JPS5899047A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はデータ伝送システムに関し、更に具体的に言え
ば、伝送路の振幅−周波数応答特性が対称的でないシス
テムにおいて用いるのに特に適している両側波帯直交搬
送波（ＤＳＢ−ＱＣ）変調技術によって変調されたデー
タ信号を受信する装置に関するものである。本文に於て
、ＤＳ　Ｂ−ＱＣ変調という用語は、振幅変調さｎた２
つの直交搬送波を重ね合わせる事によって送波信号ヲ得
る全ての変調技術を含む様に広い意味で用いらｔている
。

ＤＳＢ−ＱＣ変調技術を用いるデータ伝送システムの場
合、送信すべき一連のビットは最初ｑビットずつの群に
分訝られ、各グループは２（り複素数若しくは複素記号
のうちの１つに対応づけられる。複素記号はＴ秒の間隔
を於て順次定められる信号時点毎に渾される。各複素記
号の送信は、同じ周波数を有する２つの直交搬送波の振
幅全複素記号の実部及び虚部に対応させる事によって行
われる。２つの搬送波は結合されて伝送路の人口に与え
らｊる。

通常のＤＳＢ−ＱＣ受信機は伝送路から受信する信号を
帯域通過フィルタに通し、そこで帯域外の雑音を除去す
る。信号のエネルギーはＡＧＣ回路によって正規化され
る。その結果の信号はディジタル化さｔ′また後、デー
タを再生するための処理を受ける。通常、この処理はデ
ィジタル化された信号の同相成分及び直交成分を定め、
そねを局部搬送波によって復調し、復調した信号を等化
し、それからデータを抽出することを含む。受信機の種
々の構成要素は受信信号と同期したクロックによって制
御さｎる。この様な受信機の例は米国特許第’１２２７
１５２号に開示さｔている。

ＤＳＢ−ＱＣ変調技術を用いるデータ伝送システムの場
合、伝送路へ送り出されるデータ信号（以下、送信信号
と呼ぶ）の周波数スペクトルは、３ｄＢの減衰を生じる
点でみて、搬送波の周波数ｆを中心として、通信速度１
／Ｔに等しい幅を有する。この幅を定めるナイキスト周
波数と呼ばれる周波数ｆ　及びｆ２は次の式によって示
される。

ｆ　　＝ｆ　　−−Ｌ−ｆ　　＝ｆ　　＋”１　　　　
　ｃ　　　　２Ｔ　　　　　　２　　　　　ｃ　　　２
Ｔ例として、ＣＣＩＴＴ勧告Ｖ２９に従ったシステムに
おいて９６００　ｂｐｓ（ビット／秒）の速度で伝送さ
れる信号の典型的なスペクトルが第１図の実線で示され
ている。この例の場合、次の値が用いらねている。

ｆ　　　＝　　１　７００Ｈｚ　　　１　／Ｔ＝２４０
０Ｈｚｆ　　　”　　５　　Ｄ　　ＤＨｚ　　　　　ｆ
　　　”＝　　２９００Ｈｚ２ 理想的な伝送路が用いられているならば、伝送路の出力
端において得られる信号（以下、受信信号と呼ぶ）のス
ペクトルは送信信号のスペクトルと同一である。しかし
ながら、こｒは実際の伝送路について、は当てはまらな
い。実際の伝送路、特に公衆電話交換網の電話線は中心
周波数に関して非対称的な振幅−周波数応答曲線を有す
るので、受信信号のスペクトルの両側部分が非対称的に
なる。第１図の破線は、実線で示されているスペクトル
を有する送信信号に対応する受信信号のスペクトルを示
している。受信信号のスペクトルの非対称性は受信機の
動作、特にクロックの同期化に悪影響を及ぼす。米国特
許第４０３９７４８号に開示されている様に、通常、ク
ロックは受信信号の周波数ｆ　及びｆ２の成分から得ら
れるタイミング情報によって受信信号に対して同期化さ
れる様になっている。

本発明の目的はＤＳＢ−ＱＣ変調技術に従って変調さｊ
たデータ信号を受信する装置であって、伝送路の振幅−
周波数応答の非対称性による悪影響を補償するものを提
供することである。

概略的に言って、本発明による装置は通信速度１／Ｔの
整数倍の１／τの速度で受信信号をサンプルした後フィ
ルタリングを行うことにより信号成分の位相を変えるこ
となく周波数ｆ　及びｆ２の成分にほぼ等しい振幅を持
たせる様に動作し、フィルタリング後の信号を処理する
ことによってデータを得る。

