JPH10507594A

JPH10507594A - バイアスコントローラ及び方法

Info

Publication number: JPH10507594A
Application number: JP8513732A
Authority: JP
Inventors: ウォルカー，スチュワート，ダグラス
Original assignee: ヒューレット−パッカード・リミテッド
Priority date: 1994-10-22
Filing date: 1995-10-23
Publication date: 1998-07-21
Also published as: US5889802A; WO1996013083A1; EP0787375A1; GB9421329D0

Abstract

(57)【要約】例えば、入力駆動電流のしきい値において、しきい値を示す光出力を有するレーザ（２３）といった、半導体レーザ用のバイアス・コントローラが開示される。バイアス・コントローラには、試験信号発生器が含まれ、これは、高周波データ信号上に重畳された駆動電流としてレーザ（２３）に印加されるＤＣバイアス信号上への、被変調制御信号の重畳である、低周波テスト信号を発生するように構成される。検出器（３６、３８）が、レーザ（２３）の光出力の第三高調波か、又は第二高調波の値を求めるように構成される。制御手段（５０）が、レーザ（２３）の光出力の高調波成分の値を、所定値近くに維持することによって、しきい値に近い値を有するように、ＤＣバイアス電流を制御すべく構成される。

Description

【発明の詳細な説明】バイアスコントローラ及び方法本発明は、入力信号の関数としてしきい値特性を示す出力を有する装置に関するものであり、とりわけ、こうした装置に加えられる励起信号に制御を施して、励起信号をしきい値近くに維持する方法及び装置に関するものである。こうした装置の特定の例には、半導体レーザ及び光ファイバ・レーザがあり、これらの場合、励起信号は、それぞれ、ＤＣバイアス電流及び光励起信号である。例えば、半導体レーザは、図１に示すしきい値レベル領域を備えた光出力（Ｌ）／電流（Ｉ）伝達特性を有し、そのしきい値の「屈曲部」２が、図２に拡大して示されている。デジタル・データ伝送システムの場合、例えば、レーザは、図１に示すように、ＤＣバイアス電流にデータ・パルス電流を重畳し、この組み合わせた電流をレーザの駆動電流として用いることによって、作動する消光率の犠牲とスイッチ・オンの遅延を低減するには、ＤＣバイアス電流の値が、伝達特性の屈曲部の近くに位置されることが理想である。研究所では、ＤＣバイアス電流の慎重な手動調整が許容できるが、ＯＥＭ機器、及び完成品引き渡し方式による機器の場合には、バイアス電流レベルに自動制御を施すことが必要になる。実施が容易であるという点が魅力の、こうした自動制御を施すための周知のアプローチは、ＤＣバイアス電流に制御を加えて、レーザの平均パワー出力が一定の値に維持されるようにすることである。平均パワー・レベルは、ゼロ・データ・レベルが、しきい値領域の屈曲部領域になるように設定される。しかし、このシステムは、制御システムがセット・アップされた温度の近くにおいて、正しい動作を維持することができるだけである。温度が上下に変動すると、それに従って、しきい値領域が、駆動電流のより高い値及び低い値に移行する。しきい値は又、デバイスの経年変化につれて移行する。伝達特性のこの横方向シフトは、平均パワーのコントローラによって自動的に追従可能である。しかし、セット・アップ時からの温度変動が大きくなるにつれて、レーザのレーザ勾配効率の変動も大きくなる。温度の低下につれて、勾配効率が高くなる場合、バイアス・コントローラは、レーザからの平均パワー出力を同じに維持するため、しきい値の屈曲部の位置に対してＤＣバイアス電流を減少させる。この結果、システムにターン・オン遅延が導入される。一方、温度の上昇につれて、勾配効率が低下する場合、バイアス・コントローラは、レーザからの平均パワー出力を同じに維持するため、しきい値の屈曲部の位置に対してバイアス信号を増大させる。この結果、システムの消光率の犠牲が増大することになる。平均パワー制御方法の問題点を克服する努力において、伝達特性のしきい値の検出に基づき、ＤＣバイアス電流がこのポイントに近くなるように制御される、制御方法が考案されている。第２の独立した制御回路によって、温度に応じたレーザの勾配効率のどんな変化にもかかわらず、平均パワー出力が一定のままになるような、データ信号の振幅が保証される。しきい値信号の検出をもたらすのに、各種のアプローチがなされてきた。ある方法では、その値がＤＣバイアス電流を適正に設定するために用いられる、レーザのスイッチ・オン遅延について測定が実施される。この技法では、高速フィードバック・フォトダイオード、及びそれと関連した高周波増幅回路をバイアス制御回路に用いることが必要になる。１９７８年５−６月の、Bell System Technical Journal Vol.57、No.5、1533〜 1544 ページにおける、A Alboneseによる「An Automatic Bias Control（ABC） Circuit for Injection Lasers」と題する論文に記載のもう１つの方法では、レーザ電圧から導出されるフィードバック信号によってしきい値が検出される、全体として電子的なレーザの安定化方法が開示されている。