JPH1127936A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JPH1127936A JPH1127936A JP9182048A JP18204897A JPH1127936A JP H1127936 A JPH1127936 A JP H1127936A JP 9182048 A JP9182048 A JP 9182048A JP 18204897 A JP18204897 A JP 18204897A JP H1127936 A JPH1127936 A JP H1127936A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
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- Stand-By Power Supply Arrangements (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷の変動に拘らず常に高効率で動作でき、
電力の無駄使いを防ぐことができるようにする。 【解決手段】 負荷に印加される出力電圧を安定化する
ためのスイッチング回路部２１，２２として電流に対す
る効率の異なる複数系統を設ける。また、負荷に供給さ
れる電流値を検出する電流値検出部２３を設ける。そし
て、この電流値検出部２３により検出された電流値に応
じて複数系統のスイッチング回路部２１，２２のなかか
ら最も効率のよいスイッチオン時間の１系統を選択して
動作させる。
電力の無駄使いを防ぐことができるようにする。 【解決手段】 負荷に印加される出力電圧を安定化する
ためのスイッチング回路部２１，２２として電流に対す
る効率の異なる複数系統を設ける。また、負荷に供給さ
れる電流値を検出する電流値検出部２３を設ける。そし
て、この電流値検出部２３により検出された電流値に応
じて複数系統のスイッチング回路部２１，２２のなかか
ら最も効率のよいスイッチオン時間の１系統を選択して
動作させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
に関わり、特に負荷変動を生じる機器に電源を供給する
スイッチング電源に関する。
に関わり、特に負荷変動を生じる機器に電源を供給する
スイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のスイッチング電源の回路構成の概
略を図４に示す。このスイッチング電源は、交流電源１
から例えば電源電圧＋２４ボルトの出力電源ａと例えば
電源電圧＋５ボルトの出力電源ｂの２出力をそれぞれ負
荷Ｒ１，Ｒ２に供給するものである。図示するように、
交流電源１を入力し全波整流する整流ダイオードブリッ
ジ回路２の両出力端子間に１次側電解コンデンサ３を接
続し、この１次側電解コンデンサ３の両端子間に電界効
果トランジスタからなる１次側スイッチング素子４を介
してトランス５の１次巻線５ａを接続している。
略を図４に示す。このスイッチング電源は、交流電源１
から例えば電源電圧＋２４ボルトの出力電源ａと例えば
電源電圧＋５ボルトの出力電源ｂの２出力をそれぞれ負
荷Ｒ１，Ｒ２に供給するものである。図示するように、
交流電源１を入力し全波整流する整流ダイオードブリッ
ジ回路２の両出力端子間に１次側電解コンデンサ３を接
続し、この１次側電解コンデンサ３の両端子間に電界効
果トランジスタからなる１次側スイッチング素子４を介
してトランス５の１次巻線５ａを接続している。
【０００３】そして、前記トランス５の２次巻線５ｂに
ダイオードからなる整流回路６を介して第１の２次側電
解コンデンサ７を接続し、この２次側電解コンデンサ７
の両端子間を前記出力電源ａとしている。また、前記ト
ランス５の２次巻線５ｂに前記整流回路６を介してＰＮ
Ｐ型トランジスタからなる２次側スイッチング素子８と
チョークコイル９と第２の２次側電解コンデンサ１０と
の直列回路を接続し、この第２の２次側電解コンデンサ
１０の両端子間を前記出力電源ｂとしている。
ダイオードからなる整流回路６を介して第１の２次側電
解コンデンサ７を接続し、この２次側電解コンデンサ７
の両端子間を前記出力電源ａとしている。また、前記ト
ランス５の２次巻線５ｂに前記整流回路６を介してＰＮ
Ｐ型トランジスタからなる２次側スイッチング素子８と
