JP6682930B2

JP6682930B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP6682930B2
Application number: JP2016050452A
Authority: JP
Inventors: 光栄張; 幹之青木; 徹笠松
Original assignee: Konica Minolta Inc
Current assignee: Konica Minolta Inc
Priority date: 2016-03-15
Filing date: 2016-03-15
Publication date: 2020-04-15
Anticipated expiration: 2036-03-15
Also published as: US10069425B2; US20170271994A1; JP2017169297A

Description

本発明は、スイッチング方式の電源装置に関する。

スイッチング方式の直流安定化電源装置は、商用交流の直流への変換などに用いられている。この種の電源装置は、商用交流電力を整流・平滑した直流電力をスイッチング回路により交流電力に変換してトランスの１次巻線に入力する。そして、トランスの２次巻線に誘起された交流電力を整流・平滑して直流電力を出力する。スイッチング回路の制御に出力電圧の変動をフィードバックすることによって出力電圧を安定化する。

電源装置は、制御用電圧を出力する制御用電源回路を有している。制御用電圧は、スイッチング回路を制御する制御回路を動作させるための直流電圧である。制御用電圧を生成するため、トランスに補助巻線が設けられている。制御用電源回路は、補助巻線に誘起された交流電圧を所定の値の制御用電圧に変換する。

電源装置は、出力電圧の設定値の切替えが可能に構成されている。例えば、出力する電力の供給先である負荷装置が通常モードからスリープモード（省電力モード）に切り替わったときに、設定値を第１の値からそれよりも低い第２の値に切り替える。スリープモードが解除されて通常モードに戻るときには、第２の値から第１の値へ設定値を戻す。

出力電圧の設定値が切り替わると、補助巻線に誘起される交流電圧の値（つまり、補助巻線の出力レベル）が大きく変わる。しかし、制御回路を正しく動作させるには、定格電圧範囲内の値の制御用電圧を供給する必要がある。

適切な値の制御用電圧を制御回路に供給するための先行技術として、特許文献１、２に記載の技術がある。

特許文献１には、出力電圧の設定値が低いときにも必要な制御用電圧の値以上の交流電圧が誘起されるように補助巻線を設けておき、誘起された交流電圧を整流した後に三端子レギュレータ（ドロッパ）を用いて制御用電圧に降下させる回路構成が開示されている。

特許文献２には、巻数の異なる複数の補助巻線をトランスに設けておき、出力電圧を設定する制御信号に応じて、複数の補助巻線にそれぞれ誘起された交流電圧のいずれかに基づいて駆動用電圧（制御用電圧）を生成することが開示されている。

一方、電源装置の消費電力を低減するための先行技術として、特許文献３に記載の技術がある。特許文献３には、待機状態において、出力電圧を検出する検出回路への電流供給を停止し、二次側からのフィードバック信号に基づいてスイッチング素子を制御する代わりに、補助巻線に生じる電圧が一定となるようにスイッチング素子を制御することが開示されている。

特開２００５−３４１７０９号公報特開２０１３−２２３２８０号公報特開２０１０−０６３２９３号公報

上に述べた特許文献１の技術のように三端子レギュレータを用いて電圧を降下させて制御用電圧を生成する回路構成では、常に電圧降下分の電力が三端子レギュレータによって消費される。このため、特に、電源装置の出力電圧の設定値が高いときに、三端子レギュレータの発熱となる無駄なエネルギーの損失が大きいという問題があった。

特許文献２の技術には、複数の補助巻線を設けることから、トランスが大型になるという問題がある。補助巻線の出力を整流する整流器も複数必要であり、それらが出力電圧の設定値に応じて選択的に使用されるので、回路部品の利用率が低いという問題もある。

特許文献３の技術は、検出回路の消費電力を低減するものであるので、制御用電源回路に関わる上に述べた問題を解決することができない。

本発明は、上述の問題に鑑みてなされたもので、制御用電圧を出力する回路におけるエネルギーの損失を低減することを目的とする。

本発明の実施形態に係る電源装置は、トランスと前記トランスに対する電力の入力を出力電圧の設定値に応じて制御する制御回路とを有した電源装置であって、前記トランスに設けられた補助巻線と、前記補助巻線に生じる交流電力を整流して前記制御回路を動作させるための制御用電圧を出力する制御用電源回路と、を備え、前記制御用電源回路は、前記制御用電圧の出力端子間に接続され、前記交流電力を整流した電力により充電される平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端電圧値が前記制御用電圧の設定値となるように、前記平滑コンデンサの充電を断続させる充電間引き回路と、を有する。

