JPS5824217A - 表面音響波フイルタ用インピ−ダンス変換回路網 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 とその駆動用増幅器の出力との間に結合されたインピー
ダンス変換回路網に関するものである。

一般にＳＡＷフィルタは基板の表面上に形成された入力
および出カドランスジューサをもっている。

各トランスジューサは、間挿関係にある歯をもった２個
のくし形電極を具えている。入カドランスジューサに供
給される入力電圧に応答して、その入カドランスジュー
サから音響波が送り出され、その音響波は基板の表面に
沿って伝播し、出カドランスジューサによって受信され
、出力電圧に変換される。ＳＡＷフィルタの周波数応答
性は、対をなす隣接する歯の数、それらの間隔、および
重なり程度を選択することによって決定される。ＳＡＷ
フィルタは集積回路技術によって作ることができるので
、同等の個別素子によるフィルタに比して極めて簡単で
、しかも遥かに安価に提供することができる。従って、
このＳＡＷフィルタはテレビジョン受像機のよう々大衆
消費者用の製品に広く使用される。代表例として、受像
機の中間周波増幅段に適用して、そのＩＰ段に所定の通
過帯域をもった周波数応答特性を与えることができる。

ＳＡＷフィルタは上述のような利点をもっているが、入
カドランスジューサによって送出される表面音響波の一
部は出カドランスジューサから反射されて所謂２重通過
波が生成され、さらにこの２重通過波の一部は入カドラ
ンスジューサで再度反射されて３重通過波が生成される
。入カドランスジューサと出カドランスジューサ間でさ
らに高次の反射が起る可能性もある。各反射波は受信ト
ランスジューサによってその波の大きさに相当する電圧
に変換される。テレビジョン受像機テは、受信された反
射波に応答して出カドランスジューサによって発生され
た遅延電圧は、工Ｆ信号から取出されたビデオ信号中に
現われ、それによって映像管で表示された映像中にそれ
がゴーストとなって現われる。各連続する反射波は前の
反射波に比して減衰するので、３重通過波に応答する電
圧が最も顕著に現われる。

音響波の反射を禁止し、対応する電圧の振幅を減衰させ
るための多くの技術が知られている。最もよく使用され
る方法は、ＳＡｗフィルタに付帯す　　　する損失を増
大させる方法である。これは、ＳＡｗフィルタに関連す
る入力および出力回路のインピーダンスとＳＡＷフィル
タの対応するインピーダンスとを不整合状態とすること
によって実現できる。

主および反射波から取出される電圧の振幅は共に減衰す
るけれども、反射波から取出される電圧の振幅は一般に
主伝送波に対応する電圧よりもはるかに小さいので、損
失による減衰は、主伝送波から生成される映像を乱すよ
りも反射波による可視効果を減衰させるというより大き
な効果が得られる。通常、主信号の減衰はＳＡＷフィル
タに先行する増幅器によって補償される。

１９８１年６月２日付の米国特許第４，２７１，４３３
号明細書中にはテレビジョン受像機のＩＦ段で使用され
るＳＡＷフィルタ用の駆動増幅器について開示されてい
る。増幅器の出力と入力との間にその出力インピーダン
スを減少させるだめの負帰還路が接続されており、それ
によって２重通過波あるいはより高次の偶数次通過波か
ら取出される電圧の減衰度を大きくしている。特にこの
構成では、コレクターペース間に接続された帰還抵抗器
を有する共通エミッタ増幅器として接続されたトランジ
スタを含んでいる。トランジスタのコレクタと、ＡＣ信
号接地点としても働く電源電圧接続点との間にインダク
タが接続されており、このインダクタはＳＡＷフィルタ
の入力容量と共に所望のｒｒ通過帯域応答特性の中心周
波数、例えば４４ＭＨｚでＳＡＷフィルタの入力容量を
実効的に打消している。トランジスタに対する負荷抵抗
器がＳＡＷフィルタの入力と交流（ＡＣ）信号接地点と
の間に接続されている。