本発明の実施例において、フィルタの伝達関数は次の如
くである。

Ｇ（ｆ）二α（１＋２β　ｃｏｓ　　２πｆτ）この式
において、αはフィルタの利得を表わす係数、βは実質
的に次の式によって示される係数である。

この式において、Ｒ＝Ａ２／Ａ１である。但し、Ａ　及
びＡ２は受信信号の周波数ｆ１及びｆ２を有する成分の
振幅を表わす値である。

本発明のもう一つの実施例の場合、利得αの値は実質的
に次の式によって定められる。

なお、Ｋは周波数ｆ　及びｆ２を有する成分のフィルタ
リング後の所望の成分全表わす定数である。

更に他の実施例の場合、α及びβは信号の受信中に継続
的に調節される。

これから図面を参照しながら本発明の実施例について詳
しく説明する。

第２図はＣＣＩＴＴ勧告Ｖ２９に従つ７’Ｃ９６０Ｏｂ
ｐｓ　　用ＤＳＢ−ＱＣ受信機であって本発明を実施し
たもののブロック図である。伝送路から受信される信号
はＡＧＣ回路（図示せず）によってエネルギーの正規化
を受け、帯域外の全ての雑音を除去する帯域通過フィル
タ（図示せず）を通さｔｌ、た後、線１を介してサンプ
リング回路２に与えられる。サンプリング回路２は１／
τの速度で信号をサンプルする。受信信号を適正に表わ
すのに十分な数のサンプルをサンプリング回路２の出力
端に生じる様に１／τは通信速度１／Ｔの整数倍のＭ／
Ｔに等しく選定されている。相次ぐサンプルの振幅値は
アナログ・ディジタル変換器３によってディジタル信号
に変換されて、線４を介して補償フィルタ５へ送られる
。補償フィルタ５については、後で第３図を参照して詳
しく説明する。

補償フィルタ５の出力は線６を介して処理装置７のディ
ジタル型ヒルベルト変換器８へ送られる。

処理システム７は受は取った信号からデータの同相成分
及び直交成分全抽出するためのものである。

ヒルベルト変換器は人力信号の同相成分及び直交成分を
２つの出力線に生じる周知の装置である。

ディジタル型のこの様な装置の例はＤｉｇｉｔａｌＳｉ
ｇｎａｌ　　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、Ｉ　ＥＥＥ　Ｐｒ
ｅｓｓ、１９７２内のり、Ｒ，Ｒａｂｉｎｅｒ及びＣ，
Ｍ。

Ｒａｄｅｒによる論文”　Ｔｈｅｏｒｙ　　ａｎｄＩｒ
ｎｐｌｅｒｎｅｎｔａｔｉｏｎ　　ｏｆ　　ｔｈｅ　　
ＤｉｓｃｒｅｔｅＨ４ｌｂｅｒｔ　　Ｔｒａｎｓｆｏｒ
ｍ”において説明されている。

ヒルベルト変換器８から生じる同相成分及び直交成分は
一対のサンプリング回路９及び１０によって通信速度１
／Ｔでサンプルされる。サンプリング回路９及び１０の
出力は復調器１１に与えられる。復調器１１は局部発生
源（図示せず）からｃｏｓ　　２ｙｒｆ　　ｍＴ　の形
の同相搬送波と５ｉｎ２πｆｍＴの形の直交搬送波を生
じる。ｆは搬送周波数であり、ｍは正整数である。通信
時点ｍＴにおいて復調器１１に与えられる信号ｉｒ（ｍ
Ｔ）で表わし、その同相成分及び直交成分をそれぞれＲ
ｅｒ（ｍＴ）及びＩｍｒ（ｍＴ）で表わすとき、復調器
１１から生じる復調信号ｙ（ｍＴ）の同相成分Ｒｅｙ（
ｍＴ）及び直交成分Ｉｍｙ（ｍＴ）は周知の如く次の式
によって定められる。

Ｒｅｙ（ｍＴ）＝［Ｒｅｒ（ｍＴ）］ｃｏａ２πｆ　ｍ
Ｔ　＋（Ｉｍｒ（ｒｎｍ）］５ｉｎ２＋ｒｆ　　ｍＴ　
　（１）Ｉｍｙ（ｍＴ）＝［Ｒｅｒ（ｍＴ）］５ｉｎ２
πｆｃｍＴ　＋（Ｉｍｒ（ｍＴ））ｃｏｓ２πｆｍＴ（
２）復調信号の同相成分及び直交成分は線１２及び１３
を介して適応性等止器１４へ送られる。この様な等止器
の例は米国特許第３９４７７６８号に開示さハている。