好ましくは、前記制御用電源回路は、前記交流電力を整流して前記整流した電力として出力する整流器を有し、前記充電間引き回路は、整流後の電圧信号を分周する分周器と、分周後の電圧信号によってオンオフ制御されて前記整流器から前記平滑コンデンサへ流れる電流を断続するスイッチング回路と、を有する。

本発明によると、制御用電圧を出力する回路におけるエネルギーの損失を低減することができる。

本発明の一実施形態に係る電源装置の回路構成の第１例を示す図である。電源装置の要部の電圧波形を模式的に示す図である。電源装置の要部の電圧波形を模式的に示す図である。電源装置の回路構成の第２例を示す図である。電源装置の要部の電圧波形を模式的に示す図である。電源装置の回路構成の第３例を示す図である。電源装置の回路構成の第４例を示す図である。制御用電源回路の他の例を示す図である。

図１には本発明の一実施形態に係る電源装置１の回路構成の第１例が示され、図２および図３には電源装置１の要部の電圧波形がそれぞれ模式的に示されている。

図１において、電源装置１は、フライバック方式のＡＣ／ＤＣコンバータ２、制御用電源回路３、およびダイオード整流方式（降圧チョッパ方式ともいう）のＤＣ／ＤＣコンバータ６を有する。制御用電源回路３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２の制御回路１５を動作させるための制御用電圧Ｖｃを出力する。電源装置１の回路構成の詳細は次の通りである。

ＡＣ／ＤＣコンバータ２は、一次側（入力側）から二次側（出力側）へ電力を伝えるトランス１３を有する。トランス１３は、一次巻線Ｌ１、二次巻線Ｌ２、および補助巻線Ｌ３を有する。補助巻線Ｌ３は、一次側に設けられており、二次巻線Ｌ２の出力と同位相の交流電圧Ｖａを出力する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ２の一次側は、ダイオードブリッジ１１、平滑コンデンサ１２、トランジスタ１４、制御回路１５、およびフォトカプラ１６の受光部１８を有する。

ダイオードブリッジ１１は商用交流を全波整流し、平滑コンデンサ１２は全波整流後の脈流を平滑化する。トランジスタ１４は、一次巻線Ｌ１に対する電力（電流）の入力を１〜数ＫＨｚ程度の高い周波数で断続させるためのスイッチング素子である。トランジスタ１４は、一次巻線Ｌ１の一端と平滑コンデンサ１２のマイナス側端との間に挿入されてスイッチングを行う。

制御回路１５は、フォトカプラ１６を介して二次側から入力されるフィードバック信号Ｓ１６に応じて、トランジスタ１４をオンオフ制御する。制御回路１５は、集積回路（Integrated circuit: IC）により構成され、例えばパルス幅変調信号Ｓ１５をトランジスタ１４に対する制御信号として出力する。

トランジスタ１４がオンのときに、電圧Ｖｐによる電流が一次巻線Ｌ１に流れてエネルギーが蓄積される。トランジスタ１４がオンからオフに切り替わると、一次巻線Ｌ１の電流が零となり、蓄積されたエネルギーによって二次巻線Ｌ２に電圧Ｖｓが誘起される。

ＡＣ／ＤＣコンバータ２の二次側は、ダイオード２１、平滑コンデンサ２２、出力電圧検出回路２３、出力設定回路２７、出力端子８３，８４、および出力設定端子８７などを有する。出力電圧検出回路２３は、検出用ＩＣ（検出用集積回路）２４、抵抗２５，２６、およびフォトカプラ１６の発光部１９などから構成され、出力設定回路２７は、トランジスタ２８、および抵抗２９，２９ａなどから構成されている。