チョークコイル９と第２の２次側電解コンデンサ１０と
の直列回路を接続し、この第２の２次側電解コンデンサ
１０の両端子間を前記出力電源ｂとしている。
【０００４】前記１次側スイッチング素子４は、１次側
パルス幅変調（ＰＷＭ）制御回路１１によってスイッチ
オン，オフ時間が制御される。１次側パルス幅変調制御
回路１１は、図示しない帰還回路を介して取込んだ出力
電源ａの出力電圧により前記１次側スイッチング素子４
のスイッチオン，オフを切換える信号のパルス幅を変調
して、出力電源ａの出力電圧を安定化するものである。
また、前記２次側スイッチング素子８は、２次側パルス
幅変調制御回路１２によりスイッチオン，オフ時間が制
御される。２次側パルス幅変調制御回路１２は、図示し
ない帰還回路を介してフィードバックされた出力電源ｂ
の出力電圧により前記２次側スイッチング素子８のスイ
ッチオン，オフを切換える信号のパルス幅を変調して、
出力電源ｂの出力電圧を安定化している。
パルス幅変調（ＰＷＭ）制御回路１１によってスイッチ
オン，オフ時間が制御される。１次側パルス幅変調制御
回路１１は、図示しない帰還回路を介して取込んだ出力
電源ａの出力電圧により前記１次側スイッチング素子４
のスイッチオン，オフを切換える信号のパルス幅を変調
して、出力電源ａの出力電圧を安定化するものである。
また、前記２次側スイッチング素子８は、２次側パルス
幅変調制御回路１２によりスイッチオン，オフ時間が制
御される。２次側パルス幅変調制御回路１２は、図示し
ない帰還回路を介してフィードバックされた出力電源ｂ
の出力電圧により前記２次側スイッチング素子８のスイ
ッチオン，オフを切換える信号のパルス幅を変調して、
出力電源ｂの出力電圧を安定化している。
【０００５】このように、従来のこの種のスイッチング
電源は、１次側のパルス幅変調制御回路１１によりスイ
ッチオン，オフ時間が制御されるスイッチング素子４に
よって出力電源ａを得、２次側のパルス幅変調制御回路
１２によりスイッチオン，オフ時間が制御されるスイッ
チング素子８によって出力電源ｂを得るという具合に、
１つの出力電源に対して１つのスイッチング素子を動作
させて所要電圧の出力電源を得ていた。このため、スイ
ッチング素子としては、負荷Ｒ１，Ｒ２が大きくなり負
荷Ｒ１，Ｒ２に流れ込む電流が増大しても対応できるよ
うに、大電流用のトランジスタを使用していた。
電源は、１次側のパルス幅変調制御回路１１によりスイ
ッチオン，オフ時間が制御されるスイッチング素子４に
よって出力電源ａを得、２次側のパルス幅変調制御回路
１２によりスイッチオン，オフ時間が制御されるスイッ
チング素子８によって出力電源ｂを得るという具合に、
１つの出力電源に対して１つのスイッチング素子を動作
させて所要電圧の出力電源を得ていた。このため、スイ
ッチング素子としては、負荷Ｒ１，Ｒ２が大きくなり負
荷Ｒ１，Ｒ２に流れ込む電流が増大しても対応できるよ
うに、大電流用のトランジスタを使用していた。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
のこの種のスイッチング電源においては、スイッチング
素子として大電流用のトランジスタを使用していたの
で、負荷が小さく負荷に流れ込む電流が少ない場合にト
ランジスタにて消費される損失が大きくなり、電力を無
駄使いしていて効率が悪い、という問題があった。そこ
で本発明は、負荷の変動に拘らず常に高効率で動作で
き、電力の無駄使いを防ぐことができるスイッチング電
源を提供しようとするものである。
のこの種のスイッチング電源においては、スイッチング
素子として大電流用のトランジスタを使用していたの
で、負荷が小さく負荷に流れ込む電流が少ない場合にト
ランジスタにて消費される損失が大きくなり、電力を無
駄使いしていて効率が悪い、という問題があった。そこ
で本発明は、負荷の変動に拘らず常に高効率で動作で
き、電力の無駄使いを防ぐことができるスイッチング電
源を提供しようとするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、負荷に印加さ
れる出力電圧を安定化するためのスイッチング回路部と
して電流に対する効率の異なる複数系統を設ける。ま
た、負荷に供給される電流値を検出する電流値検出部を
設ける。そして、この電流値検出部により検出された電
流値に応じて複数系統のスイッチング回路部のなかから
