JPH11142425A

JPH11142425A - 流速測定装置および超音波診断装置

Info

Publication number: JPH11142425A
Application number: JP30669397A
Authority: JP
Inventors: Hironori Suzaki; 寛則須崎
Original assignee: Furuno Electric Co Ltd
Current assignee: Furuno Electric Co Ltd
Priority date: 1997-11-10
Filing date: 1997-11-10
Publication date: 1999-05-28

Abstract

(57)【要約】【課題】高周波の超音波を用いたドップラ流量計で、簡
略な回路で精度の高い信号処理を行う。【解決手段】受信用トランスデューサ５は、流体で反射
した超音波信号（反射波信号）を受信する。この反射波
信号を高周波アンプ１０で増幅し、注目領域のみをバン
ドパスフィルタ１１で切り出したのち、Ａ／Ｄコンバー
タ１３でアンダーサンプリングする。たとえば、キャリ
ア周波数が９９８ｋＨｚで反射波信号のスペクトルが±
２ｋＨｚの範囲に納まる場合には、８ｋＨｚのサンプリ
ング周波数でアンダーサンプリングする。そうすること
により、複次の折り返し写像が０〜４ｋＨｚの範囲に形
成される（この場合、キャリア周波数は２ｋＨｚに転写
される）。これを切り出してＤＳＰ１４に供給すること
により、ミキサを介したダウンコンバートを使用せず
に、直接サンプリングしてベースバンド付近にスペクト
ルを形成させることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、超音波のドップ
ラ効果を用いて流体の流速を測定する流速測定装置、お
よび、超音波を用いて人体を診断する超音波診断装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】人工心肺装置には血液の供給量を測定す
るため血流計が設けられている。通常用いられる血流計
は、血液が流れるチューブに超音波を照射し、これが血
液で反射した反射波のドップラシフトによってその流速
を測定するものである。人工心肺装置においては、所定
の量の血液を正確に患者に供給する必要があるため、そ
の流量の測定には高い精度が要求される。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】人工心肺装置では、血
液を定常流で供給する場合と、心臓の鼓動に似せた拍動
流で供給する場合があるが、ドップラシフト周波数を解
析するＦＦＴのサンプリング時間を長くとった場合には
拍動流の時間に関して変化する流速を正確に測定するこ
とができず、ＦＦＴのサンプリング時間を短くとった場
合には定常流の流速を高精度で測定することができな
い。

【０００４】また、血液等の流体の反射波を得るため、
流速計では数ＭＨｚ程度の高い周波数を用いるが、この
周波数の信号を処理するために、従来は、ミキサを用い
たダウンコンバータが用いられていた。しかし、ミキサ
を用いた場合には、ノイズの混入や信号の減衰などが発
生し、測定精度が劣化するという問題点があった。ま
た、超音波を人体に照射し、その反射波によって人体を
診断する超音波診断装置が実用化されているが、この超
音波診断装置においても送信するキャリア信号として数
ＭＨｚの超音波を用いており、受信した反射波信号の処
理について同様の問題点があった。

【０００５】この発明は、高い周波数を用いたドップラ
流速測定装置において、簡略な回路で高い周波数分解
能、および、時間分解能を実現することを目的とし、さ
らに、回路を簡略化してノイズなどの影響を除去した超
音波診断装置を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】この出願の請求項１の発
明は、所定方向に流れる流体に対して斜めに設置された
送信用超音波振動子および受信用超音波振動子と、前記
送信用超音波振動子が送信した超音波信号の前記流体に
よる反射波信号を前記受信用超音波振動子で受信し、該
反射波信号のドップラシフト量によって前記流体の流速
を計測する手段と、を備えた流速測定装置において、前
記反射波信号をサンプリングするサンプリング手段と、
短時間のサンプリングデータを用いたフーリエ解析によ
って前記流速を求めるとともに、該解析の結果により前
記流速がほぼ一定であると判断されたとき、より長い時
間のサンプリングデータを用いたフーリエ解析によって
前記流速を求める解析手段と、を備えたことを特徴とす
る。

【０００７】この出願の請求項２の発明は、前記解析手
段で求めた流速が前記所定方向に対して負値となったと
き、逆流であるとして警告を発する手段を備えたことを
特徴とする。

【０００８】この出願の請求項３の発明は、前記解析手
段は、前記サンプリングデータ列に離散複素指数関数を
乗算することによって、前記反射波信号の中心周波数を
０ヘルツにシフトする周波数シフト手段と、前記シフト
されたサンプリングデータを所定のデシメイションレー
トで間引きしたデータを用いてフーリエ解析を実行する
手段と、を含むことを特徴とする。

【０００９】この出願の請求項４の発明は、前記解析手
段は、フーリエ解析によって求められた離散スペクトル
を補間して真のピーク値を推定する補間手段を含むこと
を特徴とする。

【００１０】この出願の請求項５の発明は、前記サンプ
リング手段を、前記反射波信号の周波数の２倍よりも低
い周波数で前記反射波信号をサンプリングし、該サンプ
リングによって生じた折り返し写像のうち、０ヘルツ付
近に生じた折り返し写像を切り出して前記解析手段に供
給する手段としたことを特徴とする。

【００１１】この出願の請求項６発明は、請求項３の発
明において、前記サンプリング手段を、前記反射波信号
の中心周波数をサンプリング周波数の４分の１または４
分の３の周波数に変換するサンプリング周波数で前記反
射波信号をサンプリングする手段とし、前記周波数シフ
ト手段を、該サンプリングされたデータ列に対して、複
素単位乗数データ列を乗算することによって前記サンプ
リングデータ列の周波数スペクトルをシフトする手段と
したことを特徴とする。

【００１２】ここで、上記複素単位乗数データ列は、複
素平面における単位円と実軸・虚軸との交点座標値を反
時計回りまたは時計回りに順次並べた数列であり、＋１
→−ｊ→−１→＋ｊ→の繰り返し、−ｊ→−１→＋ｊ→
＋１→の繰り返し、−１→＋ｊ→＋１→−ｊ→の繰り返
し、＋ｊ→＋１→−ｊ→−１→の繰り返し、または、＋
１→＋ｊ→−１→−ｊ→の繰り返し、＋ｊ→−１→−ｊ
→＋１→の繰り返し、−１→−ｊ→＋１→＋ｊ→の繰り
返し、−ｊ→＋１→＋ｊ→−１→の繰り返しのいずれか
からなる。

【００１３】この出願の請求項７の発明は、請求項６の
発明において、サンプリングデータの帯域を制限するロ
ーパスフィルタの係数と、前記複素単位乗数データ列と
を乗算した係数をフィルタ係数として各タップに設定し
たＦＩＲフィルタを設け、該ＦＩＲフィルタに順次入力
されるサンプリングデータが、４の倍数に設定されてい
るデシメイションレートだけ進む毎に、該ＦＩＲフィル
タの各タップ出力に対して前記フィルタ係数を乗算して
フィルタ出力データを出力する手段を設けたことを特徴
とする。

【００１４】この出願の請求項８の発明は、前記サンプ
リング手段を、前記解析手段に対して、実数項および虚
数項からなるサンプリングデータを供給する手段とした
ことを特徴とする。

【００１５】この出願の請求項９の発明は、人体に超音
波を照射し、その反射波を受信することで人体を診断す
る超音波診断装置において、受信した反射波信号をその
周波数の２倍よりも低い周波数でサンプリングし、該サ
ンプリングによって生じた折り返し写像のうち、０ヘル
ツ付近に生じた折り返し写像を切り出してサンプリング
データ列として出力するサンプリング手段と、該サンプ
リング手段から供給されたサンプリングデータ列を解析
することにより前記人体を診断する解析手段と、を備え
たことを特徴とする。