二次巻線Ｌ２から出力される交流電力は、ダイオード２１によって半波整流され、平滑コンデンサ２２によって平滑化される。平滑コンデンサ２２の端子間電圧が出力電圧Ｖｕとして出力端子８３，８４を介して負荷に印加される。

出力電圧Ｖｕについての設定値は、第１の値（例えば２４ボルト）と第１の値よりも低い第２の値（例えば１２ボルト）の２段階に切替え可能である。第１の値は、通常モードにおける設定値とされ、第２の値は、省電力モードにおける設定値とされる。設定値は、出力設定端子８７の電圧レベルに応じて切り替わる。

出力電圧検出回路２３の検出用ＩＣ２４は、出力電圧Ｖｕを抵抗２５，２６で分圧した電圧（分圧値）に応じて、フォトカプラ１６に電流を流す。これにより、フォトカプラ１６の発光部１９の発光量が出力電圧Ｖｕに応じて増減する。これが受光部１８により検出され、発光量に応じたフィードバック信号Ｓ１６となる。つまり、二次側の出力電圧Ｖｕの変動が一次側にフィードバックされる。

出力設定回路２７のトランジスタ２８は、出力設定端子８７に省電力モードへの切替えを指令するスリープ信号Ｓ１が入力されたときにオンする。トランジスタ２８がオンすると、分圧比が変わることによって検出用ＩＣ２４に入力される電圧（分圧値）が変わり、検出用ＩＣ２４は第２の値を基準としてフォトカプラ１６の発光量を増減させるようになる。

ＡＣ／ＤＣコンバータ２において、制御回路１５は、フィードバック信号Ｓ１６に基づいて、出力電圧Ｖｕが設定値となるように、トランス１３に対する電力の入力を出力電圧Ｖｕの設定値に応じて制御する。つまり、出力電圧Ｖｕの値が設定値よりも高いときには、トランジスタ１４のオン期間を短くし、設定値よりも低いときにはオン期間を長くするようにパルス幅変調信号Ｓ１５のデューティ比を調整する。これにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ２は、２４ボルト（第１の値）または１２ボルト( 第２の値）の直流電力を出力する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、チョークコイル６１、ダイオード６２、平滑コンデンサ６３、トランジスタ６４、および出力端子８５，８６などを有し、ＡＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖｕを降圧して出力するように構成されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧Ｖｗの設定値は、第２の値よりも低い第３の値（例えば５ボルト）である。

上に述べたように、省電力モードにおいてＡＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖｕの設定値が第２の値に切り替わると、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の入力電圧（Ｖｕ）と出力電圧Ｖｗとの差（入出力電位差）が小さくなる。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ６における電力の変換効率が高まる。つまり、出力電圧Ｖｕの設定値を下げることによって、電源装置１の消費電力を低減することができる。

さて、制御用電源回路３は、整流器３０、平滑コンデンサ３１、充電調整回路３２、および充電間引き回路４０などを有する。

整流器３０は、ダイオードからなり、補助巻線Ｌ３に生じる交流電力を半波整流して出力する。平滑コンデンサ３１は、制御用電圧Ｖｃの出力端子８８，８９の間に接続されており、整流器３０から出力される半波整流された電力により充電される。

充電調整回路３２は、ｐｎｐ型のトランジスタ３３、ｎｐｎ型のトランジスタ３４、および抵抗３５，３６，３７，３８，３９を有する。トランジスタ３３のエミッタは整流器３０に、コレクタは出力端子８８に、それぞれ接続されている。トランジスタ３４のコレクタは抵抗３６を介してトランジスタ３３のベースに、エミッタは出力端子８９に、それぞれ接続されている。充電調整回路３２は、整流器３０による半波整流後の電圧Ｖｂの変動に応じて、制御用電圧Ｖｃを一定に保つように平滑コンデンサ３１を充電する電流の量を調整する。

充電間引き回路４０は、ｎｐｎ型のトランジスタ４１、および抵抗４２，４３，４４を有する。トランジスタ４１のコレクタは充電調整回路３２のトランジスタ３４のベースに、エミッタは出力端子８９に、それぞれ接続されている。抵抗４２，４３は、出力端子８８，８９の間において直列接続され、制御用電圧Ｖｃを分圧する。抵抗４４は、抵抗４２，４３の連結点とトランジスタ４１のベースとの間に挿入されている。