レーザ接合電圧がモニタされ、レーザ接合の不飽和度に比例したエラー信号が導出されて、接合電圧が飽和するまで、レーザのＤＣバイアス電流が調整される。この方法は、その満足のゆく働きを、レーザの電気特性とレーザの光学しきい値との相関関係に依存するものである。１９７８年１１月２３日の、Electronics Letters、Vol.14、No.24、775〜 776ページにおける、D W Smithによる「Laser Level-Control Circuit for High-Bit- Rate Systems using a Slope Detector」と題する論文には、しきい値における光学出力／注入電流伝達特性の勾配変化を検出し、それに従って、ＤＣバイアス電流を設定する、高速フォトダイオード、広帯域増幅器を利用せず、レーザの電気特性に依存しない、バイアス制御方法が開示されている。この方法の場合、ＤＣバイアス電流に、小振幅で、低周波数の、方形波被変調信号が付加され、結果生じるレーザ光出力の変動が、低速フィードバック・フォトダイオードによって検出される。０データ信号レベルの場合に限って、被変調信号が加えられるという保証が得られるようにするため、ダイオード・ゲートが用いられる。レーザが放出する低周波光出力の振幅は、バイアス信号値におけるしきい値の屈曲部の勾配に比例する。従って、ＤＣバイアス信号が、しきい値未満の値からしきい値を超える値まで増大するにつれて、低周波出力信号の振幅も増大する。制御信号は、フォトダイオードからの低周波ＡＣ出力を整流し、フィードバック制御回路によって、同じ相対位置に維持することが可能な、しきい値の屈曲部に対するＤＣバイアス電流の位置を表した電圧を得ることによって得られ、このフィードバック制御回路は、制御信号を比較して、それをプリセットされた基準値に等しい値に維持する。この技法の場合、大部分の実用的な半導体レーザ・デバイスにあてはまることであるが、レーザの勾配効率が注入電流に応じて変動することが必要になる。しかし、この技法に関連して様々な欠点がある。被変調信号が高レベルのデータ信号には加えられないことを保証するゲーティング機能を付与するには、高周波回路要素が必要になるが、この回路要素は、低周波制御システムから分離しなければならない。上記で参照したのD W Smith による論文に記載のように、負の制御フィードバックだけが生じることを保証するため、正にとどまらなければならない回路公差の影響を低減するには、光電流伝達関数の二次導関数（ｄＬ²／ｄ²Ｉ）が大きな値であることが必要になる。しかし、市販品のレーザでは、この二次導関数が負に移行する可能性がある。さらに、温度上昇に応じた勾配効率の低下によって、バイアス信号は、固定基準電圧の場合、より高い値に移行することになるので、温度上昇による消光率の劣化が予測される。また、ある温度において利得が不十分であれば、レーザが破壊するまで駆動されることになる。本発明の第１の態様によれば、入力信号のしきい値で、しきい値を示す出力を有する装置にバイアスをかける方法であって、基本周波数を備えた被変調信号を励起信号に重畳して、テスト信号を形成するステップと、入力信号としてテスト信号を加えるステップと、装置の出力特性を所定の値に近く維持することによって、励起信号を、しきい値に近い値になるように制御するステップとを含む方法において、出力特性が、出力の選択された高調波成分の値であることと、該選択された高調波成分の周波数が、上記基本周波数より高いことを特徴とする方法が提供される。基本周波数より高い周波数を有する出力の高調波成分によって、バイアス信号をしきい値の屈曲部の領域に維持するのに用いることが可能な制御信号が得られる。データ信号が高レベルの場合、高調波成分がないので、制御機能は中立になる。従って、バイアス制御回路は、データに依存しないので、ダイオード・ゲートの必要がなくなる。被変調制御信号の選択は、高調波成分が励起信号の値の反対称関数をなし、テスト信号の最低値と最高値が、それぞれ、入力のしきい値に等しくなる励起信号の２つの値の間に、単一の零交叉点がくるように行われるのが好ましく、また励起信号は、高調波成分をゼロ近くに維持するように制御されるのが好ましい。この場合、零交叉が検知されるので、このバイアス制御方法は、利得変動を免れ、しきい値における勾配特性とは無関係である。本発明の好適な実施例の場合、高調波成分は第三高調波であり、被変調信号は、基本周波数の第１の三角波信号と、基本周波数の第三高調波に等しい周波数の第２の三角波信号との組み合わせの反復から構成される。上記第１と第２の信号は、例えば、振幅が等しく、第１の信号が、時間平均で、第２の信号より９倍長く存続するように直列に組み合わせることが可能である。出力の高調波成分の値は、位相感知検出器によって検出することが可能であり、該検出器の出力を積分することによって、該出力の高調波成分の値を表す値が得られる。