JPS5841003B2

JPS5841003B2 - 自動音量調整装置

Info

Publication number: JPS5841003B2
Application number: JP53103385A
Authority: JP
Inventors: 哲弥滝沢
Original assignee: BIIBA KK
Current assignee: BIIBA KK
Priority date: 1978-08-26
Filing date: 1978-08-26
Publication date: 1983-09-09
Also published as: JPS5530240A; AU519288B2; AU4995079A

Description

【発明の詳細な説明】不発明は自動音量調整装置において、主にスピーカ音声
の比較的低レベル時における周囲騒音をスピーカ音と共
にマイクロホンで検出し、このときのスピーカ音に影響
されることなく、スピーカの音量を周囲騒音レベルに応
じて自動的に調整し得る装置を提供することを目的とす
る。

従来よりテレビジョン、ラジオ、テープレコーダ、拡声
装置等の音声出力段を有する機器において、周囲騒音の
レベルの変化に従って音量を自動的に調整する試みが種
々なされてきた。

その主なるものとして、（イ）マイクロホンによって周
囲騒音とスピーカ音との合成音を検出し、音声信号回路
からの電気信号によって周囲騒音信号成分のみを分離検
出し、その周囲騒音信号成分によって音声出力回路の利
得を制御するもの、（ロ）スピーカ非発音時に周囲騒音
を検出し、そのレベルに応じてスイッチ等の自己保持機
能を有する複数の固定回路群を転移させてスピーカ発音
時における音量を制御するもの等である。

然るに、（イ）の方式では、周囲騒音とスピーカ音との
合成音から周囲騒音信号成分のみを分離検出することは
、スピーカ音の位相遅れ、スピーカ及びマイクロホンの
周波数特性咎により、音声信号回路の電気信号とスピー
カ音を完全に相殺することは技術的に困難であり、たと
え近似的に相殺し得ても、スピーカの音量があるレベル
まで上昇すると、そのときの周囲１騒音がスピーカ音に
よってマスキングされてしまい、その結果、マイクロホ
ンが周囲騒音を検出しにく５なって、スピーカ音量の上
昇が妨げられて音量調整が不安定になる等の難点がある
。

また、（０）の方式では、スピーカ発音中に周囲１騒音
が突発的、または定期的に変化するような場所において
は実用性が乏しく、特に音源が楽音等の連続音の場合に
はスピーカ非発音ひん度が少ないためほとんど制御不能
となる等の欠点があった。

本発明は上記諸欠点を除去するためのものであり、以下
本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。

図は不発明による自動音量調整装置の一実施例の回路を
示す。

同図において、１は例えばテレビジョン、ラジオ、テー
プレコーダ、マイクロホン等の音声信号源で、これより
出力された音声信号は前置増幅器２を経て音量調整器３
に供給され、こ５で音量調整された後電力増幅器４を経
てスピーカ５によって音声に変換されて発音される。

このスピーカ音と、そのときの周囲騒音成分との合成音
はスピーカ５の近傍に設置されたマイクロホン６によっ
て検出され、この検出信号はマイクロホン増幅器７によ
って増幅された後整流回路８に供給されて負の直流変動
出力として変換される。

また、上記電力増幅器４の出力音声信号は整流回路９に
供給されて、こ＼で正の直流変動出力として変換される
。

上記整流回路８の出力はレベル調整器１０でレベル調整
された後に、抵抗１３を介して加算増幅器１７の反転入
力に加えられ、また、整流回路９の出力はレベル調整器
１１でレベル調整された後抵抗１４を介して同様にカロ
算増幅器１７の反転入力に加えられる。

また、正の直流電源電圧十Ｂと接地間に接続されたレベ
ル調整器１２によって調整された正の直流電圧が抵抗１
５を介して同様に加算増幅器１７の反転入力に加えられ
ている。

加算増幅器１７の出力は抵抗１６を介して反転入力に接
続されると共に、アナログスイッチ１８のドレインに接
続されている。

加算増幅器１７の出力にはレベル調整器１０．１１．１
２の各出力の加算合計と抵抗１３，１４，１５．１６及
び加算増幅器１７の増幅度によって定まる出力が得られ
る。

一方、整流回路９の出力は抵抗１９及び２０によって分
圧された後抵抗２１を介してレベル比較器２２の反転入
力に加えられている。

また、正の直流電源電圧十Ｂと接地間に接続された比較
電圧調整器２３からは正の直流電圧が抵抗２４を介して
レベル比較器２２の非反転入力に印加されている。

このレベル比較器２２の出力は上記アナログスイッチ１
Ｂのゲートに接続されると共に、抵抗２５を介して積分
器２７の反転入力及びダイオード２６のカソードに接続
されている。