制御用電圧Ｖｃの値がしきい値Ｖｔｈを超えると、分圧された電圧によってトランジスタ４１がオンとなる。これにより、充電調整回路３２のトランジスタ３４がオフとなり、トランジスタ３３もオフとなる。したがって、平滑コンデンサ３１の充電は行われない。制御用電圧Ｖｃの値がしきい値Ｖｔｈを超えないときには、トランジスタ４１はオフとなり、トランジスタ３３，３４が非飽和状態で動作して平滑コンデンサ３１を充電する。

つまり、充電間引き回路４０は、制御用電圧Ｖｃの値がしきい値Ｖｔｈとなるように、平滑コンデンサ３１の充電を断続させる。しきい値Ｖｔｈは、制御用電圧Ｖｃの設定値に相当し、制御回路１５の最低動作電圧の値よりも高い定格電圧範囲（例えば７〜１５ボルト）内の値であって、かつＤＣ／ＤＣコンバータ６の最低動作電圧の値以上である値に選定される。

次に、図２および図３をも参照して、電源装置１における充電間引き回路４０に関わる動作についてさらに述べる。

図２のように、一次側の電圧Ｖｐが断続的に一次巻線Ｌ１に入力され、断続的に電流Ｉｐが流れる。電源装置１において、電圧Ｖｐの断続の周期Ｈは、通常モードと省電力モードとにかかわらず一定の値（数ｍＳ程度）とされる。しかし、電圧Ｖｐの入力のデューティ比は、通常モードの場合に省電力モードの場合よりも大きい値となる。

電圧Ｖｐの断続にともなって、補助巻線Ｌ３に交流電圧Ｖａが生じる。交流電圧Ｖａのプラス側の波高値は、通常モードの場合の方が省電力モードの場合よりも高い。

制御用電源回路３における整流器３０が出力する電圧Ｖｂは、交流電圧Ｖａの正側の電圧であって、その波形は周期Ｈのパルス列波形である。電圧Ｖｂの波高値は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖｕの設定値とほぼ等しい。すなわち、通常モードにおける出力電圧Ｖｂの波高値は、ほぼ２４ボルトであり、省電力モードにおける出力電圧Ｖｂの波高値は、ほぼ１２ボルトである。言い換えれば、整流器３０の出力として出力電圧Ｖｕの設定値の電圧Ｖｂが得られるように、補助巻線Ｌ３の巻数が選定されている。

図３のように、充電間引き回路４０におけるしきい値Ｖｔｈは、省電力モードにおける出力電圧Ｖｕの設定値である１２ボルト（第２の値）またはそれより若干高い値に選定されている。

省電力モードにおいては、基本的に電圧Ｖｂがしきい値Ｖｔｈを超えないので、充電間引き回路４０のトランジスタ４１はオフのままである。充電調整回路３２のトランジスタ３３，３４は、電圧Ｖｂの値がプラスの所定値以上であるときに、充電電流を調整する動作状態となる。したがって、平滑コンデンサ３１の両端に生じる制御用電圧Ｖｃは、実線２０１で示す通り、１２ボルトの付近で推移する。

一方、通常モードにおいては、電圧Ｖｂがしきい値Ｖｔｈを超える。このため、もしも充電間引き回路４０を設けずに、省電力モードと同様に電圧Ｖｂの値が正の所定値以上であるときに充電を行った場合には、制御用電圧Ｖｃは、一点鎖線２０２ｚで示す通り２４ボルトの付近で推移する。定格電圧を超える電圧が制御回路１５に加わることになり、制御回路１５が破損するおそれがある。

充電間引き回路４０は、上に述べた通り、制御用電圧Ｖｃがしきい値Ｖｔｈを超えるときに、平滑コンデンサ３１の充電を断続させる。これにより、実線２０２で示す通り、制御用電圧Ｖｃは、１２ボルトの付近で推移する。

