JPH0578225B2 - - Google Patents
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- JPH0578225B2 JPH0578225B2 JP57162418A JP16241882A JPH0578225B2 JP H0578225 B2 JPH0578225 B2 JP H0578225B2 JP 57162418 A JP57162418 A JP 57162418A JP 16241882 A JP16241882 A JP 16241882A JP H0578225 B2 JPH0578225 B2 JP H0578225B2
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- JP
- Japan
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- signal
- cos2π
- equation
- output
- components
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Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 22
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 12
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 8
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 6
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 17
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 11
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はデータ伝送システムに関し、更に具体
的に言えば、伝送路の振幅−周波数応答特性が対
称的でないシステムにおいて用いるのに特に適し
ている両側波帯直交搬送波（DSB−QC）変調技
術によつて変調されたデータ信号を受信する装置
に関するものである。本文に於て、DSB−QC変
調という用語は、振幅変調された２つの直交搬送
波を重ね合わせる事につて送波信号を得る全ての
変調技術を含む様に広い意味で用いられている。
的に言えば、伝送路の振幅−周波数応答特性が対
称的でないシステムにおいて用いるのに特に適し
ている両側波帯直交搬送波（DSB−QC）変調技
術によつて変調されたデータ信号を受信する装置
に関するものである。本文に於て、DSB−QC変
調という用語は、振幅変調された２つの直交搬送
波を重ね合わせる事につて送波信号を得る全ての
変調技術を含む様に広い意味で用いられている。
DSB−QC変調技術を用いるデータ伝送システ
ムの場合、送信すべき一連のビツトは最初ｑビツ
トずつの群に分けられ、各グループは2q個の複素
数若しくは複素記号のうちの１つに対応づけられ
る。複素記号はＴ秒の間隔を於て順次定められる
信号時点毎に送信される。各複素記号の送信は、
同じ周波数を有する２つの直交搬送波の振幅を複
素記号の実部及び虚部に対応させる事によつて行
われる。２つの搬送波に結合されて伝送路の入口
に与えられる。
ムの場合、送信すべき一連のビツトは最初ｑビツ
トずつの群に分けられ、各グループは2q個の複素
数若しくは複素記号のうちの１つに対応づけられ
る。複素記号はＴ秒の間隔を於て順次定められる
信号時点毎に送信される。各複素記号の送信は、
同じ周波数を有する２つの直交搬送波の振幅を複
素記号の実部及び虚部に対応させる事によつて行
われる。２つの搬送波に結合されて伝送路の入口
に与えられる。
通常のDSB−QC受信機は伝送路から受信する
信号を帯域通過フイルタに通し、そこで帯域外の
雑音を除去する。信号のエネルギーはAGC回路
によつて正規化される。その結果を信号はデイジ
タル化された後、データを再生するための処理を
受ける。通常、この処理はデイジタル化された信
号の同相成分及び直交成分を定め、それを局部搬
送波によつて復調し、復調した信号を等化し、そ
れからデータを抽出することを含む。受信機の
種々の構成要素は受信信号と同期したクロツクに
よつて制御される。この様な受信機の例は米国特
許第4227152号に開示されている。
信号を帯域通過フイルタに通し、そこで帯域外の
雑音を除去する。信号のエネルギーはAGC回路
によつて正規化される。その結果を信号はデイジ
タル化された後、データを再生するための処理を
受ける。通常、この処理はデイジタル化された信
号の同相成分及び直交成分を定め、それを局部搬
送波によつて復調し、復調した信号を等化し、そ
れからデータを抽出することを含む。受信機の
種々の構成要素は受信信号と同期したクロツクに
よつて制御される。この様な受信機の例は米国特
許第4227152号に開示されている。
DSB−QC変調技術を用いるデータ伝送システ
ムの場合、伝送路へ送り出されるデータ信号（以
下、送信信号と呼ぶ）の周波数スペクトルは、
3dBの減衰を生じる点でみて、搬送波の周波数c
を中心として、通信速度１／Ｔに等しい幅を有す
る。この幅を定めるナイキスト周波数と呼ばれる
周波数1及び2は次の式によつて示される。
ムの場合、伝送路へ送り出されるデータ信号（以
下、送信信号と呼ぶ）の周波数スペクトルは、
3dBの減衰を生じる点でみて、搬送波の周波数c
を中心として、通信速度１／Ｔに等しい幅を有す
る。この幅を定めるナイキスト周波数と呼ばれる
周波数1及び2は次の式によつて示される。
1＝c−１／2T 2＝c＋１／2T
例として、CCITT勧告V29に従つたシステム
において9600bps（ビツト／秒）の速度で伝送さ
れる信号の典型的なスペクトルが第１図の実線で
示されている。この例の場合、次の値が用いられ
ている。
において9600bps（ビツト／秒）の速度で伝送さ
れる信号の典型的なスペクトルが第１図の実線で
示されている。この例の場合、次の値が用いられ
ている。
c＝1700Hz １／Ｔ＝2400Hz
1＝500Hz 2＝2900Hz
理想的な伝送路が用いられているならば、伝送
路の出力端において得られる信号（以下、受信信
号と呼ぶ）のスペクトルは送信信号のスペクトル
と同一である。しかしながら、これは実際の伝送
路については当てはまらない。実際の伝送路、特
に公衆電話交換網の電話線は中心周波数に関して
非対称的な振幅−周波数応答曲線を有するので、
受信信号のスペクトルの両側部分が非対称的にな
る。第１図の破線は、実線で示されているスペク
トルを有する送信信号に対応する受信信号のスペ
クトルを示している。受信信号のスペクトルの非
対称性は受信機の動作、特にクロツクの同期化に
悪影響を及ぼす。米国特許第4039748号に開示さ
れている様に、通常、クロツクは受信信号の周波
数1及び2の成分から得られるタイミング情報に
よつて受信信号に対して同期化される様になつて
いる。
路の出力端において得られる信号（以下、受信信
号と呼ぶ）のスペクトルは送信信号のスペクトル
と同一である。しかしながら、これは実際の伝送
路については当てはまらない。実際の伝送路、特
に公衆電話交換網の電話線は中心周波数に関して
非対称的な振幅−周波数応答曲線を有するので、
受信信号のスペクトルの両側部分が非対称的にな
る。第１図の破線は、実線で示されているスペク
トルを有する送信信号に対応する受信信号のスペ
クトルを示している。受信信号のスペクトルの非
対称性は受信機の動作、特にクロツクの同期化に
悪影響を及ぼす。米国特許第4039748号に開示さ
れている様に、通常、クロツクは受信信号の周波
数1及び2の成分から得られるタイミング情報に
よつて受信信号に対して同期化される様になつて
いる。
本発明の目的はDSB−QC変調技術に従つて変
調されたデータ信号を受信する装置であつて、伝
送路の振幅−周波数応答の非対称性による悪影響
を補償するものを提供することである。
調されたデータ信号を受信する装置であつて、伝
送路の振幅−周波数応答の非対称性による悪影響
を補償するものを提供することである。