等化さｔ′した信号の同相成分及び直交成分はデータ検
出器１５に与えられる。データ検出器１５は、検出した
データ記号の同相成分及び直交成分を出力線１６及び１
７に生じると共に、等化された信号の同相成分及び直交
成分と検出したデータ記号の同相成分及び直交成分との
差會表わす誤差信号の同相成分及び直交成分を出力線１
８及び１９に生じる。データ検出回路１５の。

例は米国特許第４０２４３４２号に開示されている。出
力線１８及び１９は等止器１４に接続されている。

受信信号に対して同期化されるクロック２０は、米国特
許第４０３９７４８号に示でれているクロック寺の任意
の型のものでもよく、線２１全介ししてサンプリング回
路２を制御し、線２２を介してサンプリング回路９及び
１０を制御し、且つ図示されていない他の線を介して他
の種々の構成要素を制御する様に通常の態様で使用され
る。

補償フィルタ５の係数を調節するための調節器２３は補
償フィルタ５の出力線に接続さ力た入力線２４と、２つ
のスイッチ２７及び２８のそハ、ぞれの一対の極のうち
の一方、即ちＩの表示の付い友極に接続されている出力
線２５及び２６を有する。調節器２３については後で第
５図を参照して詳しく説明する。スイッチ２７及び２８
の共通出力線２９及び３０は補償フィルタ５に接続さね
ている。

補償フィルタ５の係数の初期値を定めるための初期設定
器３１は、線１２及び１３に接続された入力線３２及び
３３と、スイッチ２８の■の表示のある極に接続された
出力線３４を有する。初期設定器６１については、後で
第４図を参照して詳しく説明する。スイッチ２７の■の
表示のある極はどこにも接続されていない。

処理装置７の構成自体は周知のものである≠・ら、これ
以」二の詳しい説明は省くことにする。詳しい説明につ
いては、前記米国特許第４２２７１５２吟を参照さｊた
い。

補償フィルタ５は次の６つの特徴を有するディジタル・
フィルタである。

（１）通信法Ｊ１／Ｔより速い速度でサンプリングを行
う。

（２）人力信号の成分の位相を変えることは力い。

（３）　　フィルタリング後のナイキスト周波数ｆ１及
びｆ２の成分の振幅をほぼ等しくさせる様な伝達関数を
有する。

第６図は補償フィルタ５の具体足な構成の例を示してい
る。これは２つの遅延素子４０及び４１から成る６タツ
ブ遅延線と加算器４２を含む対称的なトランスバーサル
・フィルタである。。各遅延素子は人力信号をサンプリ
ング周期τに等しい時間だけ遅延させる機能を有する。

アナログ・ディジタル変換器６（第２図）の出力は線４
を介して遅延素子４０の入力端に与えられる。この人力
は２つの遅延素子４０及び４１の中間に付いており、第
６のタップは遅延素子４１の出力端に付いている。第１
及び第３のタップの信号は乗算器４５及び４４において
線５０からの係数βと掛は合わされる。乗算器４３及び
４４の出力と第２のタップの信号とは加算器４２におい
て加算さｊる。

加算器４２の出力は乗算器４５の入力となる。乗算器４
５のもう１つの入力は線２９からの係数αである。乗算
器４５は２つの人力の乗算結果全線６を介してヒルベル
ト変換器８に与える。

当業者には直ぐ分かる様に、加算器４２の出力に利得係
数αを掛けることによって補償フィルタ５のフィルタリ
ング機能が損なわれることはない。

乗算器４５を除外した第３図のフィルタのインパルス応
答は次の式で示される。但し、Ｚ＝ｅｘｐ（ｊ２πｆτ
）、ｊ＝ｆ〒である。

Ｇ（Ｚ）−ＪＺ　＋　１　＋／３Ｚ　’　　　　　（３
）インパルス応答Ｇ（Ｚ）に対応する伝達関数Ｇ（ｆ）
（１次の式で示さねる。

Ｇ（ｆ）＝　１＋２βｃｏｓ２πｆτ　　　　　　（４
）フィルタリング後の信号の周波数ｆ　及びｆ２の成分
に一定振幅を持たせるためには、次の関係式が成り立た
なければならない。

Ａ　　Ｇ（ｆ）＝Ａ　　ｃ（ｒ２）　　　　　　　（５
）１　　　１　　　　２ なお、Ａ　及びＡ２は受信信号中の周波数ｆ１及びｆ２
の成分の振幅に表わす値である。Ｒ＝Ａ２／Ａ　とする
ことにより、式（５）は次の様に書き換えらｎる。