充電調整回路３２のトランジスタ３３，３４がオフになって充電が行われない状態では、トランジスタ３３，３４（特に３３）の発熱が生じない。つまり、電圧Ｖｂを制御用電圧Ｖｃに適するように降圧する際に、三端子レギュレータを用いる従来の構成とは違って、発熱によるエネルギーの損失が生じない。これにより、制御用電圧Ｖｃの生成に関わる消費電力を従来よりも少なくすることができる。

図４には電源装置１ｂの回路構成の第２例が示され、図５には電源装置１ｂの要部の電圧波形が模式的に示されている。図４において、図１と同じ機能を有する要素には図１と同じ符号を付し、それらの説明を省略しまたは簡略化する。以下において同様である。

図４に示す電源装置１ｂの基本的構成は、図１に示した電源装置１と同様である。電源装置１との差異は、電源装置１ｂが電源装置１における制御用電源回路３に代えて制御用電源回路３ｂを有することである。

制御用電源回路３ｂは、整流器３０、平滑コンデンサ３１、および充電間引き回路５０などを有し、ＡＣ／ＤＣコンバータ２の制御回路１５を動作させるための制御用電圧Ｖｃを出力する。

整流器３０は、ダイオードからなり、補助巻線Ｌ３に生じる交流電力を半波整流して出力する。平滑コンデンサ３１は、制御用電圧Ｖｃの出力端子８８，８９の間に接続されており、半波整流された電力により充電される。

充電間引き回路５０は、整流器３０による整流後の電圧信号（つまり電圧Ｖｂ）を分周する分周器５１、および分周後の電圧信号Ｖｘによってオンオフ制御されて整流器３０から平滑コンデンサ３１へ流れる電流を断続するスイッチング回路５２を有する。

分周器５１は、例えば、電圧信号の波形を整形するパルス整形回路と、整形されたパルスを間引いて出力するフリップフロップ回路とを有して構成される。分周器５１は、分周後の電圧信号Ｖｘをスイッチング回路５２にオンオフ制御信号として出力する。

分周器５１の分周比は、通常モードと省電力モードとで異なる。通常モードにおける分周比は、例えば２とされる。電圧信号Ｖｘは、整流器３０が出力する電圧信号（Ｖｂ）のパルスを１つおきに間引いた信号となる。省電力モードにおける分周比は、例えば１とされる。すなわち、省電力モードにおいて、電圧信号Ｖｘは、電圧信号（Ｖｂ）のパルスを間引かない信号となる。

分周器５１は、例えば電圧信号（Ｖｂ）の波高値に応じて、分周比を２または１に切替える。詳しくは後に述べる。

スイッチング回路５２は、ｐｎｐ型のトランジスタ５３、ｎｐｎ型のトランジスタ５４、および抵抗５５，５６を有する。トランジスタ５３のエミッタは整流器３０に、コレクタは出力端子８８に、それぞれ接続されている。トランジスタ５４のコレクタは抵抗５６を介してトランジスタ５３のベースに、エミッタは出力端子８９に、それぞれ接続されている。トランジスタ５４のベースに、分周器５１から電圧信号Ｖｘが入力される。抵抗５５は、トランジスタ５３のエミッタとベースとに接続されている。

電圧信号ＶｘがＨ（ハイ）レベルであるときには、トランジスタ５３，５４が共にオン状態である。したがって、トランジスタ５３を介して平滑コンデンサ３１が充電される。電圧信号ＶｘがＬ（ロー）レベルであるときには、トランジスタ５３，５４が共にオフ状態である。したがって、平滑コンデンサ３１の充電は行われない。

図５のように、しきい値Ｖｔｈ２を設定しておくことにより、切替えの指令を二次側から一次側へ伝えることなく、一次側の分周器５１が分周比を切替えることができる。しきい値Ｖｔｈ２は、出力電圧Ｖｕの設定値である１２ボルト（第２の値）より少し高い値（例えば１３ボルト）に選定されている。

分周器５１は、電圧信号（Ｖｂ）の波高値がしきい値Ｖｔｈ２を超えたときに、分周比を１から２に切替える。また、波高値がしきい値Ｖｔｈ２を超えないパルスの入力を検出すると、分周比を２から１に切替える。