【００１６】この出願の請求項１０の発明は、請求項９
の発明において、前記サンプリング手段の前段に前記人
体に照射された超音波のキャリア周波数付近の周波数帯
域を遮断する帯域遮断フィルタを設けたことを特徴とす
る。

【００１７】この出願の請求項１１の発明は、請求項９
の発明において、前記解析手段は、前記サンプリングデ
ータ列に離散複素指数関数を乗算することによって、前
記反射波信号の中心周波数を０ヘルツにシフトする周波
数シフト手段と、前記シフトされたサンプリングデータ
を所定のデシメイションレートで間引きしたデータを用
いてフーリエ解析を実行する手段と、を含むことを特徴
とする。

【００１８】この出願の請求項１２の発明は、請求項９
の発明において、前記解析手段は、フーリエ解析によっ
て求められた離散スペクトルを補間して真のピーク値を
推定する補間手段を含むことを特徴とする。

【００１９】この出願の請求項１３の発明は、請求項９
の発明において、前記サンプリング手段を、前記反射波
信号の中心周波数をサンプリング周波数の４分の１また
は４分の３の周波数に変換するサンプリング周波数で前
記反射波信号をサンプリングする手段とし、前記周波数
シフト手段を、該サンプリングされたデータ列に対して
複素単位乗数データ列を乗算することによって前記サン
プリングデータ列の周波数スペクトルをシフトする手段
としたことを特徴とする。

【００２０】この出願の請求項１４の発明は、請求項１
３の発明において、フィルタ係数として、サンプリング
データの帯域を制限するローパスフィルタの係数と、前
記複素単位乗数データ列とを乗算した係数を各タップに
設定したＦＩＲフィルタを設け、該ＦＩＲフィルタに順
次入力されるサンプリングデータが、４の倍数に設定さ
れているデシメイションレートだけ進む毎に、該ＦＩＲ
フィルタの各タップ出力に対して前記フィルタ係数を乗
算してフィルタ出力データを出力する手段と、を設けた
ことを特徴とする。

【００２１】上記発明において、短い時間のサンプリン
グデータでＦＦＴ（高速フーリエ解析）を実行すること
により、時間分解能の高い流速測定を行うことができ、
拍動流の流速を正確に測定することができるとともに、
逆流を迅速に検出することができる。一方、長い時間の
サンプリングデータでＦＦＴを実行することにより、周
波数分解能の高い解析が可能になり、拍動流の平均流速
または定常流の流速を高精度で測定することができる。

【００２２】この場合において、超音波を流体で反射さ
せるため数ＭＨｚ程度の高い周波数の超音波を用いる。
このような高周波をサンプリングする場合、通常はミキ
サを用いてダウンコンバートするが、ダウンコンバート
によりノイズの発生や信号レベルの減衰などの問題が生
じる。これを解決するため、この発明では以下に示すよ
うに低い周波数でダイレクトにサンプリングし、折り返
し写像を利用することでダウンコンバートも同時に実現
している。

【００２３】入力信号の２倍以下のサンプリング周波数
でＡ／Ｄ変化した場合、折り返し（エイリアシング：ａ
ｌｉａｓｉｎｇ）によって信号が重なり合ってしまう
が、ドップラ流速測定装置の反射波の場合、信号スペク
トルは送信信号のキャリア周波数付近のみに分布してお
り、サンプリング周波数等を適当に選択することによ
り、折り返しが生じてもスペクトルが分布している注目
領域同士が重なり合わなければ元の信号の再現が可能で
ある。したがって、反射波信号の帯域幅、反射波信号の
最高周波数およびサンプリング周波数を適当に選択する
ことにより、図１（Ａ）に示すように、注目領域の折り
返し写像が重なり合わないようにすることができ、高周
波の反射波信号をミキサを用いて低い周波数にダウンコ
ンバートすることなく、低いサンプリング周波数で直接
サンプリングすることができる。さらに、このサンプリ
ングによって生じたベースバンド付近の折り返し写像を
切り出すことにより、高周波のスペクトルのダウンコン
バートを同時に実現することができる。

【００２４】そして、このアンダーサンプリング行うサ
ンプリング周波数ｆｓを、図１（Ｂ）に示すように、上
記注目領域の中心周波数ｆｃ（反射波信号の場合、送信
信号のキャリア周波数）がサンプリング後にｆｓ／４ま
たは３ｆｓ／４となるような周波数に設定する。ただ
し、ｆｓ／２が前記注目領域の帯域幅Ｂ以上になるよう
にｆｓを設定する。

【００２５】このようなサンプリング周波数ｆｓで反射
波信号をサンプリングすると、中心周波数ｆｃを挟んで
正負の範囲に周波数スペクトルが展開するが、スペクト
ル同士がエリアシングで重なり合うことがない。また、
このとき０Ｈｚ付近に生じる写像は１次写像とは限ら
ず、２次写像などの多次写像である可能性があるが、中
心周波数ｆｃが事前に分かっているため、何次写像がど
の付近に生じるかを予測することができ、最も利用しや
すい０Ｈｚ付近の写像を用いることができる。

【００２６】また、周波数分解能を高めるため、長い時
間のサンプリングデータでＦＦＴを実行する場合、サン
プル点数が多くなりＦＦＴの演算量が級数的に増加する
が、この発明では、サンプリング帯域内で反射波信号が
分布している周波数帯域が一部であることに着目し、サ
ンプリングデータを間引き（デシメイション）すること
によって、スペクトルを拡大し、サンプル点数を増加さ
せることなく、周波数分解能を向上している。このデシ
メイションに際しては、スペクトルの中心周波数ｆｃを
０Ｈｚまでシフトする必要がある。これらを簡略化する
具体的手法について以下説明する。

【００２７】上記のように、サンプリング周波数ｆｓで
サンプリングされ、中心周波数ｆｃの離散時間データ列
となった信号は、

【００２８】

【数１】

【００２９】の指数関数列を乗算することによって中心
周波数ｆｃが０Ｈｚ（ＤＣ）になるように周波数スペク
トルをシフトすることができる。すなわち、データ数列
ｘ（ｎ）のＤＦＴ変換から求まる周波数スペクトルが、

【００３０】

【数２】

【００３１】で求められるのに対し、データ数列ｘ
（ｎ）に離散複素指数関数ｃ（ｎ）を乗算した周波数ス
ペクトルＸｓｈｉｆｔ（ｋ）が、

【００３２】

【数３】

【００３３】となることから周波数スペクトルＸ（ｋ）
が周波数軸に沿ってシフトされていることが分かる。す
なわち、

【００３４】

【数４】

【００３５】によってスペクトルの注目領域の中心周波
数ｆｃを周波数ゼロとするように、スペクトル全体を周
波数軸に沿ってシフトすることができる。

【００３６】また、前記ｃ（ｎ）の指数部（−ｊΩ
_cｎ）のｎを、自然数Ｍを加算することによって（ｎ＋
Ｍ）に置き換えた場合、すなわち，離散複素指数関数を
Ｍ個シフトしてデータ数列に乗算した場合でも、

【００３７】

【数５】

【００３８】で明らかなように、周波数パワースペクト
ルはこのずれに影響されることなく同様にシフトされ
る。

【００３９】そして、上述したようにサンプリング周波
数ｆｓと注目領域の中心周波数ｆｃが、ｆｃ＝ｆｓ／４
またはｆｃ＝３ｆｓ／４となるような関係にサンプリン
グしていることにより、 Ω_c＝２π（ｆｃ／ｆｓ）＝π／２または、 Ω_c＝２π（ｆｃ／ｆｓ）＝３π／２となり、前記離散複素指数関数ｃ（ｎ）は、