この形式あるいはこれと同様な形式のＳＡＷ駆動増幅器
の出力は、通常ＩＰ通過帯域で無視し得るインピーダン
スを示すのに充分な大きさに選定された直流（ＤＣ）阻
止キャパシタによってＳＡＷフィルタの入力に結合され
ている。前述の米国特許明細書に示されている装置では
、Ｉ２通過帯域の中心周波数は４４ＭＨｚであり、ＤＣ
阻止キャパシタの値は１ｏｏｏ　ｐＦあるいはそれ以上
の値に選ばれている。ＳＡＷ装置は容量性であるので、
理想的にはこのようなりＣ阻止キャパシタは不要で、理
論的には導体によって置き換えることができる。しかし
ながら実際には、入カドランスジューサの２個のくし形
電極間にＤＣ電圧が印加されるのを阻止するためにＤＣ
阻止キャパシタが使用される。

従って、このような駆動装置では、出力トランジスタの
負荷抵抗器および電流供給能力はＳＡＷフィルタの入カ
ドランスジューサに供給される電圧を決定し、増幅器の
出力インピーダンスと並列に接続された負荷抵抗器が２
重通過波信号が供給されるインピーダンスを決定し、従
って、それの大きさが減衰される。通常のＳＡＷフィル
タは電圧応答装置であるので、大きな電流供給能力を持
つ高価な出力トランジスタを使用する必要がないように
するために、負荷抵抗器としては比較的大きな値のもの
を使用すべきである。ＳＡＷフィルタに所望の入力電圧
を供給するためには比較的大きな値の負荷抵抗器を使用
することが望ましいが、これに反して２重通過信号の減
衰を大きくするためには負荷抵抗器の値を比較的小さく
することが望ましい。

〈発明の概説〉 上述の形式のＳＡＷ駆動回路では、ＤＣ阻止キャパシタ
は回路のＡＣ動作には何らの重要な影響をも与えない。

この発明によれば、ＳＡｗフィルタ用で、入力信号を受
信するための２個の入力端子が設けられており、その一
方はＡＣ接地点に接続されている。また出力信号が発生
する２個の出力端子が設けられている。さらに入力信号
を受信するための入力端子および出力信号が発生する出
力端子を有する増幅器と、増幅器の出力端子とＡＣ接地
点との間に接続されたインダクタと、増幅器の出力端子
とＳＡＷヲィルタの入力端子との間に接続されたキャパ
シタと、ＳＡｗ装置の入力端子とＡＣ接地点との間に接
続された抵抗器とが設けられている。そしてキャパシタ
の値は駆動装置のＡＣ動作に実質的な影響を与え、また
特にインダク力および抵抗器と組合わせて、増幅器に対
する実効負荷インピーダンスを大きくシ、駆動回路の実
効出力インピーダンスを低下させるのに充分低い値に選
定されている。特にキャパシタはＳＡＷフィルタの入力
キャパシタと同程度のオーダを持つように選定されるこ
とが望ましく、好ましくは入力容量の５倍以下であるべ
きである。その結果、この発明の駆動回路では、キャパ
シタは、インダクタとキャパシタとの直列回路およびＳ
ＡＷフィルタの入力容量を含む並列同調回路の共振周波
数に実質的な影響を与える。代表的なＳＡＷフィルタの
入力容量は５０１ｉ’ｆ以下であるので、もしキャパシ
タが通常使用されるような直流阻止キャパシタの値、例
えば約１０００Ｐｆの値を持っておれば、そのキャパシ
タは並列共振に実質的に影響を与えないことに注意する
必要がある。実際にはキャパシタおよびインダクタの値
は、（１）インダクタとキャパシタは、所望の通過帯域
に充分に近い周波数で共振し、その共振回路の両端間に
供給される通過帯域内にある２重通過信号を減衰させる
直列共振回路を構成し、（２）インダクタ、キャパシタ
、およびＳＡＷフィルタの入力容量は増幅器の出力端子
とＡＣ信号接地点との間に所望の通過帯域内にある周波
数で共振し、増幅器の実効負荷インピーダンスを増加さ
せる並列共振回路を形成するように選定されている。イ
ンピーダンス変換回路網を使用することによって、比較
的小さな電流供給能力を有し従って安価な出力トランジ
スタを使用することができ、同時に２重通過信号が供給
される並列インピーダンスを小さくシ、それによって２
重通過信号の減衰を大きくすることができる。