代替として、反対称関数を有する高調波成分を利用せずに、励起信号の値の対称関数を有する高調波成分を用いることも可能である。こうした高調波成分は、不明確なしきい値を示す装置に用いるのが有効であることが分かっている。本発明のこの態様の好適な実施例において、高調波は第二高調波である。本発明の方法の特定の用途は、半導体及び光ファイバ・レーザであり、この場合、励起信号は、それぞれ、レーザＤＣバイアス電流及び光励起信号である。本発明の第２の態様によれば、入力信号のしきい値で、しきい値を示す出力を有する装置（２３）のためのバイアス・コントローラであって、入力信号として装置（２３）に加えるため、基本周波数を有する被変調制御信号を励起信号に重畳したテスト信号を発生するように構成されたテスト信号発生器と、装置（２３）の出力特性値を求めるように構成された検出器（３６、３８、４６）と、装置（２３）の出力特性値を所定の値近くに維持することによって、ＤＣバイアス信号の値を、しきい値近くになるように制御するように構成された制御手段（５０）を含むバイアス・コントローラにおいて、上記検出器（３６、３８、４６）が、出力の選択された高調波成分の値を求めるように構成されていることと、該選択された高調波成分の周波数が上記基本周波数より高いことを特徴とするバイアス・コントローラが提供される。本発明のバイアス・コントローラは、例えば、半導体レーザ・システムのバイアス電流を制御するために用いることができ、その場合、バイアス・コントローラは、レーザＤＣバイアス電流を制御するように構成される。こうした半導体レーザ・システムには、第１の一連の方形波信号を発生するように構成された第１の方形波発生器と、上記第１の一連の方形波信号の１／３の周波数を有し、また上記第１の一連の方形波信号と信号と直角位相をなす、第２の一連の方形波信号を発生するように構成された第２の方形波発生器と、積分手段の入力に対して、第１と第２の一連の方形波パルスを交互に結合するように構成されたスイッチ手段が含まれており、上記積分手段の出力は、それぞれ、同じ振幅を有する第１と第２の方形波信号の周波数に等しい周波数の一連の三角波から成り、上記第１の信号は、上記第２の信号の９倍長く存続する。こうした半導体レーザ・システムのスイッチ手段には、便利のよいように、第２の方形波発生器の出力に結合された１／Ｎ分周回路と、該１／Ｎ分周回路の出力に結合された入力を備える十進カウンタが含まれており、該十進カウンタの出力が、第１と第２の一連の方形波信号にゲート制御を施し、９：１の比をなすそれぞれの時間期間にわたって、交互に積分器手段の入力に送るように構成されたゲート手段に結合される。次に、本発明の実施例を、単なる例として、添付図面を参照して説明する。図１は、半導体レーザの光出力（Ｌ）／注入電流（Ｉ）伝達特性のグラフである。図２は、図１の伝達特性曲線のしきい値屈曲部の領域２のグラフである。図３は、半導体レーザのしきい値領域に加えられる三角波テスト信号のグラフである。図４（ａ）から４（ｂ）は、三角波テスト信号によって発生する出力の高調波成分のグラフである。図５は、本発明の第１の実施例によるバイアス・コントローラによって制御される半導体レーザの出力の正規化された第三高調波成分のグラフである。図６は、本発明の第１の実施例によるバイアス・コントローラの概略図である。図７は、光ファイバ・レーザの飽和特性が始まるしきい値屈曲領域２のグラフである。図８は、本発明の第２の実施例によるバイアス・コントローラの概略図である。まず、ＤＣバイアス電流Ｉ_st上にある、ゼロ−ピーク間振幅の三角波を有する被変調テスト電流Ｉ_testによって駆動される半導体レーザについて考えると、レーザから出力される光は、図３とほぼ同様にモデル化されることになる。しきい値における駆動電流をＩ_th、レーザの勾配効率をＳで表記すると、光出力は、式Ｏ／Ｐ＝Ｓ*（Ｉ_test＋Ｉ_st−Ｉ_th）によって得られる第１の近似値になる。レーザ発光動作が、しきい値交叉時間± Ｔで開始及び停止する。三角波の周期は、２πに一般化され、その周波数は、データの周波数よりはるかに低くいと想定する。「疑似」の公算の低減は、制御システムの応答時間を比較的長くして、疑似信号がかなり持続する必要があるようにすることによってなされる。レーザから出力される光は、標準的なフーリエ解析に準じる。まず、しきい値に対するレーザ・バイアスに応じて変動する信号を識別しなければならない。下記の式、Ｆ（ｘ）＝Ｉ_test×（π−ｘ）／π＋Ｉ_st …１で与えられる関数Ｆ（ｘ）によって、三角波の立ち下がり部分を定義すると、ｘ＝Ｔの場合のしきい値交叉点は、Ｉ_st＋Ｉ_test×（π−Ｔ）／π＝Ｉ_th …２によって定義され、これを少し整理すると、次のようになる。Ｔ＝π／Ｉ_test×［Ｉ_test−Ｉ_test−Ｉ_test］ …３検分すると、Ｉ_test＋Ｉ_st＝Ｉ_th（Ｉ_th−Ｉ_st＝Ｉ_test）の場合には、レーザ発光出力は発生せず、Ｉ_th＝Ｉ_st（Ｉ_th−Ｉ_st＝０）の場合には、連続出力が与えられるという点が注目される。従って、（Ｉ_th−Ｉ_st）は、パラメータＫ×Ｉ_test （０≦ｋ≦１）によって定義可能である。このパラメータを用いると、Ｔ＝ π［１−Ｋ］になり、Ｋの範囲に着目して、Ｐ＝１−Ｋを代入すると、次のようになる。