（６） Ｇ（ｒ　　）＝ＲＧ（ｆ２） 式（４）の関係を用いることによって式（６）は次の様
になる。

１＋２βｃｏｓ２πｆ１τ＝Ｒ（１＋２βｃｏｓ２πｆ
２τ）この式（７）全整理すると、係数βを求める式が
得られる。

乗算器４５を除外して考えると、係数βがほぼ式（８）
によって定められる値を持つ々らば、第３ン１の補償フ
ィルタは周波数ｆ　及びｆ２を有する２つの成分の振幅
が等しい様な出力信号を生じる。

本発明の好適な実施例の場合、この２つの成分の振幅を
一定値Ｋに等しくするために乗算器４２の出力に係数α
を掛けているのである。この様にする理由は、振幅の値
を監視することに基いて受信機の上流部分にある構成要
素の最適動作を維持することを可能ならしめるためであ
る。

従って、第３図の補償フィルタのインノ（ルス応答Ｇ（
Ｚ）及び伝達関数Ｇ（ｆ）は次の式で示さｊる、Ｇ（Ｚ
）＝α（βｚ＋ｉ＋βＺ　　）　　　　　　（！］）Ｇ
（ｆ）二　α（１＋２βｃｏｓ２πｆτ）０１（７）　
　　βの値は式（８）によって定められる値のままであ
る。αの値を求めるために、先ず式（６）に基いて次の
式を得る。

αＧ（ｆ　　）　＝　ｆｆＲＧ（ｆ２）　＝　Ｋ　　　
　　　αａ１ 式（４）及び０］）から、次の式が得られる。

α（１＋２βｃｏｓ２πｆ　１ｔ）　＝　Ｋ　　　　　
　０２）式（８）によって定めらねるβを式（６）に代
入すると、次の様になる。

二Ｋ　　　　　　　　　　　　（１３ これを整理することによって、αを定める次の式が得ら
れる。

前述の様に、補償フィルタ５が所望のフィルタリング機
能を発揮するためには、βはほぼ式（８）によって定め
られる値でなければならない。この値はＲ１即ち受信信
号中の周波数ｆ　１ｆ有する成分の振幅と周波数ｆ２ｆ
有する成分の振幅との比に依存している。実際にβを定
めるための第１の技法は、予め計算された複数のβの値
を記憶しておいて、実際のＲの値に応じて最適の１８の
値を選択するものである。この技法は、伝送路の特性が
十分正確に知られていて、時間の経過につれてあまり変
化しない場合に満足のできる結果を生じる単純な妥協策
である。本発明の実施例において用いらねる第２の技法
は、データ信号に先立って受信機ターンオン時間中に受
信される同期化信号からβの値を得るものである。ＣＣ
ＩＴＴ勧告Ｖ２９に従って、２つの予定の記号の繰り返
しから成る第２のセグメンＩｆ有する同期化信号全デー
タ信号の前に送ることができる。

この同期化信号は３つの周波数ｆ、ｆ’及びｆ２１ 全含む周波数スペクトルを含む。受信機において得られ
る同期化信号は次の式によって示される。

ｘ（ｔ）＝Ａ　　ｅｘｐ（：ｊ（２πｆ　　ｔ＋φ１）
〕＋１ Ａ、　ｅｘｐ（ｊ（２πｆｃｔ＋φＣ）〕＋Ａ２ｅｘｐ
Ｃｊ（２πｆ２ｔ＋φ２）］　　　（１１この式におい
て、Ａ　１　Ａ　及びＡ２は受信さねた同期化信号中の
周波数ｆ、ｆｃ及びｆ２を有すす る成分の振幅、φ　　φ　及びφ　は３つの成分１・　
　Ｃ２ あるから、弐〇５は次の様に書き換えらねる。

ｘ（ｔ）＝Ａ　　ｅｘｐ（ｊ［２π”ｃ　２Ｔ）ｔ＋φ
１〕）周波数ｆ　の搬送波を用いて復調を行うことによ
り、受信同期化信号は次の様に力る。

信号ｙ（ｔ）ｋ１／Ｔの速度でサンプルすることにより
、式（１７）は次の様になる。

ｙ（ｎＴ）＝Ａ　　ｅｘｐｃｊ（φ１　　ｎπ）〕＋ｐ
、　ｅｘｐ（ｊφｃ　）＋Ａ２ｅｘｐＣｊ（φ２−ｎ４
）これに基いて次の式が得られる。

ｙ（ｎＴ）−ｙ［（ｎ＋１）Ｔ）　＝　２（−１）ｎ［
Ａｌｅｘｐ（ｊφ）−）−Ａ　　ｅｘｐ（ｊφ２））　
　　（１９）２ 信号ｙ（ｔ）’ｅ２／Ｔの速度でサンプルすれば、式（
１７）に従って次の式が得られる。