省電力モードにおいては、基本的に電圧信号（Ｖｂ）の波高値がしきい値Ｖｔｈ２を超えないので、分周比は１である。電圧信号Ｖｘは、電圧信号（Ｖｂ）のパルスを間引かない信号となり、この電圧信号Ｖｘに応じてスイッチング回路５２のトランジスタ５３，５４がオンまたはオフとなる。つまり、電圧信号（Ｖｂ）をそのまま反映させるように平滑コンデンサ３１の充電が行われる。

これにより、平滑コンデンサ３１に生じる制御用電圧Ｖｃは、実線２０１で示す通り、１２ボルトの付近で推移する。

一方、通常モードにおいては、電圧信号（Ｖｂ）の波高値がしきい値Ｖｔｈ２を超えるので、分周比は２となる。電圧信号Ｖｘは、電圧信号（Ｖｂ）のパルスを１つおきに間引いた信号となり、この電圧信号Ｖｘに応じてスイッチング回路５２のトランジスタ５３，５４がオンまたはオフとなる。つまり、電圧信号（Ｖｂ）を１パルスおきに断続させるようにして平滑コンデンサ３１の充電が行われる。

これにより、実線２０３で示す通り、制御用電圧Ｖｃは、１２ボルトをほぼ中央値として制御回路１５の定格電圧範囲を超えない範囲内で推移する。

電源装置１ｂによると、スイッチング回路５２のトランジスタ５３，５４がオフになって充電が停止した状態では、トランジスタ５３，５４の発熱が生じない。つまり、電圧Ｖｂを制御用電圧Ｖｃに適するように降圧する際に、三端子レギュレータを用いる従来の構成とは違って、発熱によるエネルギーの損失が生じない。これにより、制御用電圧Ｖｃの生成に関わる消費電力を従来よりも少なくすることができる。

図６には電源装置１ｃの回路構成の第３例が示されている。

図６において、電源装置１ｃの基本的構成は、図４に示した電源装置１ｂと同様である。電源装置１ｂとの差異は、電源装置１ｃが電源装置１における制御用電源回路３ｂに代えて制御用電源回路３ｃを有すること、および出力端子８３から負荷９０に流れる電流Ｉｕを検出する電流センサ７０を有することである。

制御用電源回路３ｂは、整流器３０、平滑コンデンサ３１、および充電間引き回路５０ｃなどを有し、ＡＣ／ＤＣコンバータ２の制御回路１５を動作させるための制御用電圧Ｖｃを出力する。

充電間引き回路５０ｃの構成は、分周器５１に代わって分周器５１ｃを有することを除いて、図４の充電間引き回路５０の構成と同様である。

分周器５１ｃは、図４の分周器５１と同様に通常モードと省電力モードとで分周比を切替えて電圧信号（Ｖｂ）を分周し、分周後の電圧信号Ｖｘを出力する。

また、分周器５１ｃは、電流センサ７０によって検出された電流Ｉｕの値が所定値以上であるときに、通常モードであるか省電力モードであるかにかかわらず、電流Ｉｕの値に応じて分周比を１より大きい値に設定して電圧信号（Ｖｂ）のパルスを間引いた電圧信号Ｖｘを出力する。

これにより、負荷９０が重くなって電流Ｉｕが増大し、それに伴って電圧Ｖｂが上昇したとしても、制御用電圧Ｖｃの値を制御回路１５の定格電圧範囲内の値に保つことができる。

図７には電源装置１ｄの回路構成の第４例が示されている。

図７において、電源装置１ｄは、ＡＣ／ＤＣコンバータ２ｄ、制御用電源回路３ｄ、ＡＣ／ＤＣコンバータ７、およびＡＣ／ＤＣコンバータ７のトランジスタ７４をオンオフ制御する制御回路９６を有している。

ＡＣ／ＤＣコンバータ２ｄは、平滑コンデンサ１２の前段に設けられたアクティブフィルタ９１およびアクティブフィルタ９１を制御する制御回路９２を有する。その他の構成は、図１のＡＣ／ＤＣコンバータ２の構成と同様である。