この発明の別の特徴として、先に示した米国特許の装置
と同様に、増幅器はその出力端子と入力端子との間に結
合された負帰還回路網を含むように構成されている。ま
た、この発明のインピーダンス変換回路網は、２重通過
信号が供給される５ＡＩＩＩフイルタの入力端子とＡＣ
信号接地点との間の駆動回路の出力インピーダンスを、
インダクタとキャパシタを含む直列共振回路のみによる
場合よりも低くできることが判った。

〈発明の実施例の説明〉 以下、この発明を添付の図面を参照しつ＼詳細に説明す
る。

第１図の回路素子の値は、抵抗器については、コトワり
のない限りその値はすべてオームを表わすものであり、
キロオームに対してはに１マイクロフアラツドについて
はμｆ１　ピコファラッドについてはＰｆ、マイクロヘ
ンリについてはμｈで示す。

第１図に示すテレビジョン受像機において、チューナｌ
から供給されるＩＰ倍信号入力フィルタ３で濾波される
。フィルタ３の出力信号は、Ｉ２通過帯域において無視
し得るインピーダンスを持つように選定された値をもつ
直流阻止キャパシタＣｎＯを経て増幅器７の入力端子５
に供給される。

増幅器７の出力信号はその出力端子９に発生し、インピ
ーダンス変換回路網１１を経てＳＡＷフィルタ１５の入
力端子１３ｇに供給される。出力端子１７ａに発生する
ＳＡＷフィルタ１５の出力信号はＩＰ段１９に供給され
る。ＩＦ段１９はＩＰ信号中のビデオ成分、クロミナン
ス成分、音声成分および同期成分を検出し、これらを信
号処理回路２１の各部分に供給する。

ＳＡＷフィルタ１５は、例えばタンタル酸リチウム（Ｌ
ｉＴ’ａＯｓ）からなる圧電基板の表面上に形成された
入カドランスジューサ２３および出カドランスジューサ
２５からなる。各トランスジューサ２３．２５は間挿関
係に配置された２個のくし形電極をもっている。入カド
ランスジューサ２３の電極の１つは入力端子１３ａに接
続され、入カドランスジューサ２３の入力電極の他方は
ＡＣ接地点に接続された入力端子１３Ｂに接続されてい
る。出カドランスジューサ２５の２個の電極は出力端子
１７．および１７ｂに接続されている。トランスジュー
サ２３．２５の各々の対をなす歯の数、間隔、重なり量
は、ＩＰ帯域通過特性の周波数応答性を整形するのに適
した所望の帯域通過特性が得られるように選定される。

東芝製ノＦ１０３２Ｕ　ＳＡＷ装置１ｄ　ＳＡＷ　７　
イ／Ｉ／　ｐ　１５として使用するのに適している。Ｉ
Ｐ段２１中の個別素子からなるフィルタと同様に個別素
子からなる入　　１カフイルタ３もまたＩＰ帯域通過特
性の応答性を整形する。例えば、入力フィルタ３は、４
７．２５ＭＨｚに発生する隣接チャンネルの音声成分（
一般に隣接チャンネル音声信号と称される）を除くだめ
の同調回路を含んでいる。このような入力フィルタは前
述の米国特許明細書中に述べられている。アメリカ合衆
国で採用されている受像機に与えられる帯域通過応答特
性は第２図の特性Ａに示されている。

ＳＡＷフィルタ１５の入力端子１３ａと！３ｂとの間に
発生した電圧は入カドランスジューサ２３によって音響
波に変換され、これは基板２７の表面に沿って出カドラ
ンスジューサ２５に伝送される。受信された音響波は出
力端子１７ａと１７ｂとの間に発生する電圧に変換され
る。前述のように、残念ながらトランスジューサ２５で
受信された音響波の一部はこの出カドランスジューサ２
５で反射されて入カドランスジューサ２５で受信される
。この反射された音響波は、前述のように２重通過信号
と称され、この信号はその大きさに対応する電圧に変換
される。

出カドランスジューサ２５から反射され、入カドランス
ジューサ２３によって受信された音響波の一部はこの入
力トランスジューサで再度反射され、出カドランスジュ
ーサ２５で受信され、る。この音響波は３重通過信号と
称され、この信号もその大きさに相当する電圧に変換さ
れる。この３重通過信号は、入カドランスジューサ２３
から出カドランスジューサ２５へ伝送された一次伝送波
から取出された主信号に対して時間的に遅れているので
、この３重通過信号はテレビジョン受像機の映像管によ
って再生される像にゴーストを生じさせる。