積分器２７の反転入力と出力間にはコンデンサ２Ｂが接
続されると共に、電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴと
いう）２９のソース及びドレインが各々接続されている
。

ＦＥＴ２９のゲートはダイオード２６のアノードに接続
されると同時に、抵抗３０を介して接地されている。

積分器２７の出力は抵抗３１を介してレベル比較器３４
の反転入力に接続され、また、このレベル比較器３４の
非反転入力には正の直流電源電圧十Ｂと接地間に接続さ
れた比較電圧調整器３３から抵抗３２を介して正の直流
電圧が印加されている。

このレベル比較器３４の出力はコンデ′ンサ３５に接続
され、コンデンサ３５の他端は抵抗３７を介して２人力
論理積否定回路（以下ＮＡＮＤという）３８の一方の人
力に接続されると共に、抵抗３６を介して正の直流電源
電圧十Ｂに接続されている。

ＮＡＮＤ３Ｂの出力はコンデンサ３９を介してインバー
タ４１の人力に接続され、また、この人力は抵抗４０−
を介して負の直流電源電圧−Ｂに接続されている。

インバータ４１の出力はＮＡＮＤ３Ｂのもう一方の人力
に接続されると共に、インバータ４２の人力に接続され
ている。

このインパーク４２の出力はアナログスイッチ４３のゲ
ートに接続され、このアナログスイッチ４３のドレイン
及びソースは抵抗２０の両端間に接続されている。

前記アナログスイッチ１８のソースは抵抗４４を介して
非反転増幅器４６の非反転入力に接続され、また、この
非反転入力はコンデンサ４５を介して接地されている。

上記非反転増幅器４６の反転入力はＦＥＴ４Ｂのソース
に接続されると共に、抵抗４７を介して接地され、この
出力はＦＥＴ４８のゲートに接続されている。

またＦＥＴ４Ｂのドレインは発光ダイオード４９のカソ
ードに接続され、この発光ダイオード４９のアノードは
正の直流電源電圧十Ｂに接続されている。

発光ダイオード４９と一体の受光素子Ｃｄ５５０は、抵
抗５１と並例に接続されると共に、その一端は前置増幅
器２の出力に接続され、その他端は電力増幅器４の入力
に接続されると共に、抵抗５２を介して接地され、これ
らＣｄ５５０、抵抗５１．５２によって音量調整器３を
構成している。

上記構成の回路において、その機能と動作について以下
説明する。

先ず、周囲騒音のない場合について考えるに、音声信号
源１からの音声信号は、前述の如く、前置増幅器２、音
量調整器３、電力増幅器４を経て整流回路９によって正
の直流変動出力として変換される。

一方、スピーカ５から発音されたスピーカ音はマイクロ
ホン６によって検出され、マイクロホン増幅器７を経て
整流回路８によって負の直流変動出力として変換される
。

こ５で、スピーカ５及びマイクロホン６の周波数特性、
スピーカ５とマイクロホン６の位置関係等を考慮して、
可聴周波数帯域内の周波数に対して整流回路９の直流出
力が整流回路８の直流出力の絶対値には＼゛等しいか、
または、それよりも犬なるようにレベル調整器１０及び
１１を調整し、かつ、スピーカ非発音時に暗騒音によっ
て整流回路８から出力される暗騒音成分による負の直流
出力とはゾ同値で正の直流電圧をレベル調整器１２によ
って与えれば、レベル調整器１０，１１．１２の出力の
加算合計は少なくとも略零または正電位となる。

一方整流回路９の出力を抵抗１９及び２０によって分圧
した正の直流電圧の最大値よりも比較電圧調整器２３の
比較電圧が高い場合には、レベル比較器２２の出力は正
電位になるからアナログスイッチ１８のゲートは正電位
となってアナログスイッチ１８のドレイン・ソース間は
導通する。

ここにおいて、非反転増幅器４６、ＦＥＴ４Ｂ、抵
抗４７は定電流回路を形威し、非反転増幅器４６の非反
転入力に印加される正の直流電圧及び抵抗４７に比例し
た電流がその負荷である発光ダイオード４９に流れる。

また、非反転増幅器４６の非反転入力に接続されている
抵抗４４及びコンデンサ４５は加算増幅器１７の変動出
力を平滑するための時定数回路である。

然るに、上述の如く、加算増幅器１７の出力は略零また
は負であるから、非反転増幅器４６の入力電圧は略零ま
たは負となって、発光ダイオード４９には電流が流れな
い。

従って、Ｃｄ５５０は抵抗変化がなく、音量調整器３の
減衰比は元の状態に保たれる。

次に、比較的低レベルの周波騒音のある場合について考
えるに、この周囲騒音成分とスピーカ音との合成音がマ
イクロホン６に入力されるため、レベル調整器１０の負
の直流出力は周囲騒音成分による分だけ大きくなる。