Ｔ＝πＰ …４ここで、Ｐ＝１または０は、それぞれ、連続レーザ光出力またはゼロ・レーザ光出力を表す。これが、図２に示されている。選択された偶対称に着目すると、光出力の第Ｎ高調波Ｌ_Nに関するフーリエ項は、下記によって得られる。整理すると、これは次のようになる。Ｑ＝Ｔ／（πＰ）を代入すると、次の式が得られる。式７の表現は標準的な積分であり、Ｌ_Nは、下記によって与えられる。Ｌ_N＝2SI_test［１−cos(NπP)］/(Nπ)² …８Ｎ＝１、２、及び３に関して、ＳＩ_testに正規化した場合、Ｐに対するこの関数の挙動が、図４ａから図４ｃに示されている。図示で分かるように、制御特性は、第一、第二、及び第三高調波の出力が、Ｐに正比例して変動するという点において得られる。三角波入力には第二高調波がないので、Ｎ＝２の出力は、Ｐ＝０．５の時、最大値に達する。全ての曲線が、レーザの勾配効率に直接左右される。一般的な市販の半導体レーザの性能グラフから明らかになったのは、勾配効率が、光出力の増大につれて低下し、最も顕著な影響が８５°Ｃで生じるということである。これは、式７に二次効果Ｓ₂を導入することによってモデル化することが可能である。そうすると、となり、Ｌ_N＝2I_test[S{1-cos(NπP)}+2I_testS₂{P-(sin(NπP))/Nπ}] /(Nπ)² …１０が与えられる。Ｉ_test及びＳ₂が小さくなる可能性がある点に留意しておけば、二次項の影響は比較的重要ではない。供給されるデータによれば、Ｓ₂は、Ｉ_test≦５ｍＡの間、８５°Ｃ発光領域において約０．０４２Ｗ／Ａ²であり、従って、２Ｉ_test Ｓ₂＝４．２×１０^-4になる。Ｓは１．５１６×１０^-2のため、二次効果は、一次特性のほんの２．８％にしかならない。制御システムが、図４ａから４ｃの曲線に基づくことが可能であり、本発明の第２の実施例に従い、図４ｂの曲線に基づくこうしたシステムについて後ほど説明する。しかし、本発明の第１の実施例に従って、重み付けを施した形で、さまざまな繰り返し速度の三角波を組み合わせることによって、複合特性を得ることも可能である。特に好適な組み合わせは、Ｔ₁(ｔ)として定義される繰り返し速度Ｆ₁の三角波と、Ｔ₂(ｔ)として定義される、繰り返し速度が３×Ｆ₁で、持続時間が１／９の第２の反転三角波を組み合わせたものである。式８を参照すると、これによって、第三高調波成分に下記の形のＰ依存性が与えられる。Ｌ_N＝ 2SＩ_test［cos(πP)−cos(3πP)］/(3π)² …１１この関数（2SＩ_test/(3πP)²に正規化された）が、図５にプロットされている。有用な性質は、中心に零交叉が存在するという点である。これによって、レーザの勾配と関係のない制御関数が得られる。これは、これは、非変調応答であり、またレーザが、標準的なサーボ型式フィードバックによって自動的にＰ＝０．５のポイントに達することを示す。２進データが加えられると、レーザは、図５の特性Ｐ＝０．５の場合、低バイアス状態において、その時間の割合Ｄ₁（０≦Ｄ₁ ≦１）を費やし、出力がゼロの場合、Ｐ＝１の領域で、その時間の割合（１−Ｄ₁ ）を費やすことになる。従って、零交叉は影響を受けないので、バイアスは、データ及び勾配の両方に無関係である。変調駆動パルスの制御は、ＤＣ平均パワー出力信号が用いられていないので、しきい値セット・アップ手順とは本質的に無関係である。駆動パルスの振幅を調整して、平均パワー出力を一定に保つことが可能である。Ｐは、しきい値の位置表示子であり、Ｐ＞１は、バイアスがしきい値より大きいことを示している。前述のように、この制御特性によって、ゼロ出力がしきい値より上に得られるので、ダイオード・ゲートが不要になる。さらに、零交叉が検知され、これにより制御システムが利得変動を免れる。動作時、繰り返し速度がＦ₁で、ピーク−ピーク間振幅Ｉ_testの三角波が、定常ＤＣバイアス電流に加えられる。第三高調波出力が検出されて、積分が行われる。この信号の後に、より低速度の三角波の持続時間の１／９にわたって加えられる、繰り返し速度が３×Ｆ₁の反転三角波が続く。この信号の基本波（繰り返し速度がＦ₁の信号の第三高調波に等しい）が検出されて、前述のように積分が行われる。積分された電圧を利用して、レーザ・バイアス電流の制御が行われる。しきい値領域において、Ｐが、∫Ｌ_Ndtに比例すると仮定すると、ここで、Ｌ_N は上記式１１によって与えられるが、Ｐ＝H∫Ｌ_Ndt ＝H(2S/(3π)²)I_test∫［cos(πP)-cos(3πP)］dt …１２となり、ここで、Ｈは比例定数である。前述のように、式１２における積分が不定である点に着目すると、長期的条件は、［cos(πP)-cos(3πP)］＝０である。この結果は、どんな回路パラメータとも無関係となる。そのままでは、制御システムは、バイアス電流がしきい値領域に近くなった場合にしか動作しない。しきい値未満の場合、制御信号が生じない（オフセット電圧は別にして）ので、レーザは「オフ」状態にとどまることになる。積分器の入力に連続してオフセット電圧を加えると、回路パラメータへの依存性が導入されることになる。