ｙ（ｎＴ　＋　Ｔ／２）　＝　（−１）ｎ（刊）Ａ１ｅ
ｘｐ弯 （ｊφ、　）　十Ａｃｅｘｐ（ｊφ）＋（１）ｎｊＡ　
　ｅｘｐ（ｊφ２）（２Ｄ）これに基いて次の式が得ら
れる。

ｙ（ｎＴ十Ｔ／２）　　ｙ（（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２］＝
２ｊ（−１）　　［Ａ　　ｅｘｐ（ｊφ　）−Ａｅｘｐ
（ｊφ）〕２　　２１　　　山） 次の式（２２）の関係を導入すると、式（２３）が得ら
れる。

Δ（ｎＴ、）＝　ｙ（ｎＴ）　　ｙ［（ｎ＋１）Ｔ）　
　　　　（〕２）Δ（ｎＴ＋Ｔ／２つ＝Ｙ（ｎ’ｒ＋Ｔ
／２）−ｙ　（（ｎ＋　１　）　Ｔ十Ｔ／　２　〕（〕
２）式（１９）と式（２１）とを組合わせることによっ
て式（２４）及び（２５）が得られる。

Δ１−Δ（ｎＴ）＋ｊΔ（ｎＴ＋Ｔ／２　）−４（−１
）　Ａ　　ｅｘｐ（ｊφ１）　　　　　（］）Δ２＝　
Δ（ｎＴ）−ｊΔ（ｎＴ十Ｔ／２）−４（−１）　Ａ２
　ｅｘｐ（ｊφ２）　　　　　（２５）を有する成分が
分離される。次にＡ　及びＡ２の値を定めるためにデカ
ルト座標から極座標への変換を行い、そｔに基いてＲの
値を定めることによって、補償フィルタ５の係数βの適
当な値を求めるζ、とができる。

第４図は式（８）　、（２４）及び（２５）を用いて係
数βを定める様に働く初期設定器６１の具体的な構成を
示している。復調器１１（第２図）の出力はそれぞれ線
３２及び６３を介して４タツプ遅延線５０及び５１に与
えらハる。各遅延線はそれぞれＴ／２秒の遅延をもたら
す５つの遅延素子を有する。遅延線５００入力端に付い
ている第１のタップは減算器５２の（ハ）入力端に接続
されており、減に接続さｔている。遅延＃ｉ！５０の第
２のタップは減算器５３の（→入力端に接続されており
、減算器５３の（出入力端は遅延線５０の第４のタップ
に接続されている。遅延線５１の入力端に付いている第
１のタップは減算器５４の（→入力端に接続さねており
、減算器５４の（ト）入力端は遅延線５１の第６のタッ
プに接続されている。遅延ｉ５１の第２のタップは減算
器５５の（→入力端に接続さねておす、減算器５５の（
１）入力端は第４のタップに接続されている。減算器５
′５の出力端は加算器５６の２つの入力端のうちの一方
と減算器５７の（イ）入力端に接続さねている。減算器
５４の出力端は加算器５６の他方の入力端と減算器５７
の（→入力端に接続されている。減算器５２の出力端は
加算器５８の２つの入力端のうちの一方と減算器５９の
（→入力端に接続されている。減算器５５の出力端は加
算器５８の他方の入力端と減算器５９の（イ）入力端に
接続されている。加算器５６の出力及び減算器５９の出
力は線６０及び６１全介して通常のデカルト座標−極座
標変換器６２に与えられる。力ｎ算４５８の出力及び減
算器５７の出力は線６６及び６４を介してもう１つのデ
カルト座標−極座標変換器６５に与えらねる。変換器６
２の第１の出力及び変換器６５の第１の出力は線６７及
び６８を介して第１の計篭器６６に与えられる。変換器
６２の第２の出力及び変換器６５の第２の出力は線６９
及び７０に現われる。計算器６６の出力は第２の計算器
７１に与えられる。計算器７１の出力は＃３４を介して
スイッチ２８（第２図）の極■に与えらｎる。

第４図の装置の動作について説明する前に、動作原理に
ついて簡単に触れておくことにする。第２図の受信機内
のヒルベルト変換器以降で取り扱わハる信号は全てＲｅ
及びＩｍの表示によって区別される同相成分及び直交成
分から成る複合信号である。従って、信号ｙ（ｎＴ）、
ｙ［：（ｎ＋１）Ｔｌ、ｙ　（ｎ　Ｔ＋Ｔ／２　）及び
ｙ［（ｎ＋１　）Ｔ＋Ｔ／２　）は次の如く表現される
。