従って、加算増幅器１７に入力される加算合計の電圧は
周囲騒音成分による負の電圧となる。

この加算増幅器１７は反転増幅器であるから、周囲騒音
成分による負の直流電圧と加算増幅器１７の増幅度及び
抵抗１３゜１４．１５．１６によって定まる正の直流電
圧が加算増幅器１７の出力として得られる。

こへで、アナログスイッチ１８が導通している場合は、
上記加算増幅器１７の正の出力電圧はアナログスイッチ
１８を通って抵抗４４及びコンデンサ４５によって平滑
化されて非反転増幅器４６の入力に加えられる。

この入力電圧と抵抗４７に応じた直流電流が発光ダイオ
ード４９に流れ、この電流に応じてＣｄ５５０の抵抗値
が小さくなって音量調整器３の減衰比が小となる。

その結果、電力増幅器４の入力レベルが上昇し、その出
力レベルが上昇してスピーカ５の音量が増大する。

スピーカ５の音量が増大すると、勿論、マイクロホン６
に入力されるスピーカ音は増大する。

それに伴なってレベル調整器１０の負の直流出力レベル
はスピーカ音が増大した分だけ上昇するが同時に、レベ
ル調整器１１の正の直流出力レベルもスピーカ音が増大
した分だけ上昇するから、スピーカ音成分は略零となり
、スピーカ５は周囲騒音成分による音量に保たれる。

この状態において周囲騒音がなくなると、加算増幅器１
７の出力は略零となるから、アナログスイッチ１８が導
通している場合にはコンデンサ４５の両端間の電荷が抵
抗４４を通して放電されて零電位となり、元の音量に戻
る。

次に、レベルの大きな周囲騒音がマイクロホン６に入力
され、その結果、スピーカ音量が非常に増大し、それに
伴なって整流回路９の出力レベルが上昇してレベル比較
器２２の反転入力レベルが非反転入力レベルを越えた場
合を考えるに、レベル比較器２２の出力は正電位から負
電位に反転する。

それ故にアナログスイッチ１８のゲートが負電位になっ
てアナログスイッチ１８は非導通となり、コンデンサ４
５の両端間はアナログスイッチ１８が非導通になる直前
の加算増幅器１７の出力電圧に応じた電圧に保持され、
スピーカ５はその電圧に応じた大レベルの音量に保たれ
る。

もし、こへでアナログスイッチ１８がなく、加算増幅器
１７の出力と抵抗４４とが直結されている状態でスピー
カ音が大レベルになったとするとマイクロホン６は大レ
ベルのスピーカ音によって周囲騒音がマスキングされて
周囲騒音を検出しにく５なり、その結果、そのレベルに
おいては相対的に周囲騒音がない場合とはゾ同じことに
なるから、スピーカ音によって周囲騒音がマスキングさ
れない程度の音量までレベルが低下し、再び周囲騒音を
検出して音量が上昇する状態を繰り返すため、音量の上
昇下降が激しく非常に聞き苦しくなつてしまう。

アナログスイッチ１８はこのような音量調整が不安定に
なる欠点を除くために設けたものである。

然るに、大レベルの音量によってアナログスイッチ１８
が非導通状態を保持し続けてしまうと、周囲騒音レベル
が低下して加算増幅器１７の出力電圧が低下しても、加
算増幅器１７の出力が非反転増幅器４６へ人力されない
ため、スピーカの音量が低下しないことになる。

レベル比較器２２の出力以後に設けた回路は上記の欠点
を除くためのもので、次にこれらの回路について説明す
る。

レベル比較器２２の反転入力電圧が非反転入力電圧より
犬なることによってレベル比較器２２の出力が正電位か
ら負電位に反転すると、コンデンサ２８及び抵抗２５に
よる時定数をもって積分器２７が積分を開始して積分器
２７の出力は負電位から正電位に上昇する。

この積分器２７の出力電圧がレベル比較器３４の正の比
較電圧を越えると、レベル比較器３４の出力は正電位か
ら負電位に反転する。

この立下り時にコンデンサ３５及び抵抗３６．３７によ
るトリガ・パルスが発生しＮＡＮＤ３８の入力に加えら
れる。

ＮＡＮＤ３Ｂ、インパーク４１，４２、抵抗４０及びコ
ンデンサ３９は車走マルチバイブレークを構成し、上記
トリが・パルスを人力として抵抗４０及びコンデンサ３
９によって定まるパルス幅をもった正のパルスがインバ
ータ４２の出力に得られる。