増幅器７は共通エミッタ増幅器として構成されたＮＰＮ
）ランジスタ３１を持っている。トランジスタ３１のエ
ミッタは直列に接続された抵抗器Ｒ１１およびＲＩＩ２
を経て信号接地点に接続されている。

トランジスタ３１のベースはフィルタ３の出力信号を受
信するように入力端子５に接続されている。

ベースと信号接地点との間には抵抗器ＲＢが接続されて
いる。トランジスタ３１のコレクタは出力端子９に接続
されており、この出力端子は次いでインピーダンス変換
回路網１１に接続されている。トランジスタ３１のコレ
クタにおける増幅器７の出力は抵抗器ＲＰを経てトラン
ジスタ３１のベースである増幅器７の入力に接続されて
いる。

抵抗器ＲＢとＲＦはトランジスタ３１のベース電極にお
けるバイアス電圧を設定する。抵抗器ＲＫ＋とＲＩ８２
はトランジスタ３１のエミッタ電極におけるバイアス電
圧を設定する。抵抗器ＲＫ２は、Ｉ２通過帯域ニオいて
無視し得るインピーダンスを持ったバイパス用キャパシ
タＣＢによって信号接地点へ側路されている。トランジ
スタ３１のベースとエミッタとの間の負帰還を与える抵
抗器Ｒｎ＋は、増幅器７の利得を制御して、これが過負
荷状態になるのを防止するようにその値が選択されてい
る。抵抗器ＲＦは増幅器マの出力と入力との間に負帰還
を与えるものである。この負帰還増幅器７の入力インピ
ーダンスを、例えば５０オ一ム程度の入力フィルタ３の
出力インピーダンスとより一層整合させるように低くす
る。抵抗器ＲＦによって与えられる負帰還は出力端子９
に現われる増幅器７の出力インピーダンスをも低下させ
る。２重通過信号はこの出力インピーダンスの両端間に
結合されるので、この２重通過信号は帰還抵抗器ＲＰが
存在しない場合に受けるよシもより大きな減衰を受ける
。

インピーダンス変換回路網１１は、増幅器７に対して比
較的高い負荷インピーダンスを与え、またＳＡＷフィル
タ１５の入力端子１３ａとＡＣ信号接地点との間に比較
的低い出力インピーダンスを与える。

その結果、トランジスタ３１によって供給する必要のあ
る電流は小さくてすみ、また２重通過信号の減衰度は以
下に説明するようにインピーダンス変換回路網１１を含
まない同様な回路に比して大きくなる。

インピーダンス変換回路網１１は出力端子９と、電源電
圧Ｂ＋が供給される端子３３との間に結合されたインダ
クタＬを含んでいる。フィルタ回路網３５は、インダク
タＬと直列に接続された抵抗器３７と、インダクタＬと
抵抗器３７との接続点とＡＣ信号接地点との間に接続さ
れたキャパシタ３９とからなり、電源電圧”から”°成
分を除去するように働く・　　　　　１キヤパシタ３９
の値は比較的大きな値をもっており、それによってＩＰ
通過帯域ではそのインピーダンスを無視することができ
る。実際にはインダクタＬはトランジスタ３１のコレク
タとＡＣ信号接地点との間に接続される。インピーダン
ス変換回路網１１の残りの部分は、出力端子９とＳＡＷ
フィルタ１５の入力端子１３ａとの間に接続されたキャ
パシタＣと、ＳＡＷフィルタ１５の入力端子１３ａとＡ
Ｃ信号接地点との間に接続された抵抗器ＲＬを含んでい
る。

増幅器７、インダクタＬ１キャパシタＣ１抵抗器ＲＬお
よび５ＡＷ１５の回路の位相（トポロジー）は前述の米
国特許明細書に示されているものと実質的に同じである
。しかし々から、前記米国特許に示されている装置にお
いては、Ｃに相当するキャパシタの値は、例えば１００
０Ｐｆ以上の比較的大きな値をもった本来の阻止キャパ
シタとしての値であるべきである。そのためｒｐ通過帯
域ではそのインピーダンスは無視し得る。従って、前記
米国特許に示されている技術に従って、ＳＡＷフィルタ
１５に対するＤＣ電圧の印加を阻止するための実際上の
必要がなければ、キャパシタＣを導線に置き換えること
ができる。

