし、本実施例では、サンプリングの時間間
隔をわずかに変えることにより、偶成分や白成分を変え
、例えば偶成分の最大１直近傍での白成分の振源を小さ
くする。すなわち、ｔ′−４−（昔ｂｆ、の時間間隔で
サンプリングすると第１２図の破線のように白成分の振
源が小さくなっていく。さらに、励振強度の最大値を相
対尺度で１とすると、例えば０．０２以下の撮源を強制
的に零に設定する。もちろん、強制的に振源を零にした
場合には他の振源で補正しておく。このように構成する
ことにより、従来の電極パターンから第８図の電極構成
となり、これが上述した一実施例である。
すと、そのインパルス応答は、ｈ （ｔ ）＝ｌＩ
Ｒ（ｔ ） −ｊｈＩ（ｊ ）となり、第１２図
に示すような特性となる。第１２図は説明の便宜上第１
．４．５図とは必ずしも一致りをサンプリングしく実線
矢印）、偶数番目に相当するデータに基いて偶成分のイ
ンターディジタル電極２３を構成し、奇数番目に相当す
るデータに基いて白成分のインターディジタル電極２４
を構成している。奇−偶関数法についても同じ電極構成
となる。しかし、本実施例では、サンプリングの時間間
隔をわずかに変えることにより、偶成分や白成分を変え
、例えば偶成分の最大１直近傍での白成分の振源を小さ
くする。すなわち、ｔ′−４−（昔ｂｆ、の時間間隔で
サンプリングすると第１２図の破線のように白成分の振
源が小さくなっていく。さらに、励振強度の最大値を相
対尺度で１とすると、例えば０．０２以下の撮源を強制
的に零に設定する。もちろん、強制的に振源を零にした
場合には他の振源で補正しておく。このように構成する
ことにより、従来の電極パターンから第８図の電極構成
となり、これが上述した一実施例である。
この実施例をさらに進めて、第２の電極２４の各振源を
、表面波伝播方向と直交する電極指方向において励振強
度の最大となる位置例えば中央部へ遅角けて配置させる
ことによって、第９図の電極構成が実現できる。このよ
うに配置することにより、第１電極２３の最大交さ幅の
振源２３Ｇの外側には他の振諒が配置されず、その分だ
け基板の幅寸法を小さく覆ることができる。しかも、第
２電極２４が元々励振強度の大きい中央部に集中するの
で回折損などの影響がなくなる。他の構成は第８図記載
の実施例とほぼ同様であるから、その説明を省略する。
、表面波伝播方向と直交する電極指方向において励振強
度の最大となる位置例えば中央部へ遅角けて配置させる
ことによって、第９図の電極構成が実現できる。このよ
うに配置することにより、第１電極２３の最大交さ幅の
振源２３Ｇの外側には他の振諒が配置されず、その分だ
け基板の幅寸法を小さく覆ることができる。しかも、第
２電極２４が元々励振強度の大きい中央部に集中するの
で回折損などの影響がなくなる。他の構成は第８図記載
の実施例とほぼ同様であるから、その説明を省略する。
第１０図は他の実施例を示し、上記実施例との相違点は
、白成分を構成する第２電極が第１電極２３の両側に分
けて形成されたことにある。すなわち、第１電極２３の
もう一つの共通電極部２３ａも重付けの包絡線にほぼ沿
うように湾曲させられ、第１電極２３の最大交差幅イ」
近にのびる別の共通電極部２４ａ′が設けられ、共通電
極部２３ａと２４ａ′から電極指を突出さけてインター
ディジタル電極２４′が構成されている。共通電極部２
３ｂと共通電極部２４８′とが電極の外側を通しで接続
されている。電極２４ど電極２４′とで白成分を規定（
る第２電極が構成される。
、白成分を構成する第２電極が第１電極２３の両側に分
けて形成されたことにある。すなわち、第１電極２３の
もう一つの共通電極部２３ａも重付けの包絡線にほぼ沿
うように湾曲させられ、第１電極２３の最大交差幅イ」
近にのびる別の共通電極部２４ａ′が設けられ、共通電
極部２３ａと２４ａ′から電極指を突出さけてインター
ディジタル電極２４′が構成されている。共通電極部２
３ｂと共通電極部２４８′とが電極の外側を通しで接続
されている。電極２４ど電極２４′とで白成分を規定（
る第２電極が構成される。
上記各実施例では、シングル形の電極Ｃ非対称の周波数
特性を構成できるので、従来のバリアプルピッチ法や第
７図のミラー法（又はリフレクション法）と比較して、
同じ電極幅ではるかに高い周波数のフィルタが実現でき
る。
特性を構成できるので、従来のバリアプルピッチ法や第