この正のパルスはアナログスイッチ４３のゲートに加え
られるから、パルスが正電位の間、アナログスイッチ４
３は導通して抵抗２０を短絡させる。

こ＼で、抵抗１９は抵抗２０が短絡しても整流回路９の
出力に影響を与えないような値に選定しである。

上記抵抗２０が短絡すると、レベル比較器２２の反転入
力ははゾ零電位になるから、レベル比較器２２の出力は
負電位から正電位に反転する。

従って、上記パルスが正電位の期間にアナログスイッチ
１Ｂは導通する。

また、上記レベル比較器２２の出力が負電位から正電位
に反転すると、ダイオード２６は逆バイアスされて非導
通となるから、ＦＥＴ２９のゲート電圧は負電位から零
電位になり、ＦＥＴ２９のドレイン・ソース間は非導通
状態から導通状態に変わる。

従って、コンデンサ２８の電荷はＦＥＴ２９のドレイン
・ソースを通して放電され、積分器２７の出力は負電位
になって積分器２７はリセットされる。

以上の動作はレベル比較器２２の反転入力電圧が非反転
入力電圧より高いとき周期的に繰り返す。

この繰り返し周期に対して上記パルス幅は充分小さく設
定しである。

上記パルスが発生する毎にアナログスイッチ１８は導通
するから、加算増幅器１７の出力の状態を一定周期をも
って短時間、繰り返し監視することになり、アナログス
イッチ１８が導通する間に加算増幅器１７の出力に応じ
て上記設定電流回路を制御する。

また、上記パルスのパルス幅は抵抗４４及びコンデンサ
４５よりなる時定数に比して充分小となるように設定し
であるから、コンデンサ４５の両端間の電位は急激に変
化することがない。

従って、上記定電流回路の負荷である発光ダイオード４
９に流れる電流も急激な変化をしないから、音量調整器
３の変化はゆるやかになり、マスキング現象を緩和でき
、その結果、音量調整に不自然さがなくなる。

また、音量調整器としては発光ダイオード等の発光体と
ＣｄＳ等の受光素子とよりなる、例えばフォトカブラの
他にトランジスタ等の電圧によって入力音声信号を可変
にできる全ての音量調整器が使用できることは言うまで
もない。

上述の如く、本発明による自動音量調整装置は音量調整
器の出力側音声信号より変換した直流変動出力とスピー
カ音及び周囲騒音よりなる合成音から変換した直流変動
出力とを各々減算してスピーカ音成分を略零として、こ
の減算出力によって上記音声信号の音量を調整し、また
、上記音量調整器の出力側音声信号より変換した直流変
動出力のレベルの大小をレベル比較器によって比較し、
この直流変動出力の犬なるレベル時に、上記レベル比較
器により、上記減算出力を記憶保持すると同時に、一定
周期をもって一定時間繰り返して上記記憶保持機能を解
除し、上記減算出力によって音声信号の音量を調整する
ようにしたものである。

従って、本発明によれば、周囲騒音成分の低レベル時は
勿論、高レベル時においてもスピーカ音によって周囲騒
音がマスキングされる欠点がなく信頼性のある自動音量
調整装置を得ることができ非常に実用性の高いものとな
る。

【図面の簡単な説明】

図は本発明による自動音量調整装置の一実施例の回路図
である。１・・・音声信号源、２・・・前置増幅器、３・・・音
量調整器、４・・・電力増幅器、５・・・スピーカ、６
・・・マイクロホン、７・・・マイクロホン増幅器、８
，９・・・整流回路、１０，１１．１２・・・レベル調
整器、１７・・・加算増幅器、１８．４３・・・アナロ
グスイッチ、２２．３４・・・レベル比較器、２３、
３３・・・比較電圧調整器、２６・・・ダイオード、２
７・・・積分器、２９、４８・・・電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）、３８・・・論理積否定回路（ＮＡＮＤ
）、４１．４２・・・インパーク、４９・・・発光ダ
イオード、５０・・・ＣｄＳ。

Claims

【特許請求の範囲】

１周囲騒音レベルに従ってスピーカより発音される音
量を自動的に調整する装置において、音量調整器の出力
側音声信号より変換した信号と、スピーカ音及び周囲騒
音よりなる合成音より変換した信号との間で減算を行な
ってスピーカ音成分を略零とした減算出力を得る減算手
段と、前記音量調整器の出力側音声信号より変換した信
号のレベルの大小を比較する手段と、前記音声信号より
変換した信号の大レベル時に上記レベル比較手段の出力
により、上記減算手段の出力を記憶保持する手段と、上
記音声信号より変換した信号の大レベル時に、一定周期
をもって一定時間繰り返して前記の記憶保持機能を解除
する手段と、上記減算手段の出力により、上記音声信号
の音量を調整する手段とよりなることを特徴とする自動
音量調整装置。