前述の米国特許の回路ではインダクタＬは、ＳＡｗフィ
ルタ１５の入力端子１３ａとＡＣ信号接地点との間に現
われる実効容量Ｃ８と並列共振回路を構成し、ＩＦ通過
帯域の実質的に中心周波数、例えばアメリカ合衆国の標
準方式では４４ＭＨｚに共振するように選定されている
。このインダクタＬは、ＳＡＷフィルタ１５の入力容量
ＣＢの効果を実効的に打消すことを目的として選定され
る。

この発明の回路では、キャパシタＣは、工Ｆ通過帯域に
おいて増幅器７の出力端子９とＳＡＷフィルタ１５の入
力端子１３ａとの間で双方向インピーダンス変換を与え
るのに有効なインピーダンスを呈するような値となるよ
うに選択される。特にキャパシタＣの値はＳＡＷフィル
タ１５の入力容量ＣＢと同じオーダの大きさとなるよう
に選定されており、インダクタＬと、キャパシタＣとＣ
ｓとの直列回路とからなる並列共振回路の共振に影響を
与える。

特にＣ，！：Ｉ、の値は、（Ｉ］Ｌと、Ｃと０８の直列
回路との並列共振回路がＩＦ通過帯域、特にその中心周
波数、例えば４４ＭＨｚで共振し、（２）キャパシタＣ
とインダクタＬはＩＰ通過帯域に充分に近い周波数で共
振する直列共振回路を構成し、ＳＡＷフィルタ１５によ
って生成される２重通過信号が供給される入力端子１３
ａとＡＣ信号接地点との間の出力インピーダンスを減少
させるように選定されている。

キャパシタＣの値を０日の値の５倍あるいはそれ以下の
値に選定すると好ましい結果の得られることが判った。

直列共振回路によって与えられる共振周波数（すなわち
０出力周波数）は、２．ｒｆＳＬＣｚに等しいかそれ以
上であることが望ましい。

次に動作を説明する。ＳＡＷフィルタ１５によって入力
端子１３ａとＡＣ信号接地点との間に発生する２重通過
信号は、抵抗器Ｒｒ、キャパシタＣとインダクタＬとか
らなる直列共振回路、増幅器７の出゛力端子９に現われ
る増幅器７の出力インピーダンスとからなる駆動回路の
出力インピーダンスに供給される。従って、キャパシタ
ＣとインダクタＬとからなる直列共振回路の共振点では
、２重通過信号は無視できるインピーダンスを通してＡ
・Ｃ信号接地点に側路されることが認められる。ＩＰ通
過帯域における駆動回路の出力インピーダンスの減少は
、第２図の特性Ｂ、！：Ｃによって示されるようにＬと
Ｃの共振周波数（すなわち０出力周波数）がＩＦ通過帯
域によシ近くなればより一層顕著に現われる。従って、
直列共振がＩＦ通過帯域のすぐ下の３９ＭＨｚで現われ
るようにＬとＣの値を選択することによって顕著な効果
が得られる。しかしながら、４４ＭＨｚの中心周波数に
比べて、通過帯域からや＼離れた共振点、例えば１８Ｍ
Ｈｚで共振するようにＬとＣの値を選ぶことによって響
異的な効果が得られる。これは以下に述べるインピーダ
ンス変換回路網の他の特徴によるものである。

インピーダンス変換回路網１１は、端子１３ａＫおける
出力インピーダンスを低下させるのみならず、増幅器フ
の実効負荷インピーダンスを増加させる作用も具えてい
る。第２図の特性りは負荷インピーダンスの周波数応答
性を示している。これは２つの点で好ましいものである
。第１に、キャパシ　　　ｉりＣがＩＰ通過帯域におい
て無視し得るインピーダンスを持つ単なるＤＣ阻止キャ
パシタである回路に比して、トランジスタ３１が駆動し
なければならない実効負荷を増加させる値のものである
と、所定の′ＲＬの値でＳＡＷフィルタ１５とＡＣ信号
接地点との間にトランジスタ３１が同じ駆動電圧を発生
させるだめに供給する必要のある電流を減少させること
ができる。その結果、トランジスタ３１として、キャパ
シタＣとして単なる直流阻止キャパシタを使用した駆動
回路で使用されるトランジスタより安価なものを使用す
ることができる。