概略的に言つて、本発明による装置は通信速度
１／Ｔの整数倍の１／τの速度で受信信号をサン
プルした後フイルタリングを行うことにより信号
成分の位相を変えることなく周波数1及び2の成
分にほぼ等しい振幅を持たせる様に動作し、フイ
ルタリング後の信号を処理することによつてデー
タを得る。
１／Ｔの整数倍の１／τの速度で受信信号をサン
プルした後フイルタリングを行うことにより信号
成分の位相を変えることなく周波数1及び2の成
分にほぼ等しい振幅を持たせる様に動作し、フイ
ルタリング後の信号を処理することによつてデー
タを得る。
本発明の実施例において、フイルタの伝達関数
は次の如くである。
は次の如くである。
Ｇ（）＝α（１＋2β cos 2πτ）
この式において、αはフイルタの利得を表わす
係数、βは実質的に次の式によつて示される係数
である。
係数、βは実質的に次の式によつて示される係数
である。
β＝Ｒ−１／２（cos2π1τ−Rcos2π2τ）
この式において、Ｒ＝A2／A1である。但し、
A1及びA2は受信信号の周波数1及び2を有する
成分の振幅を表わす値である。
A1及びA2は受信信号の周波数1及び2を有する
成分の振幅を表わす値である。
本発明のもう一つの実施例の場合、利得αの値
は実質的に次の式によつて定められる。
は実質的に次の式によつて定められる。
α＝Ｋ／Ｒ・cos2π1τ−Rcos2π2τ／cos2π1
τ−cos2π2τ なお、Ｋは周波数1及び2を有する成分のフイ
ルタリング後の所望の振幅を表わす定数である。
τ−cos2π2τ なお、Ｋは周波数1及び2を有する成分のフイ
ルタリング後の所望の振幅を表わす定数である。
更に他の実施例の場合、α及びβは信号の受信
中に継続的に調節される。
中に継続的に調節される。
これから図面を参照しながら本発明の実施例に
ついて詳しく説明する。
ついて詳しく説明する。
第２図はCCITT勧告V29に従つた9600bps用
DSB−QC受信機であつて本発明を実施したもの
のブロツク図である。伝送路から受信される信号
はAGC回路（図示せず）によつてエネルギーの
正規化を受け、帯域外の全ての雑音を除去する帯
域通過フイルタ（図示せず）を通された後、線１
を介してサンプリング回路２に与えられる。サン
プリング回路２は１／τの速度で信号をサンプル
する。受信信号を適正に表わすのに十分な数のサ
ンプルをサンプリング回路２の出力端に生じる様
に１／τを通信速度１／Ｔの整数倍のＭ／Ｔに等
しく選択されている。入力信号を適正に反映する
サンプルを得るためのサンプリング速度、即ち、
サンプリング信号の周波数は、周知の如く、２／
Ｔ以上であれば、任意の値でよいが、信号処理の
ための処理システム７において周波数１／Ｔを有
するクロツク信号を用いる関係で、このクロツク
信号に基いて容易に生成可能な周波数Ｍ／Ｔ（Ｍ
は２以上の整数）を有するサンプリング信号を用
いる方が都合がよいのである。相次ぐサンプルの
振幅値はアナログ・デイジタル変換器３によつて
デイジタル信号に変換されて、線４を介して補償
フイルタ５へ送られる。補償フイルタ５について
は、後で第３図を参照して詳しく説明する。補償
フイルタ５の出力は線６を介して処理装置７のデ
イジタル型ヒルベルト変換器８へ送られる。処理
システム７は受け取つた信号からデータの同相成
分及び直交成分を抽出するためのものである。
DSB−QC受信機であつて本発明を実施したもの
のブロツク図である。伝送路から受信される信号
はAGC回路（図示せず）によつてエネルギーの
正規化を受け、帯域外の全ての雑音を除去する帯
域通過フイルタ（図示せず）を通された後、線１
を介してサンプリング回路２に与えられる。サン
プリング回路２は１／τの速度で信号をサンプル
する。受信信号を適正に表わすのに十分な数のサ
ンプルをサンプリング回路２の出力端に生じる様
に１／τを通信速度１／Ｔの整数倍のＭ／Ｔに等
しく選択されている。入力信号を適正に反映する
サンプルを得るためのサンプリング速度、即ち、
サンプリング信号の周波数は、周知の如く、２／
Ｔ以上であれば、任意の値でよいが、信号処理の
ための処理システム７において周波数１／Ｔを有
するクロツク信号を用いる関係で、このクロツク
信号に基いて容易に生成可能な周波数Ｍ／Ｔ（Ｍ
は２以上の整数）を有するサンプリング信号を用
いる方が都合がよいのである。相次ぐサンプルの
振幅値はアナログ・デイジタル変換器３によつて
デイジタル信号に変換されて、線４を介して補償
フイルタ５へ送られる。補償フイルタ５について
は、後で第３図を参照して詳しく説明する。補償
フイルタ５の出力は線６を介して処理装置７のデ
イジタル型ヒルベルト変換器８へ送られる。処理
システム７は受け取つた信号からデータの同相成
分及び直交成分を抽出するためのものである。
ヒルベルト変換器は入力信号の同相成分及び直
交成分を２つの出力線に生じる周知の装置であ
る。デイジタル型のこの様な装置の例はDigital
Signal Processing，IEEE Press，1972内のL.R.
Rabiner及びC.M.Raderによる論文“Theory
and Implementation of the Discrete Hilbert
Transform”において説明されている。
交成分を２つの出力線に生じる周知の装置であ
る。デイジタル型のこの様な装置の例はDigital
Signal Processing，IEEE Press，1972内のL.R.
Rabiner及びC.M.Raderによる論文“Theory
and Implementation of the Discrete Hilbert
Transform”において説明されている。
ヒルベルト変換器８から生じる同相成分及び直
交成分は一対のサンプリング回路９及び１０によ
つて通信速度１／Ｔでサンプルされる。サンプリ
ング回路９及び１０の出力は復調器１１に与えら
れる。復調器１１は局部発生源（図示せず）から
cos2πcmTの形の同相搬送波とsin2πcmTの形の
直交搬送波を生じる。cは搬送周波数であり、ｍ
は正整数である。通信時点mTにおいて復調器１
１に与えられる信号をｒ（mT）で表わし、その
同相成分及び直交成分をそれぞれRer（mT）及び
Imr（mT）で表わすとき、復調器１１から生じる
復調信号ｙ（mT）の同相成分Rey（mT）及び直
交成分Imy（mT）は周知の如く次の式によつて
定められる。
交成分は一対のサンプリング回路９及び１０によ
つて通信速度１／Ｔでサンプルされる。サンプリ
ング回路９及び１０の出力は復調器１１に与えら
れる。復調器１１は局部発生源（図示せず）から
cos2πcmTの形の同相搬送波とsin2πcmTの形の
直交搬送波を生じる。cは搬送周波数であり、ｍ
は正整数である。通信時点mTにおいて復調器１
１に与えられる信号をｒ（mT）で表わし、その
同相成分及び直交成分をそれぞれRer（mT）及び
Imr（mT）で表わすとき、復調器１１から生じる
復調信号ｙ（mT）の同相成分Rey（mT）及び直
交成分Imy（mT）は周知の如く次の式によつて
定められる。
Rey（mT）＝〔Rer（mT）〕cos2πcmT＋〔Imr
（mT）〕sin2πcmT (1) Imy（mT）＝〔Rer（mT）〕sin2πcmT＋〔Imr
（mT）〕cos2πcmT (2) 復調信号の同相成分及び直交成分は線１２及び
１３を介して適応性等化器１４へ送られる。この
様な等化器の例は米国特許第3947768号に開示さ
れている。等化された信号の同相成分及び直交成
分はデータ検出器１５に与えられる。データ検出
器１５は、検出したデータ記号の同相成分及び直
交成分を出力線１６及び１７に生じると共に、等
化された信号の同相成分及び直交成分と検出した
データ記号の同相成分及び直交成分との差を表わ
す誤差信号の同相成分及び直交成分を出力線１８
及び１９に生じる。データ検出回路１５の例は米
国特許第4024342号に開示されている。出力線１
８及び１９は等化器１４に接続されている。
（mT）〕sin2πcmT (1) Imy（mT）＝〔Rer（mT）〕sin2πcmT＋〔Imr
（mT）〕cos2πcmT (2) 復調信号の同相成分及び直交成分は線１２及び
１３を介して適応性等化器１４へ送られる。この
様な等化器の例は米国特許第3947768号に開示さ
れている。等化された信号の同相成分及び直交成