ｙ（ｎＴ）＝Ｒｅ　　ｙ（ｎＴ）＋ｊ　　Ｉｍ　　ｙ（
ｎＴ）　　（２６）ｙ　［（ｎ＋１　）Ｔ）＝　　Ｒｅ
　　ｙＣ（ｎ＋１　）Ｔ］＋ｊ　　Ｉｍ　　ｙ（（ｎ＋
１）Ｔｌ　　　　　　　　　（２７）ｙ（ｎＴ＋Ｔ／２
）　＝　Ｒｅ　ｙ（ｎＴ＋Ｔ／２）＋ｊ　　Ｉｍ　　ｙ
（ｎＴ＋Ｔ／２）　　　　　　　　　　　（２８）’Ｉ
Ｃ（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２）＝　　Ｒｅ　ｙ（（ｎ＋１）
Ｔ十Ｔ／２］＋ｊ　　Ｉｍｙ［（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２）
　　（２９）式（２２）及び（２３）に従って次の式が
得られる。

（ Ｒｅ　　Δ（ｎＴ）＝　Ｒｅ　ｙ（ｎＴ）−Ｒｅｙ〔（
ｎ＋１　）Ｔ）　　　　　　（３０）Ｉｍ　Δ（ｎＴ）
＝　Ｉｍ　ｙ（ｎＴ）−ＩｍｙＣ（ｎ＋１　）Ｔｌ　　
　　　　（５１）Ｒｅ　　Δ（ｎＴ＋Ｔ／２）＝　Ｒｅ
　　ｙ（ｎＴ＋Ｔ／２）−Ｒｅ　　ｙ［（ｎ＋１　）Ｔ
＋Ｔ／２）　　　　　（５２）Ｉｍ　Δ（ｎＴ＋Ｔ／２
）”　　Ｉｍ　ｙ（ｎＴ＋Ｔ／２）−Ｉｍ　ｙ［（ｎ＋
１）Ｔ＋Ｔ／２］　　　　　（３３）更に、式（２４）
及び（２５）に従って次の式が得られる。

Ｒｅ　　Δ１−Ｒｅ　Δ（ｎ　Ｔ　）　−Ｉ　ｍ　　Δ
（ｎ　Ｔ　十Ｔ／　２　）　（３４）ｉｍ　Δ１＝■ｍ
　Δ（ｎＴ）＋Ｒｅ　　Δ（ｎ　Ｔ＋Ｔ／２　）　（ａ
Ｒｅ　　Δ２　””　Ｒｅ　　Δ（ｎ　Ｔ　）　＋　Ｉ
　ｍ　　Δ（ｎ　’ｒ十’ｒ／　２　）　（３５）Ｉｍ
　　Δ２＝Ｉｍ　　Δ（ｎＴ）−Ｒｅ　　Δ（ｎ　Ｔ十
Ｔ／２　）　（３７１これから第２図及び第４図を参照
しながら話を進める。受信機のターンオン時間中、スイ
ッチ２７及び２８は極■にセントされており、サンプリ
ング回路９及び１０はクロック２０の制御の下に２７Ｔ
の速度でヒルベルト変換器８の出力をサンプルする。復
調器１１は２７Ｔの速度で復調された受信同期化信号の
同相成分及び直交成分のサンプルを同時に線６２及び３
６に生じる。任意のサンプリング時点におい℃遅延線５
０の第４のタップから得られるサンプルｉＲｅ　　ｙ（
ｎＴ）で表わすと、第６、第２及び第１のタップから得
られるサンプルは−すれぞれＲｅｙ（ｎＴ＋Ｔ／２）、
Ｒｅ　　ｙ（（ｎ＋１　）Ｔ’ｌ及び’ｅ　　ｙ［（ｎ
＋１）Ｔ＋Ｔ／２）で示される。同じサンプリング時点
において遅延線５１の第４、第５、第２及び第１のタッ
プから得られるサンプルはそれぞれＩｍ　ｙ（ｎＴ）、
Ｉ　ｍ　ｙ（ｎ　Ｔ＋Ｔ）２）、Ｉｍ　ｙ［（ｎ＋１）
Ｔ］及びＩｍ　ｙＣ（ｎ＋１　）Ｔ＋Ｔ／２〕で示さｉ
る。結局、式（３０）乃至（３５）に従って、信号Ｒｅ
Δ（ｎＴ）、ＩｍΔ（ｎＴ）、ＲｅΔ（ｎＴ＋Ｔ／２　
）及びＩｍΔ（ｎＴ＋Ｔ／２）が減算器５３．５５．５
２及び５４の出力として得られる。