最も効率のよいスイッチオン時間の１系統を選択して動
作させるようにしたものである。
れる出力電圧を安定化するためのスイッチング回路部と
して電流に対する効率の異なる複数系統を設ける。ま
た、負荷に供給される電流値を検出する電流値検出部を
設ける。そして、この電流値検出部により検出された電
流値に応じて複数系統のスイッチング回路部のなかから
最も効率のよいスイッチオン時間の１系統を選択して動
作させるようにしたものである。
【０００８】具体的には、第１のスイッチオン時間でス
イッチング動作して負荷に印加される出力電圧を安定化
する第１のスイッチング回路部と、第１のスイッチオン
時間よりも短い第２のスイッチオン時間で動作して負荷
に印加される出力電圧を安定化する第２のスイッチング
回路部と、負荷に供給される電流値を検出する電流値検
出部と、この電流値検出手段により検出した電流値が予
め設定した基準値より大きいか比較する比較部と、この
比較部により電流値が基準値より大きい場合には第１の
スイッチング回路部を動作させ、小さい場合は第２のス
イッチング回路部を動作させるスイッチング回路選択部
とを備える。このものにおいて、電流値検出部は負荷に
供給される電流を電圧に変換する抵抗であり、比較部は
上記抵抗の両端の電位差を取込みその電位差の大小によ
りスイッチング回路選択部への出力信号を切換えるコン
パレータである。
イッチング動作して負荷に印加される出力電圧を安定化
する第１のスイッチング回路部と、第１のスイッチオン
時間よりも短い第２のスイッチオン時間で動作して負荷
に印加される出力電圧を安定化する第２のスイッチング
回路部と、負荷に供給される電流値を検出する電流値検
出部と、この電流値検出手段により検出した電流値が予
め設定した基準値より大きいか比較する比較部と、この
比較部により電流値が基準値より大きい場合には第１の
スイッチング回路部を動作させ、小さい場合は第２のス
イッチング回路部を動作させるスイッチング回路選択部
とを備える。このものにおいて、電流値検出部は負荷に
供給される電流を電圧に変換する抵抗であり、比較部は
上記抵抗の両端の電位差を取込みその電位差の大小によ
りスイッチング回路選択部への出力信号を切換えるコン
パレータである。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施の形態を図
１乃至図３を用いて説明する。
１乃至図３を用いて説明する。
【００１０】なお、この実施の形態では、本発明を図４
に示したスイッチング電源において、出力電源ａが供給
される負荷Ｒ１は一定だが出力電源ｂが供給される負荷
Ｒ２は可変であるものに適用した場合であり、図４と同
一部分には同一符号を付して詳しい説明を省略する。
に示したスイッチング電源において、出力電源ａが供給
される負荷Ｒ１は一定だが出力電源ｂが供給される負荷
Ｒ２は可変であるものに適用した場合であり、図４と同
一部分には同一符号を付して詳しい説明を省略する。
【００１１】図１はかかる実施の形態におけるスイッチ
ング電源の回路構成を示す概略図であって、図４に示し
たスイッチング電源と異なる点の１つは、可変負荷Ｒ２
に供給される出力電源ｂの出力電圧を安定化するための
スイッチング回路部として、従来からのＰＮＰ型トラン
ジスタからなる２次側スイッチング素子８，チョークコ
イル９，電解コンデンサ１０及び上記スイッチング素子
８のスイッチオン，オフを制御する２次側パルス幅変調
制御回路１２で構成した第１のスイッチング回路部２１
とは別に、同じくＰＮＰ型トランジスタからなる２次側
スイッチング素子１３，チョークコイル１４，電解コン
デンサ１５及び上記スイッチング素子１３のスイッチオ
ン，オフを制御する２次側パルス幅変調制御回路１６で
構成した第２のスイッチング回路部２２を、上記第１の
スイッチング回路部２１に対して並列的に設けたところ
にある。またもう１つの異なる点は、第１のスイッチン
グ回路部２１及び第２のスイッチング回路部２２からの
出力端に接続された抵抗２３と、この抵抗２３の両端に
発生する電圧の差を検出しその差に応じて出力信号を変
化させるコンパレータ２４と、このコンパレータ２４か
らの出力信号に応じて第１のスイッチング回路部２１に
おける２次側パルス幅変調制御回路１２と２次側スイッ
チング素子８とを接続し、第２のスイッチング回路部２
２における２次側パルス幅変調制御回路１６と２次側ス
イッチング素子１３とを切り離すか、またはその逆とす