分はデータ検出器１５に与えられる。データ検出
器１５は、検出したデータ記号の同相成分及び直
交成分を出力線１６及び１７に生じると共に、等
化された信号の同相成分及び直交成分と検出した
データ記号の同相成分及び直交成分との差を表わ
す誤差信号の同相成分及び直交成分を出力線１８
及び１９に生じる。データ検出回路１５の例は米
国特許第4024342号に開示されている。出力線１
８及び１９は等化器１４に接続されている。
受信信号に対して同期化されるクロツク２０
は、米国特許第4039748号に示されているクロツ
ク等の任意の型のものでもよく、線２１を介して
サンプリング回路２を制御し、線２２を介してサ
ンプリング回路９及び１０を制御し、且つ図示さ
れていない他の線を介して他の種々の構成要素を
制御する様に通常の態様で使用される。
は、米国特許第4039748号に示されているクロツ
ク等の任意の型のものでもよく、線２１を介して
サンプリング回路２を制御し、線２２を介してサ
ンプリング回路９及び１０を制御し、且つ図示さ
れていない他の線を介して他の種々の構成要素を
制御する様に通常の態様で使用される。
補償フイルタ５の係数を調節するための調節器
２３は補償フイルタ５の出力線に接続された入力
線２４と、２つのスイツチ２７及び２８のそれぞ
れの一対の極のうちの一方、即ちの表示の付い
た極に接続されている出力線２５及び２６を有す
る。調節器２３については後で第５図を参照して
詳しく説明する。スイツチ２７及び２８の共通出
力線２９及び３０は補償フイルタ５に接続されて
いる。
２３は補償フイルタ５の出力線に接続された入力
線２４と、２つのスイツチ２７及び２８のそれぞ
れの一対の極のうちの一方、即ちの表示の付い
た極に接続されている出力線２５及び２６を有す
る。調節器２３については後で第５図を参照して
詳しく説明する。スイツチ２７及び２８の共通出
力線２９及び３０は補償フイルタ５に接続されて
いる。
補償フイルタ５の係数の初期値を定めるための
初期設定器３１は、線１２及び１３に接続された
入力線３２及び３３と、スイツチ２８のの表示
のある極に接続された出力線３４を有する。初期
設定器３１については、後で第４図を参照して詳
しく説明する。スイツチ２７のの表示のある極
はどこにも接続されていない。
初期設定器３１は、線１２及び１３に接続された
入力線３２及び３３と、スイツチ２８のの表示
のある極に接続された出力線３４を有する。初期
設定器３１については、後で第４図を参照して詳
しく説明する。スイツチ２７のの表示のある極
はどこにも接続されていない。
処理装置７の構成自体は周知のものであるか
ら、これ以上の詳しい説明は省くことにする。詳
しい説明については、前記米国特許第4227152号
を参照されたい。
ら、これ以上の詳しい説明は省くことにする。詳
しい説明については、前記米国特許第4227152号
を参照されたい。
補償フイルタ５は次の３つの特徴を有するデイ
ジタル・フイルタである。
ジタル・フイルタである。
(1) 通信速度１／Ｔより速い速度でサンプリング
を行う。
を行う。
(2) 入力信号の成分の位相を変えることはない。
(3) フイルタリング後のナイキスト周波数1及び
2の成分の振幅をほぼ等しくさせる様な伝達関
数を有する。
2の成分の振幅をほぼ等しくさせる様な伝達関
数を有する。
第３図は補償フイルタ５の具体的な構成の例を
示している。これは２つの遅延素子４０及び４１
から成る３タツプ遅延線と加算器４２を含む対称
的なトランスバーサル・フイルタである。各遅延
素子は入力信号をサンプリング周期τに等しい時
間だけ遅延させる機能を有する。アナログ・デイ
ジタル変換器３（第２図）の出力は線４を介して
遅延素子４０の入力端に与えられる。この入力端
には第１のタツプが付いている。第２のタツプは
２つの遅延素子４０及び４１の中間に付いてお
り、第３のタツプは遅延素子４１の出力端に付い
ている。第１及び第３のタツプの信号は乗算器４
３及び４４において線３０からの係数βと掛け合
わされる。乗算器４３及び４４の出力と第２のタ
ツプの信号とは加算器４２において加算される。
加算器４２の出力は乗算器４５の入力となる。乗
算器４５のもう１つの入力は線２９からの係数α
である。乗算器４５は２つの入力の乗算結果を線
６を介してヒルベルト変換器８に与える。
示している。これは２つの遅延素子４０及び４１
から成る３タツプ遅延線と加算器４２を含む対称
的なトランスバーサル・フイルタである。各遅延
素子は入力信号をサンプリング周期τに等しい時
間だけ遅延させる機能を有する。アナログ・デイ
ジタル変換器３（第２図）の出力は線４を介して
遅延素子４０の入力端に与えられる。この入力端
には第１のタツプが付いている。第２のタツプは
２つの遅延素子４０及び４１の中間に付いてお
り、第３のタツプは遅延素子４１の出力端に付い
ている。第１及び第３のタツプの信号は乗算器４
３及び４４において線３０からの係数βと掛け合
わされる。乗算器４３及び４４の出力と第２のタ
ツプの信号とは加算器４２において加算される。
加算器４２の出力は乗算器４５の入力となる。乗
算器４５のもう１つの入力は線２９からの係数α
である。乗算器４５は２つの入力の乗算結果を線
６を介してヒルベルト変換器８に与える。
当業者には直ぐ分かる様に、加算器４２の出力
に利得係数αを掛けることによつて補償フイルタ
５のフイルタリング機能が損なわれることはな
い。
に利得係数αを掛けることによつて補償フイルタ
５のフイルタリング機能が損なわれることはな
い。
乗算器４５を除外した第３図のフイルタのイン
パルス応答は次の式で示される。但し、Ｚ＝exp
（j2πτ）、ｊ＝√−１である。
パルス応答は次の式で示される。但し、Ｚ＝exp
（j2πτ）、ｊ＝√−１である。
Ｇ（Ｚ）＝βZ＋１＋βZ-1 (3)
インパルス応答Ｇ（Ｚ）に対応する伝達関数Ｇ
（）は次の式で示される。
（）は次の式で示される。
Ｇ（）＝１＋2βcos2πτ (4)
フイルタリング後の信号の周波数1及び2の成
分に一定振幅を持たせるためには、次の関数式が
成り立たなければならない。
分に一定振幅を持たせるためには、次の関数式が
成り立たなければならない。
A1Ｇ（1）＝A2Ｇ（2） (5)
なお、A1及びA2は受信信号中の周波数1及び
2の成分の振幅を表わす値である。Ｒ＝A2／A1
とすることにより、式(5)は次の様に書き換えられ
る。
2の成分の振幅を表わす値である。Ｒ＝A2／A1
とすることにより、式(5)は次の様に書き換えられ
る。
Ｇ（1）＝RG（2） (6)
式(4)の関係を用いることによつて式(6)は次の様
になる。
になる。
１＋2βcos2π1τ＝Ｒ（１＋2βcos2π2τ） (7)
この式(7)を整理すると、係数βを求める式が得
られる。
られる。
β＝Ｒ−１／２（cos2π1τ−Rcos2π2τ） (8)
乗算器４５を除外して考えると、係数βがほぼ
式(8)によつて定められる値を持つならば、第３図
の補償フイルタは周波数1及び2を有する２つの
成分の振幅が等しい様な出力信号を生じる。本発
明の好適な実施例の場合、この２つの成分の振幅
を一定値Ｋに等しくするために乗算器４２の出力
に係数αを掛けているのである。この様にする理
由は、振幅の値を監視することに基いて受信機の
上流部分にある構成要素の最適動作を維持するこ
とを可能ならしめるためである。
式(8)によつて定められる値を持つならば、第３図
の補償フイルタは周波数1及び2を有する２つの
成分の振幅が等しい様な出力信号を生じる。本発
明の好適な実施例の場合、この２つの成分の振幅
を一定値Ｋに等しくするために乗算器４２の出力
に係数αを掛けているのである。この様にする理
由は、振幅の値を監視することに基いて受信機の
上流部分にある構成要素の最適動作を維持するこ
とを可能ならしめるためである。
従つて、第３図の補償フイルタのインパルス応
答Ｇ（Ｚ）及び伝達関数Ｇ（）は次の式で示され
る。
答Ｇ（Ｚ）及び伝達関数Ｇ（）は次の式で示され
る。
Ｇ（Ｚ）＝α（βZ＋１＋βZ-1） (9)
Ｇ（）＝α（１＋2βcos2πτ） (10)
βの値は式(8)によつて定められる値のままであ
る。αの値を求めるために、先ず式(6)に基いて次
の式を得る。
る。αの値を求めるために、先ず式(6)に基いて次
の式を得る。
αG（1）＝αRG（2）＝Ｋ (11)
式(4)及び（11）から、次の式が得られる。