制御用電源回路３ｄは、整流器３０、平滑コンデンサ３１、および充電間引き回路６０などを有し、ＡＣ／ＤＣコンバータ２が有する制御回路１５，９２およびＡＣ／ＤＣコンバータ７の制御回路９６に、これらを動作させるための制御用電圧Ｖｃを出力する。ＡＣ／ＤＣコンバータ７は、出力端子８５ｄ，８６ｄの間に電圧Ｖｖ（例えば５ボルト）を出力する。

充電間引き回路６０の構成は、図１の充電間引き回路４０または図４の充電間引き回路５０の構成と同様であってよい。

電源装置１ｄによると、制御回路１５の動作中に制御回路９２，９６の一方または両方が停止して制御用電源回路３ｄの負荷が軽くなり、それによって制御用電圧Ｖｃが上昇し始めたときに、平滑コンデンサ３１の充電を断続させて制御用電圧Ｖｃの上昇を抑えることができる。

図８には制御用電源回路３e の他の例を示す図である。

図８において、制御用電源回路３e は、整流器３０、平滑コンデンサ３１、充電調整回路３２、および充電間引き回路５０e などを有し、ＡＣ／ＤＣコンバータ２の制御回路１５を動作させるための制御用電圧Ｖｃを出力する。

制御用電源回路３e の構成は、充電間引き回路５０に代わって充電間引き回路５０e を有することを除いて、図４の制御用電源回路３ｂの構成と同様である。

充電間引き回路５０e は、整流器３０による整流後の電圧信号（Ｖｂ）を上に述べたように分周する分周器５１、および整流器３０から平滑コンデンサ３１へ流れる電流を断続するスイッチング回路５２e を有する。

スイッチング回路５２e は、トランジスタ３３，３４、および抵抗３５〜３９を有し、図１の充電調整回路３２と同様に構成されている。トランジスタ３４のベースに分周器５１による分周後の電圧信号Ｖｘが入力され、電圧信号Ｖｘのレベルに応じてトランジスタ３３，３４がオンまたはオフになる。ただし、トランジスタ３３，３４のオンの状態は、非飽和で動作する状態である。

トランジスタ３３，３４がオンであるとき、平滑コンデンサ３１の充電が行われる。トランジスタ３３，３４がオフであるとき、充電は行われない。

省電力モードにおいては、分周器５１の分周比は１であり、電圧信号Ｖｘは電圧信号（Ｖｂ）のパルスを間引かない信号である。したがって、電圧信号（Ｖｂ）をそのまま反映させるように平滑コンデンサ３１の充電が行われ、制御用電圧Ｖｃは、１２ボルトの付近で推移する。

通常モードにおいては、分周器５１の分周比は２であり、電圧信号Ｖｘは、電圧信号（Ｖｂ）のパルスを１つおきに間引いた信号である。したがって、電圧信号（Ｖｂ）を１パルスおきに断続させるようにして平滑コンデンサ３１の充電が行われる。制御用電圧Ｖｃは、１２ボルトをほぼ中央値として制御回路１５の定格電圧範囲を超えない範囲内で推移する。

以上の実施形態によると、制御用電圧Ｖｃを出力する制御用電源回路３，３ｂ、３ｃ、３ｅにおけるエネルギーの損失を従来よりも低減することができる。

上に述べた実施形態においては、分周器５１，５１ｃは、電圧Ｖｂに基づいて分周比を切り替えるものとした。これに限らず、例えばスリープ信号Ｓ１を出力設定回路２７だけでなく分周器５１，５１ｃにも入力し、スリープ信号Ｓ１に基づいて分周比を切り替えるようにしてもよい。

ＡＤ／ＤＣコンバータ２，２ｃの出力電圧Ｖｕの設定値である第１の値および第２の値、ならびにＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧Ｖｗの設定値である第３の値は、負荷に応じて適宜定めてよい。

上に述べた実施形態においては、制御用電圧Ｖｃの設定値を１２ボルトとしたが、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の動作を保障し得る最低動作電圧の値が例えば８ボルトである場合において、制御用電圧Ｖｃの設定値をその８ボルトとしてもよい。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ６における入出力電位差が小さくなり、変換効率が高まって省エネルギー効果が大きくなる。