るかを選択する選択回路２５とを設けたところにある。
ング電源の回路構成を示す概略図であって、図４に示し
たスイッチング電源と異なる点の１つは、可変負荷Ｒ２
に供給される出力電源ｂの出力電圧を安定化するための
スイッチング回路部として、従来からのＰＮＰ型トラン
ジスタからなる２次側スイッチング素子８，チョークコ
イル９，電解コンデンサ１０及び上記スイッチング素子
８のスイッチオン，オフを制御する２次側パルス幅変調
制御回路１２で構成した第１のスイッチング回路部２１
とは別に、同じくＰＮＰ型トランジスタからなる２次側
スイッチング素子１３，チョークコイル１４，電解コン
デンサ１５及び上記スイッチング素子１３のスイッチオ
ン，オフを制御する２次側パルス幅変調制御回路１６で
構成した第２のスイッチング回路部２２を、上記第１の
スイッチング回路部２１に対して並列的に設けたところ
にある。またもう１つの異なる点は、第１のスイッチン
グ回路部２１及び第２のスイッチング回路部２２からの
出力端に接続された抵抗２３と、この抵抗２３の両端に
発生する電圧の差を検出しその差に応じて出力信号を変
化させるコンパレータ２４と、このコンパレータ２４か
らの出力信号に応じて第１のスイッチング回路部２１に
おける２次側パルス幅変調制御回路１２と２次側スイッ
チング素子８とを接続し、第２のスイッチング回路部２
２における２次側パルス幅変調制御回路１６と２次側ス
イッチング素子１３とを切り離すか、またはその逆とす
るかを選択する選択回路２５とを設けたところにある。
【００１２】第１のスイッチング回路部２１は、可変負
荷Ｒ２が大きくこの負荷Ｒ２に流れ込む電流が大きい場
合に効率が良くなるように設計している。他方、第２の
スイッチング回路部２２は、可変負荷Ｒ２が小さくこの
負荷Ｒ２に流れ込む電流が小さい場合に効率が良くなる
ように設計している。すなわち、第１のスイッチング回
路部２１の２次側パルス幅変調制御回路１２として、図
２（ａ）に示すように、スイッチオン時間Ｔ１の長い信
号を出力するように構成するとともに、２次側スイッチ
ング素子８として大電流対応のトランジスタを使用す
る。他方、第２のスイッチング回路部２２の２次側パル
ス幅変調制御回路１６として、図２（ｂ）に示すよう
に、スイッチオン時間Ｔ２の短い信号を出力するように
構成するとともに、２次側スイッチング素子１３として
小電流対応のトランジスタを使用する。なお、２次側ス
イッチング素子８の発振周波数と２次側スイッチング素
子１３の発振周波数が一致するように、２次側パルス幅
変調制御回路１２からの出力信号と２次側パルス幅変調
制御回路１６からの出力信号とは周期が一致している。
荷Ｒ２が大きくこの負荷Ｒ２に流れ込む電流が大きい場
合に効率が良くなるように設計している。他方、第２の
スイッチング回路部２２は、可変負荷Ｒ２が小さくこの
負荷Ｒ２に流れ込む電流が小さい場合に効率が良くなる
ように設計している。すなわち、第１のスイッチング回
路部２１の２次側パルス幅変調制御回路１２として、図
２（ａ）に示すように、スイッチオン時間Ｔ１の長い信
号を出力するように構成するとともに、２次側スイッチ
ング素子８として大電流対応のトランジスタを使用す
る。他方、第２のスイッチング回路部２２の２次側パル
ス幅変調制御回路１６として、図２（ｂ）に示すよう
に、スイッチオン時間Ｔ２の短い信号を出力するように
構成するとともに、２次側スイッチング素子１３として
小電流対応のトランジスタを使用する。なお、２次側ス
イッチング素子８の発振周波数と２次側スイッチング素
子１３の発振周波数が一致するように、２次側パルス幅
変調制御回路１２からの出力信号と２次側パルス幅変調
制御回路１６からの出力信号とは周期が一致している。
【００１３】抵抗２３は、第１のスイッチング回路部２
１及び第２のスイッチング回路部２２から出力され可変
負荷Ｒ２に供給される電流値を検出するもので、電流値
検出部として機能する。コンパレータ２４は、図３に示
すように、正極端子（＋）と負極端子（−）とにそれぞ
れ入力される電圧の電位差Δが予め設定したしきい値Ｓ
ＨＬより小さいときローレベル“Ｌ”の信号を出力し、
電位差Δがしきい値ＳＨＬを超えるとハイレベル“Ｈ”
の信号を出力するもので、比較部として機能する。選択
回路２５は、コンパレータ２４からの出力信号がローレ
ベル“Ｌ”の信号であるとき第２のスイッチング回路部
２２の２次側パルス幅変調制御回路１６と２次側スイッ