α（１＋2βcos2π1τ）＝Ｋ (12)
式(8)によつて定められるβを式（12）に代入す
ると、次の様になる。
ると、次の様になる。
α〔１＋（Ｒ−１）cos2π1τ／cos2π1τ−Rcos
2π2τ〕＝ Ｋ (13) これを整理することによつて、αを定める次の
式が得られる。
2π2τ〕＝ Ｋ (13) これを整理することによつて、αを定める次の
式が得られる。
α＝Ｋ／Ｒ・cos2π1τ−Rcos2π2τ／cos2π1
τ−cos2π2τ(14) 前述の様に、補償フイルタ５が所望のフイルタ
リング機能を発揮するためには、βはほぼ式(8)に
よつて定められる値でなければならない。この値
はＲ、即ち受信信号中の周波数1を有する成分の
振幅と周波数2を有する成分の振幅との比に依存
している。実際にβを定めるための第１の技法
は、予め計算された複数のβの値を記憶しておい
て、実際のＲの値に応じて最適のβの値を選択す
るものである。この技法は、伝送路の特性が十分
正確に知られていて、時間の経過につれてあまり
変化しない場合に満足のできる結果を生じる単純
な妥協策である。本発明の実施例において用いら
れる第２の技法は、データ信号に先立つて受信機
ターンオン時間中に受信される同期化信号からβ
の値を得るものである。CCITT勧告V29に従つ
て、２つの予定の記号の繰り返しから成る第２の
セグメントを有する同期化信号をデータ信号の前
に送ることができる。
τ−cos2π2τ(14) 前述の様に、補償フイルタ５が所望のフイルタ
リング機能を発揮するためには、βはほぼ式(8)に
よつて定められる値でなければならない。この値
はＲ、即ち受信信号中の周波数1を有する成分の
振幅と周波数2を有する成分の振幅との比に依存
している。実際にβを定めるための第１の技法
は、予め計算された複数のβの値を記憶しておい
て、実際のＲの値に応じて最適のβの値を選択す
るものである。この技法は、伝送路の特性が十分
正確に知られていて、時間の経過につれてあまり
変化しない場合に満足のできる結果を生じる単純
な妥協策である。本発明の実施例において用いら
れる第２の技法は、データ信号に先立つて受信機
ターンオン時間中に受信される同期化信号からβ
の値を得るものである。CCITT勧告V29に従つ
て、２つの予定の記号の繰り返しから成る第２の
セグメントを有する同期化信号をデータ信号の前
に送ることができる。
この同期化信号は３つの周波数c，1及び2を
含む周波数スペクトルを含む。受信機において得
られる同期化信号は次の式によつて示される。
含む周波数スペクトルを含む。受信機において得
られる同期化信号は次の式によつて示される。
ｘ（ｔ）＝A1exp〔ｊ（2π1ｔ＋φ1）〕＋Acexp〔
ｊ（2πcｔ＋φc）〕＋A2exp〔ｊ（2π2ｔ＋φ2）
〕(15) この式において、A1，Ac及びA2は受信された
同期化信号中の周波数1，c及び2を有する成分
の振幅、φ1，φc及びφ2は３つの成分の位相、ｊ
＝√−１である。
ｊ（2πcｔ＋φc）〕＋A2exp〔ｊ（2π2ｔ＋φ2）
〕(15) この式において、A1，Ac及びA2は受信された
同期化信号中の周波数1，c及び2を有する成分
の振幅、φ1，φc及びφ2は３つの成分の位相、ｊ
＝√−１である。
1＝c−１／2Tであり且つ2＝c＋１／2Tである
か ら、式（15）は次の様に書き換えられる。
か ら、式（15）は次の様に書き換えられる。
ｘ（ｔ）＝A1exp｛ｊ〔2π（c−１／2T）ｔ＋φ1〕
｝＋ Acexp〔ｊ（2πcｔ＋φc）〕＋A2exp｛ｊ〔2π（c
＋１／2T）ｔ＋φ2〕｝(16) 周波数cの搬送波を用いて復調を行うことによ
り、受信同期化信号は次の様になる。
｝＋ Acexp〔ｊ（2πcｔ＋φc）〕＋A2exp｛ｊ〔2π（c
＋１／2T）ｔ＋φ2〕｝(16) 周波数cの搬送波を用いて復調を行うことによ
り、受信同期化信号は次の様になる。
ｙ（ｔ）＝A1exp〔ｊ（φ1−πt／Ｔ）〕＋Acexp（j
φc）＋A2exp〔ｊ（φ2−πt／Ｔ）〕(17) 信号ｙ（ｔ）を１／Ｔの速度でサンプルするこ
とにより、式（17）は次の様になる。
φc）＋A2exp〔ｊ（φ2−πt／Ｔ）〕(17) 信号ｙ（ｔ）を１／Ｔの速度でサンプルするこ
とにより、式（17）は次の様になる。
ｙ（nT）＝A1exp〔ｊ（φ1−nπ）〕＋Acexp（jφc）
＋A2exp〔ｊ（φ2−nπ）〕(18) これに基いて次の式が得られる。
＋A2exp〔ｊ（φ2−nπ）〕(18) これに基いて次の式が得られる。
ｙ（nT）−ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ〕＝２（−１）n〔A1exp
（jφ1）＋A2exp（jφ2）〕(19) 信号ｙ（ｔ）を２／Ｔの速度でサンプルすれば、
式（17）に従つて次の式が得られる。
（jφ1）＋A2exp（jφ2）〕(19) 信号ｙ（ｔ）を２／Ｔの速度でサンプルすれば、
式（17）に従つて次の式が得られる。
ｙ（nT＋Ｔ／２）＝（−１）n（−ｊ）A1exp（jφ1）
＋Acexp（jφc）＋（−１）njA2exp（jφ2）(20) これに基いて次の式が得られる。
＋Acexp（jφc）＋（−１）njA2exp（jφ2）(20) これに基いて次の式が得られる。
ｙ（nT＋Ｔ／２）−ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２〕＝2j
（−１）n〔A2exp（jφ2）−A1exp（jφ1）〕(21) 次の式（22）の関係を導入すると、式（23）が
得られる。
（−１）n〔A2exp（jφ2）−A1exp（jφ1）〕(21) 次の式（22）の関係を導入すると、式（23）が
得られる。
Δ（nT）＝ｙ（nT）−ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ〕(22)
Δ（nT＋Ｔ／２）＝ｙ（nT＋Ｔ／２）−ｙ〔（ｎ＋１
）Ｔ＋Ｔ／２〕(23) 式（19）と式（21）とを組合わせることによつ
て式（24）及び（25）が得られる。
）Ｔ＋Ｔ／２〕(23) 式（19）と式（21）とを組合わせることによつ
て式（24）及び（25）が得られる。
Δ1＝Δ（nT）＋jΔ（nT＋Ｔ／２）＝４（−１）nA1e
xp（jφ1）(24) Δ2＝Δ（nT）−jΔ（nT＋Ｔ／２）＝４（−１）nA2e
xp（jφ2）(25) こうして、受信同期化信号の周波数1及び2を
有する成分が分離される。次にA1及びA2の値を
定めるためにデカルト座標から極座標への変換を
行い、それに基いてＲの値を定めることによつ
て、補償フイルタ５の係数βの適当な値を求める
ことができる。
xp（jφ1）(24) Δ2＝Δ（nT）−jΔ（nT＋Ｔ／２）＝４（−１）nA2e
xp（jφ2）(25) こうして、受信同期化信号の周波数1及び2を
有する成分が分離される。次にA1及びA2の値を
定めるためにデカルト座標から極座標への変換を
行い、それに基いてＲの値を定めることによつ
て、補償フイルタ５の係数βの適当な値を求める
ことができる。
第４図は式（８），（24）及び（25）を用いて係
数βを定める様に働く初期設定器３１の具体的な
構成を示している。復調器１１（第２図）の出力
はそれぞれ線３２及び３３を介して４タツプ遅延
線５０及び５１に与えられる。各遅延線はそれぞ
れＴ／２秒の遅延をもたらす３つの遅延素子を有
する。遅延線５０の入力端に付いている第１のタ
ツプは減算器５２の（−）入力端に接続されてお
り、減算器５２の（＋）入力端は遅延線５０の第
３のタツプに接続されている。遅延線５０の第２
のタツプは減算器５３の（−）入力端に接続され
ており、減算器５３の（＋）入力端は遅延線５０
の第４のタツプに接続されている。遅延線５１の
入力端に付いている第１のタツプは減算器５４の
（−）入力端に接続されており、減算器５４の
（＋）入力端は遅延線５１の第３のタツプに接続
されている。遅延線５１の第２のタツプは減算器
５５の（−）入力端に接続されており、減算器５
５の（＋）入力端は第４のタツプに接続されてい
る。減算器５３の出力端は加算器５６の２つの入
力端のうちの一方と減算器５７の（＋）入力端に
接続されている。減算器５４の出力端は加算器５
６の他方の入力端と減算器５７の（−）入力端に
接続されている。減算器５２の出力端は加算器５