【００４０】

【数６】

【００４１】となる。ここで、Ω_c＝π／２の場合を考
えると、任意の整数値ｎに対して、

【００４２】

【数７】

【００４３】となり、＋１，−ｊ，−１，＋ｊの４種類
の値のみを取ることが分かる。

【００４４】したがって、周波数スペクトルをシフトす
るために実際にｘ（ｎ）とｃ（ｎ）とを乗算する必要は
なく、単にデータ数列ｘ（ｎ）を４個周期に、ｃ（ｎ）
のｎの値から簡単に割り出される＋１，−ｊ，−１，＋
ｊを乗算した場合に合わせて正負符号制御および実数虚
数制御をするだけでよい。すなわち、ｃ（ｎ）がマイナ
ス符号の場合には符号反転計算のみを行い、ｃ（ｎ）が
実数の場合はｘ（ｎ）の値を全て実数部として処理し、
ｃ（ｎ）が虚数の場合はｘ（ｎ）の値を全て虚数部とし
て処理すればよい。なお、Ω_c＝３π／２の場合には、
Ω_c＝π／２の場合と逆回りになり、＋１，＋ｊ，−
１，−ｊとなる。なお、＋１→−ｊ→−１→＋ｊまたは
＋１→＋ｊ→−１→−ｊの繰り返しの先頭は＋１，＋
ｊ，−１，−ｊのうち任意のものでよい。

【００４５】このように、ｆｃ＝ｆｓ／２またはｆｃ＝
３ｆｓ／２となるようなサンプリング周波数ｆｓでサン
プリングすることにより、サンプリングデータのサンプ
リング番号に基づいて符号制御および実数，虚数に割り
振るのみの処理で周波数スペクトルのシフトを行うこと
ができ、上記指数関数を実際に乗算して演算する必要が
なくなるため、処理を大幅に簡略化することができる。

【００４６】そして、この処理により周波数シフトされ
たサンプリングデータ列は、実数部のみのデータと虚数
部のみのデータが交互に現れるため、後段のフィルタ演
算などの演算においては、実数部の演算・虚数部の演算
ともに通常の演算の１／２の演算量ですませることがで
きる。すなわち、実数部の演算は、＋１または−１が乗
算されたサンプリングデータの実数部について行い、虚
数部の演算は、＋ｊまたは−ｊが乗算されたサンプリン
グデータの虚数部について行えばよく、処理データ長の
半分のデータ長の演算処理部でこれを実現できる。

【００４７】また、上記のように中心周波数を０にシフ
トしたことにより、サンプリングデータの間引き（デシ
メイション）によって、図１（Ｄ）に示すように、０Ｈ
ｚ（ＤＣ）を中心とした周波数スペクトルの引き延ばし
が可能になる。サンプリングデータを間引きすることに
より、長時間のサンプリングデータを少ないサンプル点
（データ点数）で取り扱うことができる。

【００４８】ここで、デシメイションによってスペクト
ルが拡大されることを数式で説明する。もとの離散数列
データをｘ（ｎ）とし、この数列のＤ個毎を残してそれ
以外のデータをゼロに置き換えた数列をｘ_p（ｎ）、ｘ
（ｎ）またはｘ_p（ｎ）からＤ毎に取り出した、すなわ
ちデシメイションされた数列をｘ_d（ｎ）とする。

【００４９】これらの数列ｘ_d（ｎ）、ｘ（ｎ）、ｘ_p
（ｎ）の関係は、ｘ_d（ｎ）＝ｘ（ｎＤ）＝ｘ_p（ｎＤ）が成立し、それぞれのフーリエ変換をｘ_d（Ω）、ｘ
（Ω）、ｘ_p（Ω）とする。上記関係式を用いてｘ
_d（ｎ）のフーリエ変換を求めてみると、

【００５０】

【数８】

【００５１】が成立する。

【００５２】さらに、周期Ｄのインパルス列ｐ（ｎ）
は、

【００５３】

【数９】

【００５４】であり、ｐ（ｎ）のフーリエ変換Ｐ（Ω）
は、

【００５５】

【数１０】

【００５６】である。一方、ｐ（ｎ）は次式で与えら
れ、

【００５７】

【数１１】

【００５８】このフーリエ変換変換は、

【００５９】

【数１２】

【００６０】となるため、

【００６１】

【数１３】

【００６２】が成立する。

【００６３】このことから、

【００６４】

【数１４】

【００６５】となり、スペクトルが周波数軸に関してＤ
倍に拡大されたことが分かる。

【００６６】さらに、この発明では、デシメイションレ
ートとして４ｎ（ｎ：正の整数）を用い、このデシメイ
ションによって発生する折り返しスペクトルの重なり合
い（エリアシング）を防止するためのローパスフィルタ
であるＦＩＲフィルタのフィルタ係数に対して上記周波
数シフトのための乗数である＋１、−ｊ、−１、＋ｊま
たは＋１、＋ｊ、−１、−ｊを予め乗算している。デシ
メイションレートが４ｎであるから、入力されるサンプ
リングデータ列が４ｎ進む毎にフィルタ演算が行われ、
４個の周期で繰り返す＋１、−ｊ、−１、＋ｊまたは＋
１、＋ｊ、−１、−ｊの乗数と同期し、同じサンプリン
グデータには常に同じ乗数が乗算されることになるた
め、ＦＩＲフィルタに入力するまえにサンプリングデー
タにこの乗数を乗算しておかなくても、フィルタ演算に
おいて同時に上記周波数スペクトルのシフトを行うこと
ができる。さらに、上述したように乗数として＋１、−
ｊ、−１、＋ｊまたは＋１、＋ｊ、−１、−ｊを用いた
ことにより、サンプリングデータの実数部または虚数の
一方が必ず０となるため、０となるタップ（係数演算）
を省略することでフィルタ長を約１／２にすることがで
きる。

【００６７】これにより、周波数シフト、ＦＩＲフィル
タ処理、およびデシメイションレート４ｎのデシメイシ
ョン処理を一括して実行することができるとともに、フ
ィルタ長を１／２にする（フィルタ演算量を１／２にす
る）ことができ、処理を大幅に簡略化することができ
る。

【００６８】このようにして周波数分解能を向上して
も、ＦＦＴで求められるのは離散スペクトルであるが、
この離散スペクトルを補間して連続スペクトルの包絡線
を推定することにより、より精度の高いピーク周波数の
検出が可能になる。補間方式としては、たとえば、田部
井・上田法などを用いればよい。

【００６９】一方、有限長のサンプリングデータを切り
出す場合、その周波数スペクトルを保存するためハニン
グ窓などの窓関数を乗じてデータの切り出しを行うこと
がよく行われるが、この窓関数の各関数列に対して周波
数スペクトルをシフトするための離散指数関数列ｃ
（ｎ）を予め乗算しておき、これをサンプリングされた
データ列ｘ（ｎ）に乗ずることにより、窓関数によるサ
ンプリングデータの切り出しと周波数スペクトルのシフ
トを同時に行うことができる。

【００７０】さらに、この場合においても、図１２に示
すように上記周波数スペクトルのシフトと同様にサンプ
リング周波数ｆｓと注目領域の中心周波数ｆｃが、ｆｃ
＝ｆｓ／２またはｆｃ＝３ｆｓ／２となるような関係で
サンプリングすることにより、窓関数列に対して＋１，
−ｊ，−１，＋ｊまたは＋１，＋ｊ，−１，−ｊの乗数
データ列を乗算したものをデータ列に乗算するのみで、
簡略にサンプリングデータの切り出しと周波数スペクト
ルのシフトおよび必要であればスペクトルの反転を同時
に行うことができる。