７図のミラー法（又はリフレクション法）と比較して、
同じ電極幅ではるかに高い周波数のフィルタが実現でき
る。
第１１図はざらに他の実施例を示し、上記２つの実施例
との相違点は、ｒＴＥ除去の効果をもたけるために、電
極２３．２４をスプリット電極形に構成したことにある
。この実施例によれば、スプリット電極の対の電極指を
同一長さで構成でき、従来のミラー法（又はリフレクシ
ョン法）と比較してｇｌ算誤差が少なくなる。
との相違点は、ｒＴＥ除去の効果をもたけるために、電
極２３．２４をスプリット電極形に構成したことにある
。この実施例によれば、スプリット電極の対の電極指を
同一長さで構成でき、従来のミラー法（又はリフレクシ
ョン法）と比較してｇｌ算誤差が少なくなる。
−り記名実施例におりる電極は非常にシンプルな包絡線
をもつものを例示しているが、本発明はいがなる包絡線
をもつ電極であっても適用可能なものである。また、水
量ＩＩ書でいうところの偶成分および白成分は、奇−偶
関数法における偶成分および白成分、リフレクション法
における対称成分ｄ３よび非対称成分などを総称してい
る。さらに、位相が゛補正されて設計される場合には、
交差幅の最大値が奇関数側にある場合もあり、その場合
には偶関数の方で上述の手法をとればよい。
をもつものを例示しているが、本発明はいがなる包絡線
をもつ電極であっても適用可能なものである。また、水
量ＩＩ書でいうところの偶成分および白成分は、奇−偶
関数法における偶成分および白成分、リフレクション法
における対称成分ｄ３よび非対称成分などを総称してい
る。さらに、位相が゛補正されて設計される場合には、
交差幅の最大値が奇関数側にある場合もあり、その場合
には偶関数の方で上述の手法をとればよい。
以上説明したように、本弁明によれば、ミラー法と同程
度又はそれ以下の基板寸法でもって、所望周波数特性が
誤差なく確実に得られ、また設計時の煩雑な計綽も軽減
され、しかしシングル電極でもスプリット電極でも構成
でき、さらには回折損の影響も極力小さくすることがで
きる。
度又はそれ以下の基板寸法でもって、所望周波数特性が
誤差なく確実に得られ、また設計時の煩雑な計綽も軽減
され、しかしシングル電極でもスプリット電極でも構成
でき、さらには回折損の影響も極力小さくすることがで
きる。
第１図は従来の可変ピッチ型電極におけるインパルス応
答特性図、第２〜５図は従来例及び本発明の説明に用い
る図で、第２図はｔ−ｈ （ω）とＨ２（ω）の周波
数特性図、第３図はＨＲ（ω）とｊＨｘ（ω）の周波数
特性図、第４図はＨＲ（ω）とｊＨＩ （ω）のインパ
ルス応答特性図、第５図はＨＲ（ω）とＪＨＩ（ω）と
を合成したインパルス応答特性図、第６図は従来のフィ
ルタを示１図、第７図（ａ ）は他の従来フィルタを示
す図、同図（ｂ）は部分拡大図、第８図、第９図、第１
０図および第１１図はそれぞれ本発明によるフィルタを
示づ図、第１２図は本発明の３１明に用いるインパルス
応答特性図である。 特 許 出 願 人 株式会社村１（Ｊ製作所 第２図 第３図 第４図 覗 第５図 ｉ 第６図 う 第７図 第８図 第７図 第１０図 第１１図 具寂（擦
答特性図、第２〜５図は従来例及び本発明の説明に用い
る図で、第２図はｔ−ｈ （ω）とＨ２（ω）の周波
数特性図、第３図はＨＲ（ω）とｊＨｘ（ω）の周波数
特性図、第４図はＨＲ（ω）とｊＨＩ （ω）のインパ
ルス応答特性図、第５図はＨＲ（ω）とＪＨＩ（ω）と
を合成したインパルス応答特性図、第６図は従来のフィ
ルタを示１図、第７図（ａ ）は他の従来フィルタを示
す図、同図（ｂ）は部分拡大図、第８図、第９図、第１
０図および第１１図はそれぞれ本発明によるフィルタを
示づ図、第１２図は本発明の３１明に用いるインパルス
応答特性図である。 特 許 出 願 人 株式会社村１（Ｊ製作所 第２図 第３図 第４図 覗 第５図 ｉ 第６図 う 第７図 第８図 第７図 第１０図 第１１図 具寂（擦
Claims (2)
- （１）中心周波数に対し非対称の周波数応答特性を得る
ための、少なくとも入出力側電極を有する弾性表面波フ
ィルタであって、 少なくとも一方の電極は、交さ幅重付けを施して周波数
応答特性の偶成分（または奇成分）を規定する第１のイ
ンターディジタル電極と、主として上記第１のインター
ディジタル電極の非交さ領域に配置される、交さ幅重付