解決策の１つは、ワン・ショット起動電圧を供給することであり、これは、レーザをしきい値領域にするが、その後、テスト信号からのはるかに大きい制御信号によって打ち負かされる。ワン・ショットが経過すると、固有のオフセットはなくなる。やはり、デジタルまたはデルタ・シグマ型式の積分制御を施すことが可能な場合もある。レーザ・バイアスが積分方式によって制御される場合、パワー・レベル変動の誘因が２つある。第１の誘因は、テスト信号自体である。平衡状態において、Ｉ_test と等価なアイ・クロージャが存在する。これは、アイ・ダイヤグラムの上部と下部におけるＩ_test／２による信号電流変調から生じる。第２の誘因は、積分器の制御動作から生じる。式１２を検分すると分かるように、小さいＨ≪１の場合、積分器で生じるピーク−ピーク間揺動△Ｐは、ほぼ次の通りである。 △Ｐ＝8H(2S)Ｉ_test/(3π)² …１３この場合、テスト信号の１：９の持続時間比を想定している。分かるように、これは、式１３における係数８を考慮している。積分器の出力電圧によって、１ｍＡ／Ｖ及び１ｍＡのレーザ・バイアス変化が生じる場合、０≦Ｐ≦１が０〜１ｍＡのバイアス電流と等価であることが分かっている。背部切開面のフォトダイオード検出器の高調波出力（応答性が１Ａ／Ｗとする）が、伝達インピーダンス１０⁶Ｖ／Ａの前置増幅器を通過し、また、位相感知検出器が単位電圧伝達関数を有しており、更に、より繰り返し速度の高いテスト信号が加えられる持続時間と、積分器の時間換算係数との比が１であると仮定すると、△Ｐは、３．４１３×１０^-4になる。Ｓは、前述のように、８５°Ｃにおいて１．５１６×１０^-2Ｗ／Ａとした。もう１つの評価では、△Ｐは、式１３における近似関係が壊れる前に、１０^-2もの大きさになる可能性のあることが示されている。従って、ループ利得の約３０倍の係数を用いることが可能である。単純な積の関係があてはまるので、他のループ伝達パラメータを簡単に組み込むことが可能である。全体として、Ｉ_testの存在がアイ・クロージャの主たる原因である。制御ループの基本シミュレーションが、数学的計算(Mathematica)を用いて実施された。開始△Ｐを０．１にすると、ループ伝達関数が１０^-2の場合、１５サイクルのテスト・ループが必要であった。これは、整定時間に影響を及ぼすループ・パラメータに比例して増大し、この時間は、−４０°Ｃにおいて８５°Ｃの数字の７２％まで短くなると判断することができる。あらゆる場合において、Ｐ＝０．５における正確な動作点が見つかる。積分器の存在によって、主極がＤＣに設定されるので、ループの不安定性は予測されない。次に図６を参照すると、本発明によるバイアス・コントローラによって、約１ＫＨｚで駆動されるクロック発振器４から、レーザＤＣバイアス電流に重畳するための被変調信号が導出される。１／２分周回路６が、クロック信号から、直角位相をなす第１と第２の出力８及び１０を発生して、クロック４に関連する可能性のあるマーク／スペース比の問題が回避される。１／２分周回路６からの第２の出力１０を用いて、２つの方形波の波形、すなわち、基本周波数Ｆの第１の波形と、基本周波数の３倍の周波数３×Ｆの第２の波形を発生させる。第１の方形波波形は、第２の出力１０から、１／６分周回路１２によってその出力１４に発生され、第２の波形は、出力１０から、１／２分周回路１６によってその出力１８に発生される。出力１４と１８は、直角位相をなす。第１と第２の波形は、１対の３ステートゲート２６及び２８によってゲートされ、それぞれの抵抗器２２及び２４を介して、積分器２０の入力に送られるが、２つの三角波の振幅を等しくするため、前者の抵抗器は、後者の抵抗器の３倍の抵抗値を有する。波形がゲートされるので、第１と第２の波形が、交互に積分器２０に供給され、前者の持続時間が後者の９倍になる。これは、１／６分周回路１２の出力１４と３ステートゲート２６及び２８のゲート入力の間に直列に接続された、１／Ｎ分周回路３０及び十進カウンタ３２によって実現され、ゲート２６は、インバータ３４を介して接続されている。Ｎの値は厳密ではなく、例えば、有効制御ループ利得に適した値６４は、試行錯誤によって容易に求めることが可能である。積分器２０の出力が、ＤＣバイアス電流に重畳されて、データ電流と共に、データ電流源から半導体レーザ２３に供給すべきテスト信号が形成される。レーザの光出力の一部が、背部切開面ダイオード３６によって検出され、該ダイオードの出力が、例えば、排他的ＯＲゲートにおけるGilbert セルまたはアナログ同等物といった、位相感知検出器３８に結合される。第１の三角波によって規定される基本周波数に対する、背部切開面ダイオード信号の第三高調波は、１／２分周回路６の出力８から得られる基準信号４０に基づいて、もう１つの１／２分周回路４２によって検出される。位相感知検出器３８の出力４４は、積分器４６に入力され、その出力４８が、レーザ出力信号の第三高調波の内容の測度になる。この信号は、ＤＣバイアス電流を制御して、レーザ出力の第三高調波成分をゼロ近くに維持するように構成されている、ボックス５０で略示された、慣用的なフィードバック制御回路に結合される。図４（ｂ）から明らかなように、Ｐ＝０．５において、レーザから出力される光の第二高調波成分が最大値に達する。