キャパシタＣが単にＩ−Ｆ通過帯域において無視し得る
インピーダンスを持つＤＣ阻止キャパシタとして働く駆
動回路において、単にＲｒ、の値を大きくすることによ
って、あるいはそれを省くことによって上記と同じよう
な結果が得られると考えられるかも知れない。しかしな
がら、ＲＬをこのように選定すると、２Ｍ通過信号の振
幅を逆に大きくする。従って、この発明の回路において
、より小さい電力のみを供給することのできるトランジ
スタは、３重通過信号の振幅を小さな値に維持する目的
と矛盾しないように選定される。

抵抗器ＲＬは、Ｌｌ　ＣおよびＣ８を含む並列共振回路
の共振の税さくすなわちＱ）を低下させるので、ＩＦ通
過帯域における増幅器７の実効負荷インピーダンスの周
波数応答特性を平らにすることができ、この点でも抵抗
器Ｒｒ＋が存在することが望ましい。さらに、ＳＡＷ装
置の入力インピーダンスは、例えば数千オーム程度と比
較的高くなり勝ちであるので、抵抗器ＲＬが存在しない
と実功負荷インピーダンスは非常に高くなり、増幅器７
は発振する。

さらに加えて抵抗器Ｒｒ、はＲＡＷフィルタ１５の入力
インピーダンスの変動の影響を小さくする作用もある。

第２として、低電力による駆動が可能に・なり、従って
安価なトランジスタを使用することができ、キャパシタ
Ｃの値をインピーダンス変換回路網１１に対するＣｓの
大きさと同程度に小さくすることができるという前述の
効果よりもさらに顕著な効果として、ＬとＣの直列共振
周波数、すなわち直列共振による０出力周波数がＩＰ通
過帯域から多少ずれても、例えば上述のように４４ＭＨ
２（Ｄ　中心周波数に対して１８ＭＨｚとなっても、２
重通過信号の振幅を減少させることができる。これは、
前述のように、増幅器マが与える実効負荷が大きくなる
だめであると信じられている。これは直ちに増幅器７の
順方向利得を大きくするようにも作用する。

帰還をもった増幅器の出力インピーダンスを決定する周
知の帰還に関する式により、 ＺｏｕＴ’＝− １＋βＡ となる。こ＼で、Ｚ　ｏ　ｕ　Ｔ’は負帰還を伴った出
力インピーダンスＮ　Ｚ　ｏｕ　Ｔは帰還のない場合の
出力インピーダンス、βは帰還率、Ａは順方向利得で、
Ａヲ大きくすることによって出力インピーダンスＺｏｕ
Ｔ’は小さくなる。従って、回路網１１によって与えら
れるインピーダンス変換は、次の２つのメカニズムによ
って２重通過信号の減衰を大きくすることができる。そ
のメカニズムは、（ｌ］ｓＡｗフィルタ１５の入力端子
１３に、ＩＰ通過帯域に充分に近い周波数で共振する直
列共振回路が生成され、それによって２重通過信号を実
効的に側路する、（２）増幅器７の順方向利得を大きく
シ、それによってその出力インピーダンスを低下させる
、の２点である。

抵抗器ＲＬの位置は重要である。株式会社村田製作所発
行の「テレビジョン用表面音響波フィルタ＋’？ニュア
ル（５ｕｒｆａ６ｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ　Ｆ
ｉｌｔ＠ｒＭａｎｕａｌ　ｆｏｒ　ＴＶ　Ａｐｐｌｉｃ
ａｔｉｏｎ　）　Ｊの特に第１４頁および第１５頁に示
されているように、抵抗器ＲＬをキャパシタＣの後のＳ
ＡＷフィルタ１５の入力端子１３ａではなく、トランジ
スタ３１のコレクタすなわち増幅器マの出力端子に直接
接続されると、インダクタＬおよびキャパシタＣによっ
て与えられるインピーダンス変換が抵抗器Ｒ＋−によっ
て乱される。特に上記の抵抗器ＲＬが増幅器７の出力端
子に直接接続される構成では、本願発明による回路に比
して抵抗器ＲＬによって増幅器７の実効負荷インピーダ
ンスが低下させられ、２重通過信号が供給されるＳＡＷ
フィル、り１５＠入力端子１３と信号接地点との間に接
続される出力インピーダンスが高くなる。村田製作所の
マニュアルの第２１および２２頁に示されているように
、もし抵抗器ＲＬを省略した場合も上記のような負荷イ
ンピーダンスの低下、出力インピーダンスが高くなると
いう現象が生ずる。