８の２つの入力端のうちの一方と減算器５９の
（−）入力端に接続されている。減算器５５の出
力端は加算器５８の他方の入力端と減算器５９の
（＋）入力端に接続されている。加算器５６の出
力及び減算器５９の出力は線６０及び６１を介し
て通常のデカルト座標−極座標変換器６２に与え
らえる。加算器５８の出力及び減算器５７の出力
は線６３及び６４を介してもう１つのデカルト座
標−極座標変換器６５に与えられる。変換器６２
の第１の出力及び変換器６５の第１の出力は線６
７及び６８を介して第１の計算器６６に与えられ
る。変換器６２の第２の出力及び変換器６５の第
２の出力は線６９及び７０に現われる。計算器６
６の出力は第２の計算器７１に与えられる。計算
器７１の出力は線３４を介してスイツチ２８（第
２図）の極に与えられる。
数βを定める様に働く初期設定器３１の具体的な
構成を示している。復調器１１（第２図）の出力
はそれぞれ線３２及び３３を介して４タツプ遅延
線５０及び５１に与えられる。各遅延線はそれぞ
れＴ／２秒の遅延をもたらす３つの遅延素子を有
する。遅延線５０の入力端に付いている第１のタ
ツプは減算器５２の（−）入力端に接続されてお
り、減算器５２の（＋）入力端は遅延線５０の第
３のタツプに接続されている。遅延線５０の第２
のタツプは減算器５３の（−）入力端に接続され
ており、減算器５３の（＋）入力端は遅延線５０
の第４のタツプに接続されている。遅延線５１の
入力端に付いている第１のタツプは減算器５４の
（−）入力端に接続されており、減算器５４の
（＋）入力端は遅延線５１の第３のタツプに接続
されている。遅延線５１の第２のタツプは減算器
５５の（−）入力端に接続されており、減算器５
５の（＋）入力端は第４のタツプに接続されてい
る。減算器５３の出力端は加算器５６の２つの入
力端のうちの一方と減算器５７の（＋）入力端に
接続されている。減算器５４の出力端は加算器５
６の他方の入力端と減算器５７の（−）入力端に
接続されている。減算器５２の出力端は加算器５
８の２つの入力端のうちの一方と減算器５９の
（−）入力端に接続されている。減算器５５の出
力端は加算器５８の他方の入力端と減算器５９の
（＋）入力端に接続されている。加算器５６の出
力及び減算器５９の出力は線６０及び６１を介し
て通常のデカルト座標−極座標変換器６２に与え
らえる。加算器５８の出力及び減算器５７の出力
は線６３及び６４を介してもう１つのデカルト座
標−極座標変換器６５に与えられる。変換器６２
の第１の出力及び変換器６５の第１の出力は線６
７及び６８を介して第１の計算器６６に与えられ
る。変換器６２の第２の出力及び変換器６５の第
２の出力は線６９及び７０に現われる。計算器６
６の出力は第２の計算器７１に与えられる。計算
器７１の出力は線３４を介してスイツチ２８（第
２図）の極に与えられる。
第４図の装置の動作について説明する前に、動
作原理について簡単に触れておくことにする。第
２図の受信機内のヒルベルト変換器以降で取り扱
われる信号は全てRe及びImの表示によつて区別
される同相成分及び直交成分から成る複合信号で
ある。従つて、信号ｙ（nT），ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ〕，
ｙ（nT＋Ｔ／２）及びｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２〕
は次の如く表現される。
作原理について簡単に触れておくことにする。第
２図の受信機内のヒルベルト変換器以降で取り扱
われる信号は全てRe及びImの表示によつて区別
される同相成分及び直交成分から成る複合信号で
ある。従つて、信号ｙ（nT），ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ〕，
ｙ（nT＋Ｔ／２）及びｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２〕
は次の如く表現される。
ｙ（nT）＝Re ｙ（nT）＋ｊ Im ｙ（nT）(26)
ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ〕＝Re ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ〕＋ｊ I
m ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ〕(27) ｙ（nT＋Ｔ／２）＝Re ｙ（nT＋Ｔ／２）＋ｊ Im ｙ
（nT＋Ｔ／２）(28) ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２〕＝Re ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ
＋Ｔ／２〕＋ｊ Im ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２〕(29) 式（22）及び（23）に従つて次の式が得られ
る。
m ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ〕(27) ｙ（nT＋Ｔ／２）＝Re ｙ（nT＋Ｔ／２）＋ｊ Im ｙ
（nT＋Ｔ／２）(28) ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２〕＝Re ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ
＋Ｔ／２〕＋ｊ Im ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２〕(29) 式（22）及び（23）に従つて次の式が得られ
る。
Re Δ（nT）＝Re ｙ（nT）−Re ｙ〔（ｎ＋１）
Ｔ〕 (30) Im Δ（nT）＝Im ｙ（nT）−Im ｙ〔（ｎ＋１）
Ｔ〕 (31) Re Δ（nT＋Ｔ／２）＝Re ｙ（nT＋Ｔ／２）−
Re ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２〕 (32) Im Δ（nT＋Ｔ／２）＝Im ｙ（nT＋Ｔ／２）−
Im ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２〕 (33) 更に、式（24）及び（25）に従つて次の式が得
られる。
Ｔ〕 (30) Im Δ（nT）＝Im ｙ（nT）−Im ｙ〔（ｎ＋１）
Ｔ〕 (31) Re Δ（nT＋Ｔ／２）＝Re ｙ（nT＋Ｔ／２）−
Re ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２〕 (32) Im Δ（nT＋Ｔ／２）＝Im ｙ（nT＋Ｔ／２）−
Im ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２〕 (33) 更に、式（24）及び（25）に従つて次の式が得
られる。
Re Δ1＝Re Δ（nT）−Im Δ（nT＋Ｔ／２）
(34) Im Δ1＝Im Δ（nT）＋Re Δ（nT＋Ｔ／２）
(35) Re Δ2＝Re Δ（nT）＋Im Δ（nT＋Ｔ／２）
(36) Im Δ2＝Im Δ（nT）−Re Δ（nT＋Ｔ／２）
(37) これから第２図及び第４図を参照しながら話を
進める。受信機のターンオン時間中、スイツチ２
７及び２８は極にセツトされており、サンプリ
ング回路９及び１０はクロツク２０の制御の下に
２／Ｔの速度でヒルベルト変換器８の出力をサン
プルする。復調器１１は２／Ｔの速度で復調され
た受信同期化信号の同相成分及び直交成分のサン
プルを同時に線３２及び３３に生じる。任意のサ
ンプリング時点において遅延線５０の第４のタツ
プから得られるサンプルをRe ｙ（nT）で表わす
と、第３、第２及び第１のタツプから得られるサ
ンプルはそれぞれRe ｙ（nT＋Ｔ／２），Re ｙ
〔（ｎ＋１）Ｔ〕及びRe ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／
２〕で示される。同じサンプリング時点において
遅延線５１の第４、第３、第２及び第１のタツプ
から得られるサンプルはそれぞれIm ｙ（nT），
Im ｙ（nT＋Ｔ／２），Im ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ〕及び