チング素子１３とを接続し、コンパレータ２４からの出
力信号がハイレベル“Ｈ”の信号であるとき第１のスイ
ッチング回路部２１の２次側パルス幅変調制御回路１２
と２次側スイッチング素子８とを接続するもので、スイ
ッチング回路選択部として機能する。
１及び第２のスイッチング回路部２２から出力され可変
負荷Ｒ２に供給される電流値を検出するもので、電流値
検出部として機能する。コンパレータ２４は、図３に示
すように、正極端子（＋）と負極端子（−）とにそれぞ
れ入力される電圧の電位差Δが予め設定したしきい値Ｓ
ＨＬより小さいときローレベル“Ｌ”の信号を出力し、
電位差Δがしきい値ＳＨＬを超えるとハイレベル“Ｈ”
の信号を出力するもので、比較部として機能する。選択
回路２５は、コンパレータ２４からの出力信号がローレ
ベル“Ｌ”の信号であるとき第２のスイッチング回路部
２２の２次側パルス幅変調制御回路１６と２次側スイッ
チング素子１３とを接続し、コンパレータ２４からの出
力信号がハイレベル“Ｈ”の信号であるとき第１のスイ
ッチング回路部２１の２次側パルス幅変調制御回路１２
と２次側スイッチング素子８とを接続するもので、スイ
ッチング回路選択部として機能する。
【００１４】このように構成した本実施の形態において
は、可変負荷Ｒ２が大きく、負荷Ｒ２に流れ込む電流が
大きい場合には、抵抗２３に流れる電流値も大きくな
る。これにより、抵抗２３の両端に発生する電圧の差も
大きくなり、その電位差Δがコンパレータ２４に予め設
定されたしきい値ＳＨＬを超えるので、コンパレータ２
４の出力信号はハイレベル“Ｈ”となる。その結果、選
択回路２５は第１のスイッチング回路部２１の２次側パ
ルス幅変調制御回路１２と２次側スイッチング素子８と
を接続し、２次側スイッチング素子８が発振動作して、
可変負荷Ｒ２に出力電源ｂを供給する。この出力電源ｂ
は図示しない帰還回路によって２次側パルス幅変調制御
回路１２にフィードバックされて、出力電源ｂの出力電
圧が安定化される。
は、可変負荷Ｒ２が大きく、負荷Ｒ２に流れ込む電流が
大きい場合には、抵抗２３に流れる電流値も大きくな
る。これにより、抵抗２３の両端に発生する電圧の差も
大きくなり、その電位差Δがコンパレータ２４に予め設
定されたしきい値ＳＨＬを超えるので、コンパレータ２
４の出力信号はハイレベル“Ｈ”となる。その結果、選
択回路２５は第１のスイッチング回路部２１の２次側パ
ルス幅変調制御回路１２と２次側スイッチング素子８と
を接続し、２次側スイッチング素子８が発振動作して、
可変負荷Ｒ２に出力電源ｂを供給する。この出力電源ｂ
は図示しない帰還回路によって２次側パルス幅変調制御
回路１２にフィードバックされて、出力電源ｂの出力電
圧が安定化される。
【００１５】その後、可変負荷Ｒ２が小さくなり、負荷
Ｒ２に流れ込む電流が減少すると、抵抗２３に流れる電
流値も小さくなる。これにより、抵抗２３の両端に発生
する電圧の差も小さくなり、その電位差Δがコンパレー
タ２４に予め設定されたしきい値ＳＨＬ以下になると、
コンパレータ２４の出力信号はローレベル“Ｌ”に切替
わる。その結果、選択回路２５は第１のスイッチング回
路部２１の２次側パルス幅変調制御回路１２と２次側ス
イッチング素子８とを切り離し、第２のスイッチング回
路部２２の２次側パルス幅変調制御回路１６と２次側ス
イッチング素子１３とを接続する。これにより、２次側
スイッチング素子１３が発振動作して、可変負荷Ｒ２に
出力電源ｂを供給する。この出力電源ｂは図示しない帰
還回路によって２次側パルス幅変調制御回路１６にフィ
ードバックされて、出力電源ｂの出力電圧が安定化され
る。
Ｒ２に流れ込む電流が減少すると、抵抗２３に流れる電
流値も小さくなる。これにより、抵抗２３の両端に発生
する電圧の差も小さくなり、その電位差Δがコンパレー
タ２４に予め設定されたしきい値ＳＨＬ以下になると、
コンパレータ２４の出力信号はローレベル“Ｌ”に切替
わる。その結果、選択回路２５は第１のスイッチング回
路部２１の２次側パルス幅変調制御回路１２と２次側ス
イッチング素子８とを切り離し、第２のスイッチング回
路部２２の２次側パルス幅変調制御回路１６と２次側ス
イッチング素子１３とを接続する。これにより、２次側
スイッチング素子１３が発振動作して、可変負荷Ｒ２に
出力電源ｂを供給する。この出力電源ｂは図示しない帰
還回路によって２次側パルス幅変調制御回路１６にフィ