【００７１】

【発明の実施の形態】図２は、この発明の実施形態であ
るドップラ流量計のブロック図、図３は同ドップラ流量
計のトランスデューサ部の外観図、図４は同ドップラ流
量計の受信部のブロック図である。この流量計は、人工
心肺装置の血流を測定する血流量計などに適用されるも
のである。人工心肺装置は、血液を一定量ずつ定常流で
供給する場合や、実際の動脈流のように一定周期の拍動
流で供給する場合があり、血流量計はそのいずれの場合
でも正確な血流量を検出する必要がある。また、手術中
に血栓や接合部の異常などで血液が逆流する場合がある
が、これは患者の生命にかかわる事態であるため、いち
早くこれを検出する必要がある。この流量計はこのよう
な要求に応えたものである。

【００７２】ドップラ流量計は、送信部１，受信部２お
よび制御部３からなっている。送信部１は、チューブ６
内を流れる流体（血液）に対して超音波を送信する送信
用トランスデューサ４を有している。また、受信部２
は、前記流体からの反射波信号を受信する受信用トラン
スデューサ５を有している。これらトランスデューサ
４，５は、それぞれ治具７，８により、チューブ６に対
して角度αで固定されている。この治具７，８の内部に
は超音波を減衰させないようにジェル状の物質が充填さ
れている。ドップラ流速計は、流体中の粒子で超音波を
反射させ、この反射波信号のドップラシフトによって流
速を計測するものであるため、超音波は１ＭＨｚ程度の
高周波が使用される。

【００７３】図４において、受信用トランスデューサ５
は、高周波アンプ１０に接続されている。受信用トラン
スデューサ５が受信した反射波信号は、この高周波アン
プ１０で増幅される。増幅された反射波信号は、バンド
パスフィルタ１１に入力される。バンドパスフィルタ１
１はこの反射波信号のうち反射波信号のスペクトルが分
布する周波数帯域（注目領域）のみを通過させ、それ以
外の周波数領域のノイズを除去する。この注目領域以外
のノイズの除去は、後段のアンダーサンプリングにおい
て折り返しノイズによるスペクトルの破壊を防ぐために
必須である。ドップラ流量計の場合、上記注目領域（す
なわちバンドパスフィルタ１１の透過帯域）は、２ｋＨ
ｚ程度で十分である。この帯域幅についての詳細は後述
する。バンドパスフィルタ１１によって帯域が制限され
た反射波信号はアンプ１２によってサンプリング可能な
レベルまで増幅され、Ａ／Ｄコンバータ１３に入力され
る。

【００７４】Ａ／Ｄコンバータ１３はこの反射波信号を
注目領域の帯域幅Δｆの２倍以上のサンプリング周波数
ｆｓでサンプリングする。このサンプリング周波数ｆｓ
は、キャリア周波数ｆｃよりも低い周波数でもよい。こ
のサンプリング周波数ｆｓとキャリア周波数ｆｃおよび
帯域幅Δｆ（＝Ｂ）との関係についての詳細は後述す
る。

【００７５】このＡ／Ｄコンバータ１３でアンダーサン
プリングされディジタルデータ（サンプリングデータ）
に変換された反射波信号はＤＳＰ１４に入力される。Ｄ
ＳＰはこのサンプリングデータをＦＦＴ解析してドップ
ラシフト周波数を割り出し、これに基づいて血液の流
速、流量を割り出す。上記Ａ／Ｄコンバータ１３として
は、サンプルホールド回路を内蔵した広帯域高速Ａ／Ｄ
変換器（サンプリングＡ／Ｄ変換器）を用いればよい。

【００７６】このように、入力信号周波数の２５０分の
１程度の周波数でサンプリングするアンダーサンプリン
グを用いることによって、フロントエンドのアナログ回
路を少なくして信号の歪みを少なくすることができる。
ミキサによるＩＦサンプリングによって発生する１／ｆ
ノイズが少ない。ミキサによる信号のロス（通常−３ｄ
Ｂ〜−７ｄＢ程度）がない。ＤＣオフセットの誘導がな
い。ローカル周波数成分自身が他の回路に漏れる心配が
ない。サンプルデータの転送レートを遅くできる（バン
ド幅を狭くできる）。大容量のデータメモリが不要にな
る。ＤＳＰでデータを直接処理できるようになり、リア
ルタイム処理が容易になる。などの利点が生じる。

【００７７】図３に示す構成で流体（血液）の流量を計
測する場合の各部の設定値の例を示す。まず、チューブ
６として外径約１ｃｍの樹脂チューブを用いると、内径
は０．９５３ｃｍであり、その断面積は０．７１３ｃｍ
²である。この断面積にドップラシフト周波数から求め
た流速を乗算することにより、流量が計算される。たと
えば、１００ｍｌ／ｍｉｎの流量を測定する場合、その
流速は２．３４ｃｍ／ｓｅｃである。上記トランスデュ
ーサ４，５の角度αを４５°とし、送信周波数を約１Ｍ
Ｈｚとすると、上記流速に対応するドップラシフト周波
数は約２２ヘルツである。この条件で、５ｍｌ／ｓｅｃ
の速度分解能を得るためには、ほぼ１ヘルツの周波数分
解能が要求される。

【００７８】仮に、計測範囲を５ｍｌ／ｍｉｎ〜１００
０ｍｌ／ｍｉｎとし、送信周波数を１．０ＭＨｚとする
と、最大ドップラシフト周波数は±２２０ヘルツとな
る。

【００７９】そこで、この実施形態では、図５に示すよ
うに、送信周波数から±２ｋＨｚの帯域を注目領域とし
て切り出すことにし、アンダーサンプリングの処理がし
易いように、送信周波数ｆｃ（注目領域の中心周波数）
を９９８ｋＨｚに設定した。すなわち、反射波信号の最
高周波数Ｆｍａｘを１０００ｋＨｚまで許すことにし
た。

【００８０】したがって、この実施形態では、上記条件
で送信キャリア周波数を９９８ｋＨｚ、サンプリング周
波数を８ｋＨｚとしてアンダーサンプリングを行う。こ
のアンダーサンプリングでは、図５（Ｂ）に示すよう
に、Ｎ＝Ｆｍａｘ／Ｂ＝１０００／４＝２５０であり、
Ｎが偶数であるため、反転したスペクトルが周波数０〜
４ｋＨｚの間に現れる。

【００８１】ＤＳＰ１４は、この０〜４ｋＨｚの間に現
れたスペクトルをＦＦＴし、ドップラシフト周波数を解
析する。ＤＳＰ１４は、マイクロプログラムによって動
作するが、図６にＤＳＰ１４の概略動作のフローチャー
トを示す。この動作は一定時間（約１秒）毎に繰り返し
実行される。まず、１０２４点のサンプリング点を切り
出してＦＦＴを実行してスペクトル分布を求める（ｓ
１）。サンプリング周波数ｆｓ＝８ｋＨｚであるから、
１０２４点のサンプリング点は、０．１２８秒のサンプ
リング時間に相当し、周波数分解能は８０００／１０２
４＝７．８Ｈｚとなる。前回，前々回など過去の解析結
果と比較してこの流れが定常流であるか拍動流であるか
を判断する（ｓ２）。このとき、流れが逆流しているか
否かも同時に判断される。拍動流の場合には、流速の時
間変動が大きいため、これ以上の長いサンプリング時間
で解析しても正確な解析が不可能である。この場合には
ｓ５に進み、前記解析で求められた離散スペクトルを補
間して実際のピークを推定する（ｓ５）。この推定法と
しては、田部井・上田法などを適用すればよい。この補
間法を用いれば周波数分解能を１０倍ないし（ノイズが
ない場合には）１００倍程度に高めることができるた
め、１０２４点のサンプリング点によるＦＦＴでも１Ｈ
ｚ以下の周波数分解能を実現することができる。また、
スペクトルの中心等から平均ドップラ周波数を求めるこ
とも可能である。