Im ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２〕で示される。結
局、式（30）乃至（33）に従つて、信号ReΔ
（nT），ImΔ（nT），ReΔ（nT＋Ｔ／２）及びImΔ
（nT＋Ｔ／２）が減算器５３，５５，５２及び５
４の出力として得られる。
(34) Im Δ1＝Im Δ（nT）＋Re Δ（nT＋Ｔ／２）
(35) Re Δ2＝Re Δ（nT）＋Im Δ（nT＋Ｔ／２）
(36) Im Δ2＝Im Δ（nT）−Re Δ（nT＋Ｔ／２）
(37) これから第２図及び第４図を参照しながら話を
進める。受信機のターンオン時間中、スイツチ２
７及び２８は極にセツトされており、サンプリ
ング回路９及び１０はクロツク２０の制御の下に
２／Ｔの速度でヒルベルト変換器８の出力をサン
プルする。復調器１１は２／Ｔの速度で復調され
た受信同期化信号の同相成分及び直交成分のサン
プルを同時に線３２及び３３に生じる。任意のサ
ンプリング時点において遅延線５０の第４のタツ
プから得られるサンプルをRe ｙ（nT）で表わす
と、第３、第２及び第１のタツプから得られるサ
ンプルはそれぞれRe ｙ（nT＋Ｔ／２），Re ｙ
〔（ｎ＋１）Ｔ〕及びRe ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／
２〕で示される。同じサンプリング時点において
遅延線５１の第４、第３、第２及び第１のタツプ
から得られるサンプルはそれぞれIm ｙ（nT），
Im ｙ（nT＋Ｔ／２），Im ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ〕及び
Im ｙ〔（ｎ＋１）Ｔ＋Ｔ／２〕で示される。結
局、式（30）乃至（33）に従つて、信号ReΔ
（nT），ImΔ（nT），ReΔ（nT＋Ｔ／２）及びImΔ
（nT＋Ｔ／２）が減算器５３，５５，５２及び５
４の出力として得られる。
これらの４つの信号は加算器５６，５８と減算
器５７，５９に於て式（34）乃至（36）に従つて
処理され、その結果、信号ReΔ1，ImΔ1，ReΔ2
及びImΔ2が線６４，６３，６０及び６１に現わ
れる。信号ReΔ1及びImΔ1を受け取る変換器６５
は受信同期化信号中の周波数1を有する成分の振
幅及び位相を現わす信号4A1及びφ1＋nπを生じ
る。信号ReΔ2及びImΔ2を受け取る変換器６２は
受信同期化信号中の周波数2を有する成分の振幅
及び位相を表わす信号4A2及びφ2＋nπを生じる。
線７０及び６９に現われる信号φ1＋nπ及びφ2＋
nπはクロツク同期化等の為の受信機において利
用される。線６８及び６７を介して信号4A1及び
4A2を受け取る計算器６６はこれに基いて振幅比
Ｒを計算する。Ｒは計数器７１に与えられ、これ
は式(8)に従つてβを計算する。βは線３４、スイ
ツチ２８及び線３０を介して補償フイルタ５に与
えられる。
器５７，５９に於て式（34）乃至（36）に従つて
処理され、その結果、信号ReΔ1，ImΔ1，ReΔ2
及びImΔ2が線６４，６３，６０及び６１に現わ
れる。信号ReΔ1及びImΔ1を受け取る変換器６５
は受信同期化信号中の周波数1を有する成分の振
幅及び位相を現わす信号4A1及びφ1＋nπを生じ
る。信号ReΔ2及びImΔ2を受け取る変換器６２は
受信同期化信号中の周波数2を有する成分の振幅
及び位相を表わす信号4A2及びφ2＋nπを生じる。
線７０及び６９に現われる信号φ1＋nπ及びφ2＋
nπはクロツク同期化等の為の受信機において利
用される。線６８及び６７を介して信号4A1及び
4A2を受け取る計算器６６はこれに基いて振幅比
Ｒを計算する。Ｒは計数器７１に与えられ、これ
は式(8)に従つてβを計算する。βは線３４、スイ
ツチ２８及び線３０を介して補償フイルタ５に与
えられる。
次に、データ信号の伝送中に補償フイルタ５の
係数を継続的に調節する調節器２３について説明
する。伝送路の振幅−周波数応答が時間と共に変
化する場合には、この様な装置を用いることが望
ましいのである。一般に、補償フイルタ５の伝達
関数は、ここに再記する式(10)によつて定められ
る。
係数を継続的に調節する調節器２３について説明
する。伝送路の振幅−周波数応答が時間と共に変
化する場合には、この様な装置を用いることが望
ましいのである。一般に、補償フイルタ５の伝達
関数は、ここに再記する式(10)によつて定められ
る。
Ｇ（）＝α（１＋2β cos2πτ） (10)
なお、α＝１のとき式(10)は式(4)に等しくなる。
補償フイルタ５の出力信号中の周波数1及び2を
有する成分の振幅が一定値Ｋに等しくなるために
は、次の関係が成り立つ必要がある。
補償フイルタ５の出力信号中の周波数1及び2を
有する成分の振幅が一定値Ｋに等しくなるために
は、次の関係が成り立つ必要がある。
―Ｈ（1）―2―Ｇ（1）―2＝
―Ｈ（2）―2―Ｇ（2）―2＝Ｋ (38)
但し、Ｈ（）は補償フイルタの入力信号のス
ペクトルである。
ペクトルである。
そのために、係数βは次の式で示されるＱの値
を最小にする様に調節されなければならない。
を最小にする様に調節されなければならない。
Ｑ＝〔―Ｈ（1）―2―Ｇ（1）―2−―Ｈ（2）
―2
―Ｇ（2）―2〕2 (39) 係数βは次の式で規定される傾斜法を用いて調
節可能である。
―2
―Ｇ（2）―2〕2 (39) 係数βは次の式で規定される傾斜法を用いて調
節可能である。
βo+1＝βo−λ1δQ／δβ (40)
但し、λ1＞０である。
式（40）は次の式によつて近似される。
βo+1＝βo−λ1〔―Ｈ（1）―2―Ｇ（1）―2−
―Ｈ
（2）―2―Ｇ（2）―2〕 (41) 本発明に従つて、式（41）は大括弧内の項を｜
po―2−｜qo―2で置き換えた次の式によつて近似
される。
―Ｈ
（2）―2―Ｇ（2）―2〕 (41) 本発明に従つて、式（41）は大括弧内の項を｜
po―2−｜qo―2で置き換えた次の式によつて近似
される。
βo+1＝βo−λ2〔｜po―2−｜qo―2〕 (42)
但し、po及びqoはそれぞれ周波数1及び2を中
心とする２つの狭帯域フイルタの出力を表わし、
λ2は調節ステツプ・パラメータを表わす。
心とする２つの狭帯域フイルタの出力を表わし、
λ2は調節ステツプ・パラメータを表わす。
同様に、係数αは次の式で示されるＰの値を最
小にする様に調節されなければならない。
小にする様に調節されなければならない。
Ｐ＝〔―Ｈ（1）―2―Ｇ（1）―2−Ｋ〕2 (43)
係数αは次の式で規定される傾斜法を用いて調
節可能である。
節可能である。
αo+1＝λo−λ3δP／δα （44）
式（44）は次の式によつて近似される。
αo+1＝αo−λ3〔―Ｈ（1）―2―Ｇ（1）―2−
Ｋ〕
(45) 係数βの調節の場合と同様に、式（45）は次の
式に変換される。
Ｋ〕
(45) 係数βの調節の場合と同様に、式（45）は次の
式に変換される。
αo+1＝αo−λ4〔―po―2−Ｋ／γ〕 (46)
但し、λ4は調節ステツプ・パラメータを表わ
し、γは前述の２つの狭帯域フイルタの利得を表
わす。
し、γは前述の２つの狭帯域フイルタの利得を表
わす。
パラメータλ2及びλ4はγ／Ｋに比して小さくな
ければならない。
ければならない。
この技法の場合、係数αの調節は周波数1を有
する成分に基いて行われているが、当業者には直
ぐ分かる様に、周波数2を有する成分に基いて係
数αの調節を行うことも可能である。これについ
て次に簡単に説明しておくことにする。
する成分に基いて行われているが、当業者には直
ぐ分かる様に、周波数2を有する成分に基いて係
数αの調節を行うことも可能である。これについ
て次に簡単に説明しておくことにする。
係数αは次の式で示されるP′の値を最小にする
様に調節される。
様に調節される。
P′＝〔―Ｈ（2）―2―Ｇ（2）―2−Ｋ〕2(43′)
これに適用される傾斜法は次の式で規定され
る。
る。
αo+1＝αo−λ5δP′／δα (44′)
式（44′）は次の式で近似される。
αo+1＝αo−λ5〔―Ｈ（2）―2―Ｇ（2）―2−
Ｋ〕
(45′) 更に、式（45′）は次の式で近似される。
Ｋ〕
(45′) 更に、式（45′）は次の式で近似される。
αo+1＝αo−λ5〔｜qo｜2−Ｋ／γ〕 (46′)