従って、ロック検出器５２によって第二高調波成分の値を検出して、しきい値点へのロック・オンが成功裡に達成されたか否かが判定可能である。図６のレーザ・システムは、自己起動しないが、これは、レーザ出力の第二高調波成分の所定値を検出するまで、起動時に上方へのランプまたはステップを生じるもう１つの電流発生器を含めることによって、容易に実現可能である。その後、この起動電流のそれ以上のランプを除去可能である。第二高調波成分の存在は、バイアス・コントローラが有効になり、Ｐ＝０．５となるように、ＤＣバイアス電流を所望の値にするしきい値を、テスト信号が少なくとも部分的に超えていることを表している。クロック４は、制御ループにおけるデータ干渉を回避するため、低周波数を有するように選択すべきであるが、これは、急速な温度変化に追従する必要性とバランスをとらなければならない。テスト信号によって生じるレーザ出力が、正確には三角形ではなく、しきい値の屈曲部の非線形性に起因して、もっと尖頭形状になることは明らかである。しかし、より尖頭状の光学波形は、やはり第三高調波成分を有しており、この結果、図５のグラフにおける多少の非対称性を生じることになるが、これも、やはり、本発明の制御方法及び装置にとって必要な特性である。同様に、バイアスの制御を受けている装置の出力に、本発明の必要な高調波成分特性を生じさせる、他の信号波形を工夫することも可能である。図４（ｃ）に示す第三高調波信号の利用に基づく本発明の第１の実施例には、多くの利点があるが、この技法が最も有効に働くのは鋭いしきい値特性を示す装置であることが分かった。例えば、出力特性の非発光部分と出力特性の発光部分との間の曲線が滑らかな半導体レーザのように、明確でないしきい値を示す装置の場合には、第三高調波を組み込んだ制御信号の利用は有効ではないことが分かった。この理由は、こうしたしきい値が明確でない装置の場合、しきい値領域に生じる第三高調波成分の量が少ないためであると考えられる。次に、図４（ｂ）に示す第二高調波成分を利用した、本発明の第２の実施例について述べることにする。この曲線は、あるしきい値特性を示す装置によって三角波変調信号に操作が加えられる際に生じる、第二高調波の変動を示している。Ｐ＝０の場合、全ての三角波が、しきい値未満であり、Ｐ＝１の場合、全ての三角波がしきい値を超える。検出される第二高調波信号の量は、しきい値領域に達した途端増大する。該装置がデータ信号によって変調されると、該装置は、高レベル・データ信号によって、第二高調波信号が生じないＰ＝１領域外において駆動される。この特徴は、第二の実施例の技法も、本質的に、重畳データ信号の効果を無視するものであることを表している。従って、高速データ・ゲーティング回路要素は不要であり、最終的な変調帯域幅は、装置及び関連する駆動回路要素によって決まる。第２の実施例の技法は、三角波の利用に制限されるものではない。第二高調波の内容を含んでいないが、しきい値処理装置によって操作を受けると、第二高調波の内容を示す波形は、適合する可能性がある。例としては、正弦波形、対称鋸歯波形、及び、尖頭波形がある。次に、三角波信号を利用する半導体レーザのためのバイアス・コントローラの機能的特徴について説明する。三角波がしきい値未満の場合、例えば、時定数がデータ・ビットよりもはるかに長い、積分器の出力からのＤＣバイアス信号は、しきい値領域に達するまで増大する。第二高調波信号が検出されると、平衡点が見つかり、システムが安定するまで、負帰還によってバイアス信号は減少する。レーザしきい値が変化すると、制御ループは平衡状態を保持することになる。レーザが、データ信号によってしきい値を超えてバイアスをかけられると、制御信号は、極めて緩慢にしか変化せず、装置が再びしきい値領域内になると、制御が再開される。Ｐ＝０．５の場合に、最大第二高調波信号においてさえ、制御が得られなければ、シュミット・トリガのような慣用的な形態の補助回路を利用して、スイッチ・オンでしきい値処理装置を急速にしきい値へと上昇させ、リセット機能をもたらすことが可能である。従って、要するに、周波数Ｆの三角波が連続して加えられ、２×Ｆの第二高調波が検出される。この信号の振幅と有限な基準電圧を比較し、その差を用いて、フィードバック制御が行われる。次に図８を参照すると、レーザ５３には、データ入力経路５４からの電流入力と、さらに、ＰＮＰＳｉトランジスタ５５を介したコントローラからの電流入力もある。この制御信号だけを考えると、それは、図示のように、積分器の演算増幅器５６から得られるものである。積分器の入力は、３つの信号から構成される。ＤＣ基準５７に対して比較されるのは、周波数Ｆの対称方形波５８、及び位相同期ループ（ＰＬＬ）の二次高調波レベル検出出力５４である。この後者の信号は、変動するＤＣレベルを有する。ＤＣ阻止回路６０が、方形波発生器５８によって導入されるどんなオフセット電圧をも防ぐ。積分器５６の働きによって、この方形波が前述の三角テスト信号に変換され、さらに、ＰＬＬ出力がＤＣ基準電圧５７を超えるか、あるいは、それ未満かに依存して、正または負のランプ電圧が発生する。第二高調波の振幅が増すと、ＰＬＬ出力が負の度合いが強まる（正の度合いが弱まる）ので、レーザ・バイアスが減少する傾向になる。