【００８２】一方、ｓ２で定常流であると判断された場
合には、サンプリング点を８分の１に間引くデシメイシ
ョン処理を行う（ｓ３）。このデシメイション処理を行
うためには、同時に注目領域の中心周波数を２ｋＨｚか
ら０Ｈｚにシフトするデモジュレイション処理およびス
ペクトルが分布している周波数帯域以外のノイズ成分を
除去するローパスフィルタ処理を同時に行う必要があ
る。このＤＳＰ１４ではこれらの処理をＦＩＲフィルタ
で一括して行うようにしている。これらについての詳細
は後述する。このデシメイション処理ののち１０２４点
のＦＦＴを実行し、０．９８Ｈｚの周波数分解能でスペ
クトル分布を求める（ｓ４）。すなわち、１０２４点で
あっても８倍のデシメイションによってサンプリング時
間が１．０２４秒に長くなっているため、上記周波数分
解能を得ることができる。

【００８３】そして、さらにこのスペクトル分布を補間
し（ｓ５）、０．１Ｈｚ以下の周波数分解能でドップラ
シフト周波数を求める。

【００８４】ドップラシフト周波数を求めたのち、流速
および流体（血液）の流量を算出する（ｓ６，ｓ７）。

【００８５】一方、ｓ２で周波数スペクトルの分布が明
らかに負であった場合には、逆流していると判断してア
ラームを発する（ｓ８）。アラームとしては、音響的な
ものでも表示的なものでもよく、これらを併用してもよ
い。

【００８６】ここで、上記デシメイション処理について
詳述する。８ｋＨｚのサンプリング周波数で約１秒間の
サンプリング時間のＦＦＴを行おうとすれば、約８００
０点のサンプリング点についてＦＦＴを行う必要があ
り、演算量が膨大になるため実際的ではない。しかし、
反射波信号のスペクトル分布はサンプリング周波数に比
べて狭帯域であることが分かっているため、実際にスペ
クトルが分布している領域のみを拡大（ズーミング）し
て８１９２点ＦＦＴと同じ周波数分解能を保ちながらよ
り少ない点数のＦＦＴを実行する。

【００８７】デシメイション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）
によってＦＦＴ点数を下げると、ゼロ周波数を中心にス
ペクトルが拡大される。このため、ドップラシフトのゼ
ロ周波数に対応する２．０ｋＨｚをスペクトルのゼロ周
波数に平行移動（周波数シフト）しておき、これをデシ
メイションすれば、ドップラシフト成分が拡大されるこ
とが分かる。一方、６ｋＨｚの周波数シフトを行えば元
のスペクトルから反転していない写像をゼロ周波数にシ
フトすることができ、スペクトルの反転をシフトによっ
て修正することができる。なお、周波数スペクトルが反
転していても、ＤＳＰ１４の演算において周波数の±を
反転することによって容易にこれを修正することができ
る。

【００８８】ＤＳＰ１４において、周波数スペクトルを
ズーミングする処理の機能ブロックを図７に示す。ま
た、この機能ブロックによってスペクトルがどのように
変換されるかを図８に示す。

【００８９】図７において、ミキサ２０においてサンプ
リングデータ列に、〔数１〕の複素関数列を乗算する。
これにより、同図（Ａ）のように注目領域の中心周波数
が０Ｈｚにシフトされる。そして、このデータ列からロ
ーパスフィルタ２１によってスペクトル分布領域以外を
カットする。これによって、図８（Ｂ）のように反転し
たスペクトルがカットされ、複素数で表されたスペクト
ル分布と同様になる。次に、デシメイション処理２２に
よりサンプリング周波数ｆｓによってサンプリングされ
たデータ数列をｘ（ｎこのサンプリングデータから８個
毎にデータを取り出す。すなわち、８１９２個のデータ
から１０２４個のデータを取り出す。これにより、同図
（Ｃ）に示すようにスペクトルが８倍に伸長される。こ
の伸張されたデータを用いてＦＦＴ２３を実行する。

【００９０】ここで、実際には、ＤＳＰ１４はデモジュ
レーション、フィルタリング、デシメイションを図７に
示すように順次行うのではなく、これらをＦＩＲフィル
タを用いて一括して行っている。以下、この簡略化され
た演算処理方式について説明する。

【００９１】サンプリング周波数ｆｓによってＡ／Ｄ変
換されたデータ数列ｘ（ｎ）から得られる周波数スペク
トルの注目領域（スペクトルが展開している周波数帯）
を拡大するためにデシメイション処理を行う。

【００９２】このデシメイション処理を可能にするため
に前記注目領域の中心周波数（２ｋＨｚ）をゼロ周波数
（ＤＣ）にシフトする。すなわち、周波数軸に対してス
ペクトルを並行移動する。この操作は、上述したよう
に、前記サンプリングデータ数列ｘ（ｎ）の各データに
対して離散複数指数関数列ｃ（ｎ）を乗算することによ
って行う。

【００９３】サンプリング周波数８ｋＨｚでサンプリン
グされ、中心周波数２ｋＨｚの離散時間データ列となっ
た信号に対して、〔数７〕の指数関数列を乗算すること
によって中心周波数２ｋＨｚが０（ＤＣ）になるように
周波数スペクトルをシフトする。この離散複素指数関数
列は、複素単位乗数データ列（＋１、−ｊ、−１、＋ｊ
または＋１、＋ｊ、−１、−ｊの任意の値から開始する
数列）の４種類の値のみを取るから、実際の処理では乗
算を行う必要がなく、ｃ（ｎ）がマイナス符号の場合に
は符号反転計算のみを行い、ｃ（ｎ）が実数の場合はｘ
（ｎ）の値を全て実数部とし、ｃ（ｎ）が虚数の場合は
ｘ（ｎ）の値を全て虚数部とするのみである。

【００９４】図９は、Ａ／Ｄデータバッファｘ（ｎ）か
ら複素数バッファＸ（ｎ）への転記方式を説明する図で
ある。Ａ／Ｄデータバッファｘ（ｎ）は、アンダーサン
プリングされたサンプリングデータ（Ａ／Ｄデータ）列
を記憶するバッファであり、複素数バッファＸ（ｎ）
は、中心周波数＝０に周波数スペクトルシフトされた虚
数部を含むサンプリングデータ列を記憶するバッファで
ある。

【００９５】この図において、ｘ（０）はそのままＸ
（０）の実数部に転記され、Ｘ（０）の虚数部には０が
書き込まれている。ｘ（１）は正負の符号を反転された
のちＸ（１）の虚数部に転記され、Ｘ（１）の実数部に
は０が書き込まれている。ｘ（２）は正負の符号を反転
されたのちＸ（２）の実数部に転記され、Ｘ（２）の虚
数部には０が書き込まれている。ｘ（３）はそのままＸ
（３）の虚数部に転記され、Ｘ（３）の実数部には０が
書き込まれている。このように、離散複素指数関数の演
算結果を複素単位乗数データ列（＋１、−ｊ、−１、＋
ｊまたは＋１、＋ｊ、−１、−ｊの任意の値から開始す
る数列）の値にしたがって順次符号反転および転記を繰
り返すのみでこの周波数シフトを行うことができ、指数
関数を実際に乗算して演算する必要がなくなり、処理を
大幅に簡略化することができる。

【００９６】さらに、前記複素数バッファＸ（ｎ）の実
数部Ｒｅａｌ（ｎ）、Ｉｍａｇｉｎａｒｙ（ｎ）のうち
一方は必ず０であるため、上記規則に基づいて０になる
側が分かっていれば０を記憶するバッファを省略してバ
ッファの記憶領域を実質的に半分にすることができる。

【００９７】このように処理が簡略化されたとはいえ、
連続波ドップラシモード時にＦＦＴ処理のたびにデシメ
イション前のＡ／Ｄ変換データ全点数Ｎの周波数スペク
トルシフト計算を行うことは、そのデータ点数が多いこ
とから処理に時間が掛かる。たとえば、ＦＦＴ点数１０
２４、デシメイションレート８とするとＮは８１９２と
なる。