但し、λ5は正の調節ステツプ・パラメータであ
る。
る。
ここで調節器２３の具体的な構成を示す第５図
を参照する。これは式（46）及び（42）に従つて
係数α及びβを調節するものである。データ信号
が受信機に受信されるとき、スイツチ２７及び２
８（第２図）が極にセツトされ、調節器２３は
係数α及びβを調節できる様になる。
を参照する。これは式（46）及び（42）に従つて
係数α及びβを調節するものである。データ信号
が受信機に受信されるとき、スイツチ２７及び２
８（第２図）が極にセツトされ、調節器２３は
係数α及びβを調節できる様になる。
補償フイルタ５の出力は線２４を介して２つの
狭帯域フイルタ８０及び８１に与えられる。これ
らのフイルタはそれぞれ周波数1及び2を中心と
しており、２つの出力端にフイルタリング済みの
同相成分及び直交成分を生じる。この様なフイル
タの例は米国特許第4039748号に開示されている。
フイルタ８０の出力の同相成分Re po及び直交成
分Im poはそれぞれ乗算器８２及び８３において
自乗される。乗算器８２及び８３の出力を受け取
る加算器８４は、これらを加算して、次の式で示
される信号を生じる。
狭帯域フイルタ８０及び８１に与えられる。これ
らのフイルタはそれぞれ周波数1及び2を中心と
しており、２つの出力端にフイルタリング済みの
同相成分及び直交成分を生じる。この様なフイル
タの例は米国特許第4039748号に開示されている。
フイルタ８０の出力の同相成分Re po及び直交成
分Im poはそれぞれ乗算器８２及び８３において
自乗される。乗算器８２及び８３の出力を受け取
る加算器８４は、これらを加算して、次の式で示
される信号を生じる。
―po―2＝（Re po）2＋（Im po）2
一方、フイルタ８１の出力の同相成分Re qo及
び直交成分Im qoはそれぞれ乗算器８５及び８６
において自乗される。乗算器８５及び８６の出力
を受け取る加算器８７は、これらを加算して、次
の式で示される信号を生じる。
び直交成分Im qoはそれぞれ乗算器８５及び８６
において自乗される。乗算器８５及び８６の出力
を受け取る加算器８７は、これらを加算して、次
の式で示される信号を生じる。
―qo―2＝（Re qo）2＋（Im qo）2
減算器８８は信号―po―2から信号―qo―2を減
じる。差信号―po―2−―qo―2は通常の更新回路
８９に与えられる。更新回路８９は式（42）に従
つてβo+1の値を線２６に生じる。減算器９１は、
予め計算されて記憶手段９０に記憶されている。
Ｋ／γを信号―po―2から減じて、差信号―po―2
−Ｋ／γを更新回路９２に与える。更新回路９２
は式（46）に従つてαo+1の値を線２５に生じる。
じる。差信号―po―2−―qo―2は通常の更新回路
８９に与えられる。更新回路８９は式（42）に従
つてβo+1の値を線２６に生じる。減算器９１は、
予め計算されて記憶手段９０に記憶されている。
Ｋ／γを信号―po―2から減じて、差信号―po―2
−Ｋ／γを更新回路９２に与える。更新回路９２
は式（46）に従つてαo+1の値を線２５に生じる。
以上、特定の実施例について説明したが、本発
明はこれだけに限定されるものではなく、種々の
態様で実施可能である。
明はこれだけに限定されるものではなく、種々の
態様で実施可能である。
第１図は伝送路へ送り出される典型的なDSB
−QCデータ信号のスペクトル（実線）及び伝送
路の出力端で得られる信号のスペクトル（破線）
を示す図、第２図は本発明によるDSB−QC受信
機の略図、第３図は補償フイルタの具体的な構成
を示す図、第４図は初期設定器の具体的な構成を
示す図、第５図は調節器の具体的な構成を示す図
である。 ２……サンプリング回路、３……アナログ・デ
イジタル変換器、５……補償フイルタ、８……ヒ
ルベルト変換器、９及び１０……サンプリング回
路、１１……復調器、１４……等化器、１５……
データ検出器、２０……クロツク、２３……調節
器、３１……初期設定器。
−QCデータ信号のスペクトル（実線）及び伝送
路の出力端で得られる信号のスペクトル（破線）
を示す図、第２図は本発明によるDSB−QC受信
機の略図、第３図は補償フイルタの具体的な構成
を示す図、第４図は初期設定器の具体的な構成を
示す図、第５図は調節器の具体的な構成を示す図
である。 ２……サンプリング回路、３……アナログ・デ
イジタル変換器、５……補償フイルタ、８……ヒ
ルベルト変換器、９及び１０……サンプリング回
路、１１……復調器、１４……等化器、１５……
データ検出器、２０……クロツク、２３……調節
器、３１……初期設定器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 両側波帯直交搬送波変調技術に従つて通信速
度１／Ｔで周波数cを有する搬送波を変調して得
られるデータ信号を伝送路を介して受信する装置
であつて、 受信信号を上記通信速度の整数倍の速度１／τ
でサンプルするサンプリング手段と、 サンプルされた信号をデイジタル信号に変換す
るアナログ・デイジタル変換手段と、 利得係数をα、可変係数をβとして、伝達関数
Ｇ（）＝α（１＋2βcos2πτ）を有し、上記デイ
ジタル信号に対してデイジタル的フイルタリング
を施して、フイルタ出力信号を生じるように上記
アナログ・デイジタル変換手段に接続されてお
り、且つ上記受信信号中の周波数1＝c−１／2T及 び2＝c＋１／2Tを有する２つの成分の振幅A1及び A2のA2／A1の比をＲ、上記フイルタ出力信号中
の上記周波数1及び2を有する２つの成分の所望
の振幅をＫとしたとき、利得係数αが実質的に α＝Ｋ／Ｒ・cos2π1τ−Rcos2π2τ／cos2π1
τ−cos2π2τ に等しくなるように定められたトランスバーサ
ル・フイルタ手段と、 上記フイルタ出力信号からデータを再生する手
段と、 受信動作の初期において、 β＝Ｒ−１／２（cos2π1τ−Rcos2π2τ） に従つて上記トランスバーサル・フイルタ手段の
可変係数βを設定する制御手段と、 を有する受信装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP814300414 | 1981-11-30 | ||
| EP81430041A EP0080544B1 (fr) | 1981-11-30 | 1981-11-30 | Procédé de réception d'un signal de données en modulation à double bande latérale-porteuses en quadrature |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5899047A JPS5899047A (ja) | 1983-06-13 |
| JPH0578225B2 true JPH0578225B2 (ja) | 1993-10-28 |
Family
ID=8188604
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57162418A Granted JPS5899047A (ja) | 1981-11-30 | 1982-09-20 | 受信装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4481646A (ja) |
| EP (1) | EP0080544B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5899047A (ja) |
| CA (1) | CA1188369A (ja) |
| DE (1) | DE3174147D1 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2176356A (en) * | 1985-06-12 | 1986-12-17 | Philips Electronic Associated | Method of, and demodulator for, digitally demodulating an ssb signal |