これらの４つの信号は加算器５６．５８と減算器５７．
５９に於て式（３４）乃至（３６）に従って処理され、
その結果、信号ＲｅΔ、ＩｍΔｊ１ＲｅΔ２及びＩｍΔ
２が線６４．６３．６０及び６１に現われる。信号Ｒｅ
　Δ１及びＩｍΔ１を受は取る変換器６５は受信同期化
信号中の周波数ｆ　を有する成分の振幅及び位相を現わ
す信号４Ａ　及びφ１ 十〇πを生じる。信号ＲｅΔ２及びＩｍΔ２を受は取る
変換器６２は受信同期化信号中の周波数ｆ２を有する成
分の振幅及び位相を表わす信号４Ａ２及びφ２　＋　ｎ
πを生じる。線７０及び６９に現われる信号φ　＋ｎに
及びφ２　＋ｎ　１Ｃｕクロック同期化等の為に受信機
において利用される。線６８及び６７を介して信号４Ａ
　及び１ｉＡ２ｆ受は取す る計う器６６はこｊ−に基いて振幅比Ｒを計算する。

Ｒは計数器７１に与えられ、こねは式（８）に従ってβ
全計算する。βは線３４、スイッチ２８及び紳３０ｉ介
」７て補↑にフィルタ５に与えられろ。

次シこ、データ信号の伝送中に補償フィルタ５の係数を
継絶的に調節する調節器２６について説明−「る。伝送
路の飛幅−副波数応答が時間と共に変什するＪ易合Ｖ（
は、この様な！Ｒ？用いることが望ましいのである。一
般に、補償フィルタ５の伝達関数は、ここに再記する式
ｕＱによって定められる。

Ｇ（ｆ）＝　α（１＋２β　ｃｏｓ　２πｆτ）　　　
　ｏｎなお、α＝１のとき穴明は弐１４）に等しくなる
。

匍償フィルタ５の出力信号中の周波数ｆ　及びｆ２を竹
する成分の振幅が一定厘ＫＫ等しくなるためにｉ−ｔ、
次の関係が成り立つ必要がある。

但し、Ｈ（ｆ）ｉｆ補慣フィルタの人力信号のスペクト
ルである。

そのために、係数β１ｄ次の式で示さｊるＱの値を最小
にする様に調節されなけｊばならない。

係数βは次の式で規定芒れる傾斜法を用いて調節可能で
ある。

但し、λ１〉０である。

式（４０）は次の式によって近似される。

本発明に従って、式（４１）は大括孤内の項をｌｐ　　
１２　ｌｑ　　１２で置き換えた次の式によって近似１
　　　　　　　　　　ｎ β　　＝β−λ　［ｌｐ　　ｌ　−１ｑ　　ｌ　　〕（
４りｎ＋１　　　ｎ　　　２　　　　ｎ　　　　　　ｎ
ｆ　２　ｆ中心とする２つの狭帯域フィルタの出力を表
わし、λ　は調節ステップ・パラメータ全表ゎす、。

同様に、係数αは次の式で示さね−るＰの値全最小にす
る様に調節さハ々けｎばなら々い。

２ Ｐ−［１Ｆ（（ｆ　）ｌ　ＩＧ（ｆｌ−Ｋ）　　（４３
）１ 係数αは次の式で規定される傾斜法を用いて調節ｉ３Ｊ
態である。

Ｐ ・□士、−λ。−λ３コ几ｐ　　　　　　　　　　（４
４，）式（４４）は次の式によって近似される。

α。」−１二α。−λ５Ｃ１ｎ（ｆｌ）ｌ　　１ｃ（ｆ
ｌ）ｌ　−Ｋ）（４５） 係数βの調節の場合と同様に、式（４５）は次の式に変
換される。

α。士、−α　−λ　［ｌｐ　　ｌ　　−に／γ］　　
　　　（４６）ｎ４　　　　　ｎ 但し、λ４は調節ステップ・パラメータを表わし、γは
前述の２つの狭帯域フィルタの利得に＆わす。

パラメータλ２及びλ４はγ／Ｋに比して小さく彦けれ
ばなら々い。

この技法の場合、係数αの調節は周波数ｆ１を有する成
分に基いて行わｊ、ているが、当業堝には直ぐ分かる様
に、周波数ｆ　２　ｆ有する成分に基いて係数αの調節
を行うことも可能である。これについて次に簡単に説明
しておくことにする。