【００９８】また、スペクトル帯域を限定するためのフ
ィルタとしてＦＩＲフィルタが一般的に用いられるが、
サンプリングデータｘ（ｎ）の全てにＦＩＲフィルタリ
ング処理をしても、そのうちデシメイションレートＤの
デシメイションによって選択される１／Ｄのデータしか
使用されないため無駄である（なお、この説明における
ｘ（ｎ）は、上記周波数シフトされたＸ（ｎ）を表すも
のとする。）。このため、各データ毎にフィルタリング
処理をせず、デシメイションによって破棄されるデータ
をスキップし、Ｄ番目のデータ毎にフィルタ処理をする
ようにする。この破棄されるデータをスキップするＦＩ
Ｒフィルタ処理をブロック図で示すと図１０のようにな
る。この図において左端の入力端から１データずつ連続
して入力されるサンプリングデータｘ（ｎ）のうち、デ
シメイションによって選択されたデータｘ（Ｄｎ）が入
力されたときのみ、ＦＩＲフィルタが機能し、各タップ
の演算部はフィルタ係数を乗算したデータを出力する。
これらのデータを加算すればフィルタリングされたｘ
（Ｄｎ）のデータを得ることができる。デシメイション
によって破棄されるデータが入力端から入力された場合
には上段の遅延回路（シフトレジスタ）のみ機能し、各
タップの演算部の動作を休止させていればよい。これに
よって、フィルタリングとデシメイションを同時に行う
ことができる。

【００９９】ここで、ＦＩＲフィルタは、ｘ（ｎ）の実
数部および虚数部に対応して２系統が必要であるが、ｘ
（ｎ）の各項はそれぞれ実数部または虚数部のみ有意な
値をもち他方は０である（図９参照）。したがって、Ｄ
が２の倍数であればＦＩＲフィルタから値を出力すると
きに、有意な実数部と有意な虚数部が与えられるフィル
タ係数、および、０である実数部と０である虚数部が与
えられるフィルタ係数は決まっている。したがって、Ｄ
を２の倍数になるように設定すれば、必ず０が与えられ
るフィルタ係数およびその演算処理を省略することがで
きる。

【０１００】さらに、上述したように周波数シフトは、
入力されたサンプリングデータを実数部または虚数部に
転記するとともにその符号を制御する処理であり、４デ
ータ毎に、（＋１，−ｊ，−１，＋ｊ）または（＋１、
＋ｊ、−１、−ｊ）の処理を繰り返し行うものである。
そこで、この実数部または虚数部として取り出す処理お
よび正負符号をフィルタ係数として内蔵することによ
り、周波数シフト、フィルタリング、デシメイションを
同時に処理することができる。

【０１０１】図１１に周波数シフト、フィルタリング、
デシメイションの一括処理であるＦＦＴ前処理プロセス
のブロック図を示す。この図は、フィルタ長が奇数であ
り、且つ、（Ｌ＋１）／２が偶数の場合を示している。
この処理の条件としてデシメイションレートＤが周波数
シフト処理の繰り返しステップである４の倍数であるこ
とが要求される。デシメイションによってＤ個に１個の
割合で選択されるデータｘ（Ｄｎ）が入力されたとき、
このｘ（Ｄｎ）からフィルタ長だけ逆上ったデータｘ
（Ｄｎ−（Ｌ−１））までのデータに対して、フィルタ
係数ｈ（０），ｈ（１），−ｈ（２），−ｈ（３），…
…，−ｈ（Ｌ−１）を乗算し、ｘ（Ｄｎ）・ｈ（０）＋
ｘ（Ｄｎ−２）・（−ｈ（２））＋……＋ｘ（Ｄｎ（Ｌ
−１））・（−ｈ（Ｌ−１））をフィルタ出力の実数部
として出力する。且つ、ｘ（Ｄｎ−１）・ｈ（１）＋ｘ
（Ｄｎ−３）・（−ｈ（３））＋……＋ｘ（Ｄｎ（Ｌ−
１））・ｈ（Ｌ−１）をフィルタ出力の虚数部として出
力する。これにより、周波数シフトおよびフィルタリン
グを同時に行うことができる。そして、Ａ／Ｄデータが
Ｄだけ進み、次の選択データｘ（Ｄ（ｎ＋１））が入力
されたとき同様の処理を行う。このＤ毎の処理によりデ
シメイションが実行される。このように、Ａ／Ｄデータ
を１データずつ進め、デシメイションにより選択される
データが入力されたとき、フィルタリングおよび周波数
シフトを一気に行うようにしたことにより、処理が簡略
化されるとともに、無駄な演算処理を全く行うことがな
いため、演算所要時間を大きく短縮することができる。

【０１０２】なお、上述したようにこの例では、フィル
タ長が奇数であり、且つ、（Ｌ＋１）／２が偶数の場合
を示しているが、（Ｌ＋１）／２が奇数の場合でも、ま
た、フィルタ長が偶数でＬ／２が奇数・偶数の場合でも
同様に処理することが可能である。

【０１０３】なお、この実施形態は血流などチューブ内
を流れる流体の速度を計測するドップラ流速計について
したが、この発明は、このような流速計のみならず、一
定方向に流れるものであれば、どのようなものにでも適
用することができる。さらに、負の周波数検出も可能で
あるため、両方向の流速についても計測することができ
る。

【０１０４】なお、上記実施形態では、ＤＳＰ１４の周
波数シフト処理に至るまでは実数値データのみで処理す
るようにしているが、事前に反射波信号を複素数信号
（Ｉ信号，Ｑ信号）に分離するようにしてもよい。どの
段階で分離するかは任意である。図１３（Ａ）のように
ミキサでダウンコンバートする時点で乗算するローカル
信号の位相をπ／２シフトすることによって分離しても
よい。また、同図（Ｂ）のようにサンプリングしたのち
ＤＳＰ１４においてフィルタ（バンドパスフィルタとヒ
ルベルトフィルタ）で分離するようにしてもよい。

【０１０５】上記のように２個のミキサを用いてＩ，Ｑ
信号に分離する直交検波を行う回路においてもアンダー
サンプリングを適用することができる。

【０１０６】さらに、１チャンネルのアンダーサンプリ
ングした信号からＩ，Ｑ信号の分離をディジタルフィル
タまたはＤＳＰで実現すると、Ｉ，Ｑ間のミスマッチが
ない。出力振幅の不均一さがない。Ｉ，Ｑ間のπ／２位
相シフトの変動による位相ずれを無視できる。２個のＡ
／Ｄ変換器間の同期を全く考慮せずに実現することがで
きる。１個のＡ／Ｄ変換器のみで実現が可能になる。
Ｉ，Ｑ間の振幅ミスマッチが全くなく、位相ずれも全く
生じない。などの利点が生じる。

【０１０７】図１４は、この出願の第２の実施形態であ
る超音波診断装置の概略のブロック図である。超音波診
断装置は、プローブに設けられた超音波振動子エレメン
トから超音波キャリア信号を送信し、この超音波キャリ
ア信号が人体の各部で反射した信号を前記超音波振動子
エレメントで受信する。この反射波信号を解析すること
によって人体内部の状態を画像または音響信号として出
力する。送信される超音波キャリア信号は数メガヘルツ
の信号である。なお、この図には受信部の構成のみ示し
ている。