制御回路１５による制御の方式は、パルス周波数変調（Pulse Frequency Modulation: PFM ）でもよい。

その他、電源装置１，１ｂ、１ｃ、１ｄの全体または各部の構成、各回路の動作、コンバータの方式、しきい値Ｖｔｈ，Ｖｔｈ２、分周比などは、本発明の趣旨に沿って適宜変更することができる。

１，１ｂ、１ｃ、１ｄ電源装置
３，３ｂ、３ｃ、３ｅ制御用電源回路
６ＤＣ／ＤＣコンバータ
１３トランス
１５制御回路
２７出力設定回路
３０整流器
３１平滑コンデンサ
４０，５０，５０ｃ、５０ｅ充電間引き回路
５１，５１ｃ分周器
５２，５２ｅスイッチング回路
７０電流センサ
８８，８９出力端子
９０負荷
９２，９６制御回路（他の制御回路）
Ｉｕ電流
Ｌ３補助巻線
Ｓ１スリープ信号（切替えを指令する信号）
Ｖａ交流電圧（交流電力）
Ｖｂ電圧（整流した電力、整流後の電圧信号）
Ｖｃ制御用電圧
Ｖｕ出力電圧
Ｖｘ電圧信号（分周後の電圧信号）

Claims

トランスと前記トランスに対する電力の入力を出力電圧の設定値に応じて制御する制御回路とを有した電源装置であって、
前記トランスに設けられた補助巻線と、
前記補助巻線に生じる交流電力を整流して前記制御回路を動作させるための制御用電圧を出力する制御用電源回路と、を備え、
前記制御用電源回路は、
前記制御用電圧の出力端子間に接続され、前記交流電力を整流した電力により充電される平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの両端電圧値が前記制御用電圧の設定値となるように、前記平滑コンデンサの充電を断続させる充電間引き回路と、を有し、
前記制御用電源回路は、前記交流電力を整流して前記整流した電力として出力する整流器を有し、
前記充電間引き回路は、整流後の電圧信号を分周する分周器と、分周後の電圧信号によってオンオフ制御されて前記整流器から前記平滑コンデンサへ流れる電流を断続するスイッチング回路と、を有する、
ことを特徴とする電源装置。
トランスと前記トランスに対する電力の入力を出力電圧の設定値に応じて制御する制御回路とを有した電源装置であって、
前記トランスに設けられた補助巻線と、
前記補助巻線に生じる交流電力を整流して前記制御回路を動作させるための制御用電圧を出力する制御用電源回路と、を備え、
前記制御用電源回路は、
前記制御用電圧の出力端子間に接続され、前記交流電力を整流した電力により充電される平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの両端電圧値が前記制御用電圧の設定値となるように、前記平滑コンデンサの充電を断続させる充電間引き回路と、
前記出力電圧の設定値を第１の値と前記第１の値よりも低い第２の値とに切り替える出力設定回路を有し、
前記充電間引き回路は、前記出力電圧の設定値が前記第１の値である場合に、前記平滑コンデンサの充電を断続させる、
ことを特徴とする電源装置。
当該電源装置から負荷に流れる電流の値を検出する電流センサを有し、
前記充電間引き回路は、検出された前記電流の値が所定値以上である場合に、前記平滑コンデンサの充電を断続させる、
請求項１記載の電源装置。
前記トランスの出力を整流した電力に基づいて、電圧値が前記第２の値よりも低い第３の値である直流電力を出力するＤＣ／ＤＣコンバータを有し、
前記制御用電圧の設定値は、ＤＣ／ＤＣコンバータの最低動作電圧の値以上である、
請求項２記載の電源装置。
前記出力設定回路は、省電力モードへの切替えを指令する信号が入力されたときに、前記出力電圧の設定値を前記第２の値に切り替える、
請求項２または４記載の電源装置。
前記制御用電圧の設定値は、前記制御回路の最低動作電圧の値よりも高い値である、
請求項１ないし５のいずれかに記載の電源装置。
前記制御用電源回路から供給される前記制御用電圧の電力によって動作し、前記制御回路の動作中に動作しまたは停止する他の制御回路を有する、
請求項１ないし６のいずれかに記載の電源装置。