係数αは次の式で示てれるＰ′の値を最小にする様に調
節される。

２　　　　２　２ Ｐ’−［ＩＨ（ｆ　　　）ｌ　　　ＩＧ（ｆ　　　）ｌ
　　　−Ｋｌ　　　　　　（４３す２ これに適用される傾斜法は次の式で規定される。

。　　−６−、ａＰ’ 。＋Ｉ　　　ｎ５貫　　　　　　　　（４４’）式（４
４’）は次の式で近似される。

α。十、−α。−λ５（ＩＨ（ｆ）ｌ　　１ｃ（ｆ）Ｉ
２−Ｋ１２ （４ゴ） 史に、式（４５’）は次の式で近似される。

α　　−α−λ　［ｌｑ　　ｌ−に／γ〕（４６′）ｎ
＋１　　０５　　ｎ 但し、λｓ　Ｈ、ＩＴ：、の調節ステップ・パラメータ
である。

ここで調節器２６の具体的な構成を示す第５図ヲ冬照す
る。これは式（４６）及び（４２）に従って係数α及び
βを調節するもの−【ある。データ信号が受イｄ機に受
信さハるとき、スイッチ２７及び２８（第２図）が極１
にセットさね、調節器２３は係数α及びβを調節できる
様になる。

涌慣フィルタ５の出力は線２４を介して２つの狭帯域フ
ィルタ８０及び８１に与えられる。これらのフィルタは
それぞれ周波数ｆ　及びｆ２全中毛・とじており、２つ
の出力端にフィルタリング済みの同相成分及び直交成分
を生じる。この様々フィルタの例ｆｄ米国特許第４０３
９７４８号に開示ざｊている。フィルタ８０の出力の同
相成分Ｒｅｐ　及び（１変成分Ｉｍｐ　　はそれぞれ乗
算器８２及び８３において自乗される。乗算器８２及び
８６の出力を受は取る加算器８４ば、これら全加算して
、次の式で示される信号を生じる。

ｌｐ　　１２−（Ｒｅ　　ｐ　　）２＋（Ｉｍ　　ｐ　
　）２ｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　ｎ　　　
　　　　　　　　　　　　　ｎ一方、フィルタ８１の出
力の同相成分Ｒｅ　　ｑ及び直交成分Ｉｍ　ｑ　　はそ
れぞれ乗算器８５及び８６において自乗さｊする。乗算
器８５及び８乙の幼を受は取る加算器８７は、これらを
カ目算して、次の式で示きれる信号音生じる。

１ｑ　　ｌ　＝　（Ｒｅ’ｑ　）２＋（Ｉｍｑ　　）２
ｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　ｎ　　　　　　
　　　　　　　　　　ｎる。差信号１ｐ　　＋　　−１
ｑ　　１２は通常の更新回路８ｎ　　　　　　　　　　
　ｎ ９に与えられる。更新回路８９は式（４２）に従ってβ
ｎ＋１の値を線２６に生じる。減算器９１は、予め計算
きれて記憶手段９０に記憶さたでいる。

Ｋ／γ全信号１ｐ　１２から減じて、差信号１ｐ　１２
ｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　ｎ−に／γを更新回路９２に与える
。更新回路９２は式（４６）に従ってαｎ　＋　１の値
？線２５に生じる。

以上、特定の実施例について説明し７たが、本発明はこ
れだけに限定されるものでは々く、惺々の作成で大流可
能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は伝送路へ送り出される典型的なり５Ｂ−ＱＣデ
ータ信号のスペクトル（実線〕及び伝送路の出力端で得
ら才上る信号のスペクトル（破線）を示す図、第２図は
本発明によるＤＳＢ−ＱＣ受伝機の略図、第３図は補償
フィルタの具体的な構ＦＪＭ　ｋ示す図、第４図は初期
設定器の具体的な構成ケ示す１図、第５図は調節器の具
体的な構成全示す図である。 ２・　サンプリング回路、５・　・アナログ　ディジタ
ル変換器、５・・・・補償フィルタ、８・・・・ヒルベ
ルトＫｍ６．９及び１０・・サンプリング回路、１１・
・・復調器、１４・・・・等止器、１５・・・・チー　
タ検出器、２０・・・・クロック、２６・・・調節器、
３１　　初期設定器。 １工

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 両側波帯直交搬送波変調技術に従って通信速度１／Ｔで
   搬送波を変調して得られるデータ信号全伝送路を介して
   受信する装置であって、受信信号を上記通信速度の整数
   倍の速度でサンプルするサンプリング手段と、上記搬送
   波の周波数ｉｆ　　とするとき、フィルタ出力信号中の
   周波数ｆ１＝ｆ。 １ ｍ−及びｆ２＝’ｃ　＋２Ｔを有する２つの成分にＴ 位相の変化なしにほぼ等しい振幅を持たせる様に上記サ
   ンプリング手段から来る信号のフィルタリングを行うフ
   ィルタ手段と、上記フィルタ出力信号からデータを再生
   する手段とを有する受信装置。