【０１０８】各超音波振動子エレメント３１には高周波
アンプ３２およびディレイ３３が接続されている。高周
波アンプ３２は受信した反射波信号を増幅する。ディレ
イ３３は各超音波振動子エレメント３１が受信した信号
の位相をそろえてビームを形成する。各超音波振動子エ
レメント３１に対応するディレイ３３から出力された反
射波信号は加算器３４によって加算される。加算された
反射波信号はプローブに対して所定方向の指向性をもっ
た信号になっている。この反射波信号は図１５に示すよ
うにキャリア周波数付近に極めて高いピークを有し、診
断すべき血流などからの反射波信号スペクトルとは約１
００ｄＢのレベル差がある。そこで、この信号をノッチ
フィルタ３５によってキャリア周波数付近の信号成分を
除去する。こののち、Ａ／Ｄコンバータ３５でサンプリ
ングし、ディジタルデータ列に変換する。このＡ／Ｄコ
ンバータ３５においても、上記第１の実施形態と同様に
アンダーサンプリングを行う。上記第１の実施形態と同
様の条件で動作させる場合には、図５に示したように、
キャリア周波数を９９８ｋＨｚに設定し、８ｋＨｚでサ
ンプリングすればよい。そうすることにより、０〜４ｋ
Ｈｚの周波数帯に反転した折り返し写像が現れ、これを
サンプリングデータとして使用することができる。サン
プリングされたデータは、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）３７およびヒルベルトフィルタ３８により、実数値
データＩおよび虚数値データＱに分離される。分離され
た複素データは、画像処理部４０およびＤＳＰ５０に入
力される。

【０１０９】画像処理部４０はスキャンした信号を２次
元の画像に加工してモニタ４４に表示する処理部であ
り、通常のスキャン画像であるＢモード画像４４ａやス
キャンされている平面の拍動状態を色によって表現する
カラーフロー画像４４ｄなどを作成する。作成された画
像データはスキャンコンバータ４１→カラープロセッサ
４２→Ｄ／Ａコンバータ４３を介してモニタ４４に入力
される。

【０１１０】一方、ＤＳＰ５０では、上記ＤＳＰ１４と
同様の処理を行う。すなわち、入力されたＩ，Ｑデータ
をデモジュレーション５１することによって中心周波数
０Ｈｚにシフトし、ＬＰＦ５２によって帯域を制限した
のち、デシメイション５３によってサンプル点数を減ら
したのち周波数分解能を高めてＦＦＴ５４を実行する。
これにより、注目領域である血流によってドップラシフ
トされた周波数帯域のみを拡大して高精度に血流状態を
割り出すことができる。この場合において、図９〜図１
２に示した一括処理方式を適用することができる。さら
に、補間処理によってＦＦＴによる離散スペクトルの１
０〜１００倍の周波数分解能を得ることができる。この
データはスキャンコンバータ４１に入力される。このデ
ータは、Ｍモードドプラ画像４４ｂやスペクトルドプラ
画像４４ｃとしてモニタ４４に表示される。なお、各画
像４４ａ〜４４ｄはモード切り換えにより、いずれか１
つがモニタ４４に表示される。なお、このＤＳＰ５０は
パルスドプラモードにおいても連続波ドプラモードにお
いても使用することができる。一方、デシメイションさ
れたデータはオーディオ処理部に入力される。オーディ
オ処理部５５では、正の周波数成分すなわち接近側のデ
ータのうち可聴帯域のみを切り出して右（左）チャンネ
ルのオーディオ信号として出力し、負の周波数成分すな
わち遠ざかる側のデータのうち可聴帯域のみを切り出し
て左（右）チャンネルのオーディオ信号として出力す
る。出力されたデータはＤ／Ａコンバータ５６でアナロ
グのオーディオ信号に変換され、アンプ５７を介してス
テレオスピーカまたはステレオヘッドホン５８に出力さ
れる。診断をする者は、このオーディオ信号の音質や音
の左右の定位により、拍動の強さや方向を判断すること
ができ視覚に加えて聴覚的な診断をすることができる。

【０１１１】このようにこの超音波診断装置では、受信
した反射波信号をミキサでダウンコンバートすることな
く、直接サンプリング（Ａ／Ｄ変換）しているため、ノ
イズの混入や信号の減衰を来すことがない。また、Ａ／
Ｄ変換直後にＩ，Ｑ分離をしてしているため、これをそ
のままオーディオ信号化することができ、回路を簡略化
することができる。

【０１１２】なお、高速広帯域で高ダイナミックレンジ
（多ビット）のＡ／Ｄ変換器を用いる場合には、微弱な
目的信号（血流によるドップラシフト信号）でも一様に
Ａ／Ｄ変換することが可能であるため、ノッチフィルタ
を介さずにキャリア周波数に高いピークを有する反射波
信号をそのままＡ／Ｄ変換してもよい。

【０１１３】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、短いサンプリ
ング時間で流速を求めることにより、拍動流や逆流を精
度良く測定することができるとともに、定常流であると
判定されたときは長いサンプリング時間で流速を求める
ため、時間分解能と速度分解能を両立させることができ
る。

【０１１４】請求項２の発明によれば、求められた流速
が負で逆流と判定したとき警告を発することにより、こ
の流速測定装置を人工心肺装置などに用いた場合に迅速
な対応が可能になる。

【０１１５】請求項３の発明によれば、デシメイション
によりサンプル点数を少なくして長いサンプリング時間
の解析を行うことにより、演算量を増やすことなく速度
分解能を向上することができる。

【０１１６】請求項４の発明によれば、補間することに
よって真のピーク値を推定することにより、離散スペク
トルのみによる場合の１０倍〜１００倍の周波数分解能
を実現することができる。

【０１１７】請求項５の発明によれば、反射波信号の２
倍よりも低い周波数のサンプリング周波数でサンプリン
グ（アンダーサンプリング）することにより、ミキサで
ローカル信号と乗算するダウンコンバートが不要にな
り、ノイズの混入や信号の減衰を防止し、直接ベースバ
ンド付近の折り返し写像を用いることができる。

【０１１８】請求項６の発明によれば、上記デシメイシ
ョンのための周波数シフトを１，ｊ，−１，−ｊの簡略
な乗算で行うことができるため、演算量を少なくし処理
速度を向上することができる。

【０１１９】請求項７の発明によれば、上記周波数スペ
クトルのシフト、周波数帯域の制限、デシメイションを
ＦＩＲフィルタのフィルタ係数に入れ込むことによって
一括した処理で行うことができるため、周波数スペクト
ルを有する信号の処理工程を簡略化することができる。

【０１２０】請求項８の発明によれば、解析手段に対し
て実数値，虚数値からなる複素数データを供給すること
により、負側のスペクトルを含むベースバンドのデータ
として処理することができる。

【０１２１】請求項９の発明によれば、反射波信号の２
倍よりも低い周波数のサンプリング周波数でサンプリン
グ（アンダーサンプリング）することにより、ミキサで
ローカル信号と乗算するダウンコンバートが不要にな
り、ノイズの混入や信号の減衰を防止し、直接ベースバ
ンド付近の折り返し写像を用いることができる。

【０１２２】請求項１０の発明によれば、帯域遮断フィ
ルタによってキャリア成分を除去することにより、微弱
な反射信号を大きなレベルでディジタル化することがで
き精度の高い解析が可能になる。

【０１２３】請求項１１の発明によれば、デシメイショ
ンによりサンプル点数を少なくして長いサンプリング時
間の解析を行うことにより、演算量を増やすことなく速
度分解能を向上することができる。

【０１２４】請求項１２の発明によれば、補間すること
によって真のピーク値を推定することにより、離散スペ
クトルのみによる場合の１０倍〜１００倍の周波数分解
能を実現することができる。

【０１２５】請求項１３の発明によれば、上記デシメイ
ションのための周波数シフトを１，ｊ，−１，−ｊの簡
略な乗算で行うことができるため、演算量を少なくし処
理速度を向上することができる。