ードバックされて、出力電源ｂの出力電圧が安定化され
る。
【００１６】このように、本実施の形態によれば、負荷
Ｒ２に印加される出力電圧を安定化するためのスイッチ
ング回路部として、大電流に対して効率の良い第１のス
イッチング回路部２１と、小電流に対して効率のよい第
２のスイッチング回路部２２の２系統を設けている。ま
た、負荷Ｒ２に供給される電流値を検出する電流値検出
部として抵抗２３を設けるとともに、この抵抗２３によ
り検出した電流値が予め設定した基準値より大きいか比
較する比較部としてコンパレータ２４を設け、さらに、
スイッチング回路選択部として選択回路２５を設けてい
る。そして、この選択回路２５により、コンパレータ２
４において電流値が基準値より大きいと判定された場合
には第１のスイッチング回路部２１を動作させ、小さい
と判定された場合には第２のスイッチング回路部２２を
動作させるようにしている。
Ｒ２に印加される出力電圧を安定化するためのスイッチ
ング回路部として、大電流に対して効率の良い第１のス
イッチング回路部２１と、小電流に対して効率のよい第
２のスイッチング回路部２２の２系統を設けている。ま
た、負荷Ｒ２に供給される電流値を検出する電流値検出
部として抵抗２３を設けるとともに、この抵抗２３によ
り検出した電流値が予め設定した基準値より大きいか比
較する比較部としてコンパレータ２４を設け、さらに、
スイッチング回路選択部として選択回路２５を設けてい
る。そして、この選択回路２５により、コンパレータ２
４において電流値が基準値より大きいと判定された場合
には第１のスイッチング回路部２１を動作させ、小さい
と判定された場合には第２のスイッチング回路部２２を
動作させるようにしている。
【００１７】したがって、可変負荷Ｒ２が大きく負荷Ｒ
２に流れ込む電流が大きい場合には、大電流に対して効
率のよい第１のスイッチング回路部２１を動作させて出
力電源ｂの出力電圧を安定化でき、可変負荷Ｒ２が小さ
く負荷Ｒ２に流れ込む電流が小さい場合には、小電流に
対して効率のよい第２のスイッチング回路部２２を動作
させて出力電源ｂの出力電圧を安定化できるので、負荷
Ｒ２の変動に拘らず常に高効率で動作できる。その結
果、電力の無駄使いを防止でき、省エネルギー化に寄与
できる。
２に流れ込む電流が大きい場合には、大電流に対して効
率のよい第１のスイッチング回路部２１を動作させて出
力電源ｂの出力電圧を安定化でき、可変負荷Ｒ２が小さ
く負荷Ｒ２に流れ込む電流が小さい場合には、小電流に
対して効率のよい第２のスイッチング回路部２２を動作
させて出力電源ｂの出力電圧を安定化できるので、負荷
Ｒ２の変動に拘らず常に高効率で動作できる。その結
果、電力の無駄使いを防止でき、省エネルギー化に寄与
できる。
【００１８】なお、前記一実施の形態ではスイッチング
回路部２１，２２を２系統として説明したが、比較部に
おけるしきい値を多段階にすることでスイッチング回路
部を３系統以上設けて、より効率のよいスイッチング電
源を構成してもよい。また、前記一実施の形態ではスイ
ッチング回路部２１，２２毎にパルス幅変調制御回路１
２，１６を設けたが、各スイッチング回路部に対してパ
ルス幅変調回路を共通にし、スイッチング回路選択部
は、最も効率のよいスイッチング回路部に対してこの共
有化したパルス幅変調制御回路を接続して、出力電圧の
安定化を図るようにしてもよい。
回路部２１，２２を２系統として説明したが、比較部に
おけるしきい値を多段階にすることでスイッチング回路
部を３系統以上設けて、より効率のよいスイッチング電
源を構成してもよい。また、前記一実施の形態ではスイ
ッチング回路部２１，２２毎にパルス幅変調制御回路１
２，１６を設けたが、各スイッチング回路部に対してパ
ルス幅変調回路を共通にし、スイッチング回路選択部
は、最も効率のよいスイッチング回路部に対してこの共
有化したパルス幅変調制御回路を接続して、出力電圧の
安定化を図るようにしてもよい。
【００１９】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば、
負荷の変動に拘らず常に高効率で動作でき、電力の無駄
使いを防ぐことができるスイッチング電源を提供でき
る。
負荷の変動に拘らず常に高効率で動作でき、電力の無駄
使いを防ぐことができるスイッチング電源を提供でき
る。
【図１】 本発明の一実施の形態であるスイッチング電
源の構成を概略的に示す回路図。