次の表は第１図に示す回路において、Ｃとして１０００
ＰｆおよびＣ８と同じオーダの各種の値のキャパシタを
使用した場合の出力インピーダンスを示す。この回路で
は、ＣＢの値がはｔ　１６Ｐｆの東芝製Ｆ１０３２Ｕ　
ＳＡＷフィルタを使用した。

８２Ｐｆ（５Ｃａ＝８０）　　に最も近い容易に実現で
きるキャパシタ　でも、約１８ＭＨｚでＬと直列共振し
、出力インピーダンスは単に１８ＭＨ２で０出力周波数
になることにより期待される以上に低くなる。４４ＭＨ
ｚでは１ｏＯＰｆ　と８２Ｐｆ　　との間の出力インピ
ーダンスの低下は約ｌＯパーセントであるが、この程度
のインピーダンスの低下でも１ｏ００Ｐｆの回路に比し
て２重通過信号の振幅を有効に減少させることができる
。

勿論、２重通過信号の減衰は、映像搬送波あるいは少な
くともＩＦ通過帯域の中心周波数、例えば４４ＭＨｚで
最大になることが望ましい。しかしながら、ＬとＣとか
らなる直列共振回路の共振周波中心周波数にえることは
できない。それでもＣを５Ｃｓにはゾ等しいかそれ以下
の値に設定することによりＩＦ通過帯域における２重通
過信号を減衰させることができる。これは、少なくとも
例えば４２．１重７ＭＨｚで生ずるカラー搬送波周波数
で発生する２重通過信号成分を減衰させるので、望まし
い特性と言える。

【図面の簡単な説明】

第１図はテレビジョン受像機のＩＦ段に使用されたこの
発明の装置の実施例を一部をブロックの形で残部を回路
図の形で示した図、 第２図はこの発明の装置の動作を説明するのに有効な各
種の周波数応答特性を示す図である。 ５・・・入力端子、７・・・増幅器、９・・・出力端子
、１１・・・インピーダンス変換手段、１３ａ、　　１
３ｂ・・・入力端子、１５・・・表面音響波フィルタ、
１７ａ、、　　１７ｂ・・・出力端子、Ｃ・・・キャパ
シタ、Ｌ・・・インダクタ、ＲＬ・・・抵抗器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ｆｊ）　　入力信号が供給される入力端子と、出力信号
   が発生する出力端子とを有する増幅器と、第１および第
   ２の入力端子と、出力端子とを有し、上記第１の入力端
   子と第２の入力端子との間に入力信号が供給され、第２
   の入力端子は交流信号接地電位点に接続されており、上
   記出力端子に出力信号が発生し、上記入力信１号を濾波
   して上記出力信号を生成する所定の帯域通過濾波特性を
   有し、上記入力端子間に容量ＣＢを有する表面波装置と
   、 上記増幅器の出力端子と上記表面波装置の上記第１の入
   力端子との間に結合されたインピーダンス変換手段とか
   らなシ、 上記インピーダンス変換手段は、上記増幅器の出力端子
   と交流信号接地電位点との間に接続されたインダクタン
   スＬのインダクタと、容量Ｃをもつキャパシタであって
   、このキャパシタと上記容量Ｃｓとの直列組合せからな
   る実効容量Ｃｚが上記増幅器の出力端子と上記表面波装
   置の上記入力端子との間に接続された上記キャパシタと
   かなり異った値となるように選定された上記キャパシタ
   と、上記表面波装置の入力端子と交流接地電位点との間
   に何らの中間素子をも介在させることなく直接接続され
   た抵抗器とからなり、 上記実効容量ＣＲと上記インダクタとは、上記増幅器の
   出力端子と交流信号接地点との間に上記帯域通過フィル
   タの通過帯域内で共振周波数を有する並列共振回路を形
   成する、 表面音響波フィルタ用インピーダンス変換回路網。