【０１２６】請求項１４の発明によれば、上記周波数ス
ペクトルのシフト、周波数帯域の制限、デシメイション
をＦＩＲフィルタのフィルタ係数に入れ込むことによっ
て一括した処理で行うことができるため、周波数スペク
トルを有する信号の処理工程を簡略化することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明における信号処理方式を説明する図で
ある。

【図２】この発明の実施形態であるドップラ流速計の概
略構成図である。

【図３】同ドップラ流速計のトランスデューサ付近の構
造図である。

【図４】同ドップラ流速計の受信部の構成を示す図であ
る。

【図５】同ドップラ流速計における反射波信号の処理方
式を説明する図である。

【図６】同ドップラ流速計のＤＳＰの動作を示すフロー
チャートである。

【図７】同ＤＳＰの機能ブロック図である。

【図８】同ＤＳＰが処理するサンプリングデータのスペ
クトルの変換を説明する図である。

【図９】前記ＤＳＰにおける周波数シフト処理を示すブ
ロック図である。

【図１０】前記ＤＳＰにおいて周波数シフト、ＦＩＲフ
ィルタ、デシメイションを同時に行うＦＦＴ前処理を示
すブロック図である。

【図１１】同ＦＦＴ前処理における入力信号に対する処
理方式を説明するブロック図である。

【図１２】窓関数の乗算と周波数シフト処理を同時に行
う場合の処理ブロックを示す図である。

【図１３】反射波信号をＩ，Ｑに分離する場合の受信部
の構成を示す図である。

【図１４】この発明の他の実施形態である超音波診断装
置の概略ブロック図である。

【図１５】同超音波診断装置が受信する反射波信号の周
波数スペクトルを示す図である。

【符号の説明】

１…送信部、２…受信部、３…制御部、４…送信用トラ
ンスデューサ、５…受信用トランスデューサ、６…（血
液が流れる）チューブ、７，８…（トランスデューサを
支持する）治具、１０…高周波アンプ、１１…バンドパ
スフィルタ、１３…Ａ／Ｄコンバータ、１４…ＤＳＰ、
３１…超音波振動子エレメント、３５…ノッチフィル
タ、３６…Ａ／Ｄコンバータ、３７…バンドパスフィル
タ、３８…ヒルベルトフィルタ、５０…ＤＳＰ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所定方向に流れる流体に対して斜めに設
置された送信用超音波振動子および受信用超音波振動子
と、前記送信用超音波振動子が送信した超音波信号の前
記流体による反射波信号を前記受信用超音波振動子で受
信し、該反射波信号のドップラシフト量によって前記流
体の流速を計測する手段と、を備えた流速測定装置にお
いて、前記反射波信号をサンプリングするサンプリング手段
と、短時間のサンプリングデータを用いたフーリエ解析によ
って前記流速を求めるとともに、該解析の結果により前
記流速がほぼ一定であると判断されたとき、より長い時
間のサンプリングデータを用いたフーリエ解析によって
前記流速を求める解析手段と、を備えたことを特徴とする流速測定装置。
【請求項２】前記解析手段で求めた流速が前記所定方
向に対して負値となったとき、逆流であるとして警告を
発する手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の
流速測定装置。
【請求項３】前記解析手段は、前記サンプリングデー
タ列に離散複素指数関数を乗算することによって、前記
反射波信号の中心周波数を０ヘルツにシフトする周波数
シフト手段と、前記シフトされたサンプリングデータを所定のデシメイ
ションレートで間引きしたデータを用いてフーリエ解析
を実行する手段と、を含む請求項１に記載の流速測定装置。
【請求項４】前記解析手段は、フーリエ解析によって
求められた離散スペクトルを補間して真のピーク値を推
定する補間手段を含む請求項１に記載の流速測定装置。
【請求項５】前記サンプリング手段は、前記反射波信
号の周波数の２倍よりも低い周波数で前記反射波信号を
サンプリングし、該サンプリングによって生じた折り返
し写像のうち、０ヘルツ付近に生じた折り返し写像を切
り出して前記解析手段に供給する手段である請求項１に
記載の流速測定装置。
【請求項６】前記サンプリング手段は、前記反射波信
号の中心周波数をサンプリング周波数の４分の１または
４分の３の周波数に変換するサンプリング周波数で前記
反射波信号をサンプリングする手段であり、前記周波数シフト手段は、該サンプリングされたデータ
列に対して、＋１、−ｊ、−１、＋ｊの数列の任意の値
から開始する繰り返しまたは＋１、＋ｊ、−１、−ｊの
数列の任意の値から開始する繰り返しからなる乗数デー
タ列（以下「複素単位乗数データ列」という。）を乗算
することによって前記サンプリングデータ列の周波数ス
ペクトルをシフトする手段である請求項３に記載の流速
測定装置。
【請求項７】サンプリングデータの帯域を制限するロ
ーパスフィルタの係数と、前記複素単位乗数データ列と
を乗算した係数をフィルタ係数として各タップに設定し
たＦＩＲフィルタを設け、該ＦＩＲフィルタに順次入力されるサンプリングデータ
が、４の倍数に設定されているデシメイションレートだ
け進む毎に、該ＦＩＲフィルタの各タップ出力に対して
前記フィルタ係数を乗算してフィルタ出力データを出力
する手段と、を設けたことを特徴とする請求項６に記載の流速測定装
置。
【請求項８】前記サンプリング手段は、前記解析手段
に対して、実数項および虚数項からなるサンプリングデ
ータを供給する手段である請求項１に記載の流速測定装
置。
【請求項９】人体に超音波を照射し、その反射波を受
信することで人体を診断する超音波診断装置において、受信した反射波信号をその周波数の２倍よりも低い周波
数でサンプリングし、該サンプリングによって生じた折
り返し写像のうち、０ヘルツ付近に生じた折り返し写像
を切り出してサンプリングデータ列として出力するサン
プリング手段と、該サンプリング手段から供給されたサンプリングデータ
列を解析することにより前記人体を診断する解析手段
と、を備えたことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項１０】前記サンプリング手段の前段に前記人
体に照射された超音波のキャリア周波数付近の周波数帯
域を遮断する帯域遮断フィルタを設けたことを特徴とす
る請求項９に記載の超音波診断装置。
【請求項１１】前記解析手段は、前記サンプリングデ
ータ列に離散複素指数関数を乗算することによって、前
記反射波信号の中心周波数を０ヘルツにシフトする周波
数シフト手段と、前記シフトされたサンプリングデータを所定のデシメイ
ションレートで間引きしたデータを用いてフーリエ解析
を実行する手段と、を含む請求項９に記載の超音波診断装置。
【請求項１２】前記解析手段は、フーリエ解析によっ
て求められた離散スペクトルを補間して真のピーク値を
推定する補間手段を含む請求項９に記載の超音波診断装
置。
【請求項１３】前記サンプリング手段は、前記反射波
信号の中心周波数をサンプリング周波数の４分の１また
は４分の３の周波数に変換するサンプリング周波数で前
記反射波信号をサンプリングする手段であり、前記周波数シフト手段は、該サンプリングされたデータ
列に対して複素単位乗数データ列を乗算することによっ
て前記サンプリングデータ列の周波数スペクトルをシフ
トする手段である請求項９に記載の超音波診断装置。
【請求項１４】フィルタ係数として、サンプリングデ
ータの帯域を制限するローパスフィルタの係数と、前記
複素単位乗数データ列とを乗算した係数を各タップに設
定したＦＩＲフィルタを設け、該ＦＩＲフィルタに順次入力されるサンプリングデータ
が、４の倍数に設定されているデシメイションレートだ
け進む毎に、該ＦＩＲフィルタの各タップ出力に対して
前記フィルタ係数を乗算してフィルタ出力データを出力
する手段と、を設けたことを特徴とする請求項１３に記載の超音波診
断装置。