この負帰還作用によって、閉ループのレーザ・バイアス制御がもたらされる。ＰＬＬ周波数は、プリセット６１によって２×Ｆにセットされるが、これは、ＰＬＬが広いロック範囲を有することができるので、厳密ではない。第二高調波信号がある値に達すると、スイッチング回路は、制御動作を示す必要があれば、ＬＥＤ６２を点灯する。ＰＬＬへの入力信号は、レーザ背部切開面モニタ・フォトダイオード６３から得られる。図８に示すように、背部切開面ダイオードの光電流を有用な電圧に変換する方法の１つは、最大レーザ出力の発生時に出力が飽和しないように、最大伝達インピーダンス組を備えた、伝達インピーダンス回路を設けることである。これは、背部切開面モニタに直接接続された演算増幅器段により与えられる。この伝達インピーダンス段の出力は、基本的な回路要素によって、ＡＣ成分とＤＣ成分に分離される。ＤＣ成分６７は、標準的な周知の形態による平均パワー・コントローラによって、データ変調レベルの制御に用いられる。これは、伝達インピーダンス段に隣接した演算増幅器６７として実現される。第二高調波情報を含むＡＣ成分は、２×Ｆに中心がくる、この場合、Ｔｏｗ−Ｔｈｏｍａｓ構成部品配列６９、７０、７１として実現される、慣用的な帯域通過フィルタに送られる。他のフィルタ設計も利用可能であり、この形態が選択されたのは、成分変動の感度が低く、セットアップが容易であるためである。帯域通過フィルタは、２× Ｆ領域外の不要な信号を除去することが望ましい。また、大きなＱ係数により、フィルタ出力が２×Ｆ振幅の変化にゆっくりと応答することが可能になるので、該フィルタによって、制御信号の擬似データの可能性が低減される。また、制御にＡＣ信号が必要とされるので、該フィルタ段によって、かなりの電圧利得も与えられる。従って、ドリフトは重要ではない。フィルタリングを施され、増幅された２×Ｆの信号７２は、最終的にＰＬＬに送られ、それにより制御ループが完了する。起動及びリセット機能は、主たる積分器動作を制御する２つのシュミット・トリガ回路７３、７４によって実現される。スイッチ・オン時に、積分器の出力は、電流をレーザに送り込むほど十分に負ではないと想定する。この出力電圧状態は、第１のシュミット・トリガ回路７３によって検知され、該回路は、積分器の出力を動作領域に向かって急速に強制駆動する。この強制作用は、しきい値領域に近くなると、停止する。そこから、積分器は通常の速度で動作して、制御領域に入る。第２のシュミット・トリガ回路７４は、レーザ・バイアス電流が、最大しきい値要件を超えているかどうかを検知する。こうした状況において、制御は失われたものと想定され、また積分器は、強制的にスイッチ・オン領域に戻され、それに基づき第１のシュミット・トリガ回路７３によって、起動手順が開始される。制御システム全体が自律式であり、レーザの温度較正を必要としないという点に留意されたい。必要なのは、発光作用が生じることだけである。実際、制御回路が適切な最大電流を供給可能であれば、多様なしきい値を有する異なるデバイスに適応可能である。スイッチ・オン時に、起動回路は、積分器を動作領域内に引き入れる。制御ループが、引き継いで、しきい値領域を見つけ出し、データ信号が加えられても、レーザを該領域に保持する。しきい値が何らかの理由で変動した場合、これに追従して、制御が維持されることになる。制御が失われた場合、自動リセットが実行される。この回路は、データ入力を必要とせずに、レーザの故障表示も行うという点に注目することができる。第二高調波信号が検出されなければ、リセット／起動手順が規則的な間隔で繰り返され、これによって、アラーム状態が設定可能になる。本実施例は、便宜上、バイポーラ供給品によって実現される。制御原理の実現には、たった１つの供給品しか必要とされない。例えば、包絡線または位相感知検出器を利用することによって、代替形態の二次高調波検出も可能である。さらに、図示の構成は、全くアナログであるが、機能ブロックの多くは、デジタル形式で実施することが可能である。本発明は、例えば、光ファイバ・レーザのような、必要とされる出力対入力信号のしきい値挙動を示す他の装置に適用することも可能である。この場合、光励起レーザの光出力は、駆動電流により制御されて、光ファイバ・レーザをしきい値領域に維持することが可能である。本発明は、例えば、図７に概略的に示したレーザの飽和の開始時のような、上述の発光の開始と類似したしきい値の屈曲部を示す制御装置にも適用可能である。この場合、所定の瞬間に制御された励起信号の値によって、優勢な動作状態における飽和の開始が示されるので、こうしたデバイスの飽和特性を探求するための有効な装置及び方法が提供される。

Claims