源の構成を概略的に示す回路図。
【図２】 同実施の形態におけるパルス幅変調制御回路
の説明図。
の説明図。
【図３】 同実施の形態におけるコンパレータの説明
図。
図。
【図４】 従来のスイッチング電源の構成を概略的に示
す回路図。
す回路図。
１…交流電源 ２…整流ダイオードブリッジ回路 ３…１次側電解コンデンサ ４…１次側スイッチング素子 ５…トランス ６…整流回路 ７，１０，１５…２次側電解コンデンサ ８，１３…２次側スイッチング素子 ９，１４…チョークコイル １１…１次側パルス幅変調制御回路 １２，１６…２次側パルス幅変調制御回路 ２１…第１のスイッチング回路部 ２２…第２のスイッチング回路部 ２３…抵抗（電流検出部） ２４…コンパレータ（比較部） ２５…選択回路（スイッチング回路選択部）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｆ
Claims (3)
- 【請求項１】 負荷に印加される出力電圧を安定化する
ためのスイッチング回路部として電流に対する効率の異
なる複数系統を設けるとともに、前記負荷に供給される
電流値を検出する電流値検出部を設け、この電流値検出
部により検出された前記電流値に応じて前記複数系統の
スイッチング回路部のなかから最も効率のよいスイッチ
オン時間の１系統を選択して動作させるようにしたこと
を特徴とするスイッチング電源。 - 【請求項２】 第１のスイッチオン時間でスイッチング
動作して負荷に印加される出力電圧を安定化する第１の
スイッチング回路部と、前記第１のスイッチオン時間よ
りも短い第２のスイッチオン時間で動作して前記負荷に
印加される出力電圧を安定化する第２のスイッチング回
路部と、前記負荷に供給される電流値を検出する電流値
検出部と、この電流値検出手段により検出した電流値が
予め設定した基準値より大きいか比較する比較部と、こ
の比較部により前記電流値が前記基準値より大きい場合
には前記第１のスイッチング回路部を動作させ、小さい
場合は前記第２のスイッチング回路部を動作させるスイ
ッチング回路選択部とを具備したことを特徴とするスイ
ッチング電源。 - 【請求項３】 電流値検出部は負荷に供給される電流を
電圧に変換する抵抗であり、比較部は前記抵抗の両端の
電位差を取込みその電位差の大小によりスイッチング回
路選択部への出力信号を切換えるコンパレータであるこ
とを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9182048A JPH1127936A (ja) | 1997-07-08 | 1997-07-08 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9182048A JPH1127936A (ja) | 1997-07-08 | 1997-07-08 | スイッチング電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1127936A true JPH1127936A (ja) | 1999-01-29 |
Family
ID=16111435
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9182048A Pending JPH1127936A (ja) | 1997-07-08 | 1997-07-08 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1127936A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017121106A (ja) * | 2015-12-28 | 2017-07-06 | パーパス株式会社 | 電源装置、その制御方法および制御プログラム |
-
1997
- 1997-07-08 JP JP9182048A patent/JPH1127936A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017121106A (ja) * | 2015-12-28 | 2017-07-06 | パーパス株式会社 | 電源装置、その制御方法および制御プログラム |
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