| US4676250A (en) * | 1985-11-07 | 1987-06-30 | North American Philips Corporation | Method and apparatus for estimating the attenuation-vs-frequency slope of a propagation medium from the complex envelope of a signal |
| US4759037A (en) * | 1986-04-28 | 1988-07-19 | American Telephone And Telegraph Company | Passband equalization of modulated quadrature-related carrier signals |
| US4750214A (en) * | 1986-06-11 | 1988-06-07 | Rockwell International Corporation | Digital FM demodulator using delayed signal product with arctangent |
| GB2215945A (en) * | 1988-03-26 | 1989-09-27 | Stc Plc | Digital direct conversion radio |
| FR2643765A1 (fr) * | 1989-02-27 | 1990-08-31 | Meuriche Bernard | Dispositif de decomposition a cadence d'echantillonnage optimale d'un signal a bande passante en ses composantes sur deux porteuses en quadrature |
| US5400269A (en) * | 1993-09-20 | 1995-03-21 | Rockwell International Corporation | Closed-loop baseband controller for a rebalance loop of a quartz angular rate sensor |
| US5696796A (en) * | 1995-06-07 | 1997-12-09 | Comsat Corporation | Continuously variable if sampling method for digital data transmission |
| US6909736B2 (en) * | 2000-12-14 | 2005-06-21 | Nokia Corporation | System for method for fine acquisition of a spread spectrum signal |
| US9686690B2 (en) * | 2014-08-29 | 2017-06-20 | Blackberry Limited | Method and apparatus for calculating a coverage signal strength indicator |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5374815A (en) * | 1976-12-16 | 1978-07-03 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Selective fading automatic equalizer |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1353018A (en) * | 1970-04-21 | 1974-05-15 | Xerox Corp | Automatic transversal equalizer |
| NL175575C (nl) * | 1976-05-28 | 1984-11-16 | Philips Nv | Filter- en demodulatie-inrichting. |
| US4087757A (en) * | 1976-12-30 | 1978-05-02 | Rockwell International Corporation | Constant delay resonant tank circuit combination for frequency discrimination |
| IT1159939B (it) * | 1978-10-18 | 1987-03-04 | Sits Soc It Telecom Siemens | Ricevitore per sistemi di trasmissione dati con modulazione d'ampiezza a banda laterale unica con portante attenuata |
| FR2445079A1 (fr) * | 1978-12-20 | 1980-07-18 | Ibm France | Procede et dispositif pour detecter une sequence pseudo-aleatoire de changements de phase de 0o et 180o de la porteuse dans un recepteur de donnees |
| US4247940A (en) * | 1979-10-15 | 1981-01-27 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Equalizer for complex data signals |
| US4333063A (en) * | 1979-12-03 | 1982-06-01 | Nippon Electric Co., Ltd. | Amplitude equalizer |
| FR2482808B1 (fr) * | 1980-05-14 | 1986-11-14 | Labo Electronique Physique | Systeme adaptatif de reception de donnees numeriques a compensation des distorsions d'amplitude et de phase introduites par le canal de transmission des donnees |
-
1981
- 1981-11-30 DE DE8181430041T patent/DE3174147D1/de not_active Expired
- 1981-11-30 EP EP81430041A patent/EP0080544B1/fr not_active Expired
-
1982
- 1982-09-20 JP JP57162418A patent/JPS5899047A/ja active Granted
- 1982-10-06 CA CA000412956A patent/CA1188369A/en not_active Expired
- 1982-11-19 US US06/442,983 patent/US4481646A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5374815A (en) * | 1976-12-16 | 1978-07-03 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Selective fading automatic equalizer |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5899047A (ja) | 1983-06-13 |
| DE3174147D1 (en) | 1986-04-24 |
| EP0080544A1 (fr) | 1983-06-08 |
| US4481646A (en) | 1984-11-06 |
| EP0080544B1 (fr) | 1986-03-19 |
| CA1188369A (en) | 1985-06-04 |
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