けを施して周波数応答特性の奇成分（または偶成分）を
規定する第２のインターディジタル電極とで構成され、
前記第２のインターディジタル電極は、前記第１のイン
ターディジタル電極の最大交さ幅となる振源近傍に存す
る、少なくとも１個の振源が零となるように設定された
ことを特徴とする弾性表面波フィルタ。 - （２）前記第２のインターディジタル電極の残りの振源
が、前記第１のインターディジタル電極の表面波伝播方
向と直交する方向において励振強度の最大となる位置へ
近付けて配置された、特許請求の範囲第（１）項記載の
弾性表面波フィルタ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22791982A JPS59123305A (ja) | 1982-12-29 | 1982-12-29 | 弾性表面波フイルタ |
| US06/504,271 US4604595A (en) | 1982-06-16 | 1983-06-14 | Surface acoustic wave device having interdigitated comb electrodes weighted for odd/even response |
| GB08316298A GB2123637B (en) | 1982-06-16 | 1983-06-15 | Surface acoustic wave device |
| DE19833321843 DE3321843A1 (de) | 1982-06-16 | 1983-06-16 | Bauteil mit ausnutzung akustischer oberflaechenwellen |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22791982A JPS59123305A (ja) | 1982-12-29 | 1982-12-29 | 弾性表面波フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59123305A true JPS59123305A (ja) | 1984-07-17 |
| JPH0318768B2 JPH0318768B2 (ja) | 1991-03-13 |
Family
ID=16868351
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22791982A Granted JPS59123305A (ja) | 1982-06-16 | 1982-12-29 | 弾性表面波フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59123305A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6376513A (ja) * | 1986-09-19 | 1988-04-06 | Hitachi Ltd | 弾性表面波装置 |
| WO2010000122A1 (zh) * | 2008-07-04 | 2010-01-07 | 无锡市好达电子有限公司 | 双通道声表面波滤波器 |
-
1982
- 1982-12-29 JP JP22791982A patent/JPS59123305A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6376513A (ja) * | 1986-09-19 | 1988-04-06 | Hitachi Ltd | 弾性表面波装置 |
| WO2010000122A1 (zh) * | 2008-07-04 | 2010-01-07 | 无锡市好达电子有限公司 | 双通道声表面波滤波器 |
| US8232852B2 (en) | 2008-07-04 | 2012-07-31 | Shoulder Electronics Co., Ltd. | Dual-track surface-wave filter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0318768B2 (ja) | 1991-03-13 |
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