【特許請求の範囲】１．入力信号のしきい値において、しきい値を示す出力を有する装置にバイアスをかける方法であって、基本周波数を有する被変調信号を励起信号に重畳して、テスト信号を形成するステップと、該テスト信号を入力信号として印加するステップと、上記装置の出力特性を所定値に近く維持することによって、しきい値に近い値を有するように、上記励起信号を制御するステップとを含む方法において、上記出力特性は、出力中の選択された高調波成分の値であることと、該選択された高調波成分は、基本周波数より高い周波数を有することを特徴とする方法。２．前記高調波成分が、前記励起信号の値の反対称関数であるように、また前記テスト信号の最低値と最高値が、それぞれ、入力のしきい値に等しくなる励起信号の２つの値の間に、単一の零交叉点がくるように、被変調制御信号が選択され、前記励起信号は、前記高調波成分をゼロ近くに維持するように制御される、請求項１に記載の方法。３．前記高調波は第三高調波である、請求項２に記載の方法。４．前記被変調信号は、基本周波数での第１の三角波信号と、基本周波数の第三高調波に等しい周波数での第２の三角波信号との組合せの反復から成る、請求項３に記載の方法。５．前記第１の信号と前記第２の信号は、等しい振幅を有し、前記第１の信号が、時間平均で、前記第２の信号より９倍長く存在するように直列に組み合わせられる、請求項４に記載の方法。６．前記出力の高調波成分の値が、位相感知検出器の手段によって検出され、該検出器の出力が積分されて、前記出力の高調波成分の値を表す値が与えられる、請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。７．前記高調波成分が、前記励起信号の値の対称関数になるように、前記被変調制御信号が選択される、請求項１に記載の方法。８．前記励起信号が前記装置のしきい値になると、前記高調波成分が最大値に達する、請求項７に記載の方法。９．前記高調波は第二高調波である、請求項７または８に記載の方法。 10．前記励起信号は、前記高調波成分をその最大値より低い非ゼロの所定値に維持するように制御される、請求項８または９に記載の方法。 11．前記高調波成分には、Ｑ値の高い帯域通過フィルタによるフィルタリングが施される、請求項７から１０のいずれか一項に記載の方法。 12．前記装置は、半導体レーザであり、前記励起信号は、レーザのためのレーザＤＣバイアス電流である、請求項１から１１のいずれか一項に記載の方法。 13．前記装置は、光ファイバ・レーザであり、前記励起信号は、レーザのための光励起信号である、請求項１から１２のいずれか一項に記載の方法。 14．入力信号のしきい値において、しきい値を示す出力を有する装置（２３）のためのバイアス・コントローラであって、入力信号として装置（２３）に印加するための励起信号への、基本周波数を有する被変調制御信号の重畳であるテスト信号を発生するように構成されたテスト信号発生器と、装置（２３）の出力特性値を求めるように構成された検出器（３６、３８、４６）と、装置（２３）の出力特性値を所定値近くに維持することによって、しきい値近くの値を有するように、ＤＣバイアス信号を制御すべく構成された制御手段（５０）とを具備するバイアス・コントローラにおいて、上記検出器（３６、３８、４６）は、出力中の選択された高調波成分の値を求めるように構成されることと、該選択された高調波成分は、基本周波数より高い周波数を有することを特徴とする、バイアス・コントローラ。 15．前記高調波成分が、前記励起信号の値の反対称関数であるように、また前記テスト信号の最低値と最高値が、それぞれ、入力のしきい値に等しくなる励起信号の２つの値の間に、単一の零交叉点がくるように、前記テスト信号発生器によって発生するテスト信号が選択され、前記制御手段（５０）は、前記出力の高調波成分をゼロ近くに維持するように構成される、請求項１４に記載のバイアス・コントローラ。 16．前記高調波は第三高調波である、請求項１５に記載のバイアス・コントローラ。 17．前記被変調制御信号は、前記高調波成分が前記励起信号の値の対称関数になるように選択される、請求項１４に記載のバイアス・コントローラ。 18．前記高調波は第二高調波である、請求項１７に記載のバイアス・コントローラ。 19．半導体レーザ（２３）と、ＤＣバイアス電流からなるレーザ励起信号を制御するように構成された、請求項１から１８のいずれか一項に記載のバイアス・コントローラとを含む半導体レーザ・システム。 20．第１の一連の方形波信号を発生するように構成された第１の方形波発生器（１２）と、上記第１の一連の方形波信号の３倍の周波数を有し、該信号と直角位相をなす、第２の一連の方形波信号を発生するように構成された第２の方形波発生器（１６）と、積分手段（２０）の入力に、上記第１と第２の一連の方形波パルスを交互に結合するように構成されたスイッチ手段（３０、３２、２６、２８）であって、上記積分手段の出力が、それぞれ、同じ振幅を有する上記第１と第２の方形波信号の周波数に等しい周波数の一連の三角波からなり、上記第１の信号は、上記第２の信号の９倍長く存在する、スイッチ手段と、を含む、請求項１９に記載の半導体レーザ・システム。 21．前記スイッチ手段は、前記第１の方形波発生器（１２）の出力に結合された１／Ｎ分割回路（３０）と、該１／Ｎ分割回路（３０）の出力に結合された１つの入力を備える十進カウンタ（３２）とを具備し、該十進カウンタ（３０）の出力が、前記第１と第２の一連の方形波信号を、９：１の比を有するそれぞれの時間期間において、交互に積分器手段（２０）の入力へとゲート制御するように構成されたゲート手段（２６、２８）に結合されることからなる、請求項２０に記載の半導体レーザ・システム。