[go: up one dir, main page]

JPH10276375A - レベル数の変化しないｎｔｓｃ除去フィルタの設計方法及びこれを採用した受信機 - Google Patents

レベル数の変化しないｎｔｓｃ除去フィルタの設計方法及びこれを採用した受信機

Info

Publication number
JPH10276375A
JPH10276375A JP10043879A JP4387998A JPH10276375A JP H10276375 A JPH10276375 A JP H10276375A JP 10043879 A JP10043879 A JP 10043879A JP 4387998 A JP4387998 A JP 4387998A JP H10276375 A JPH10276375 A JP H10276375A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
filter
ntsc
output
input
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP10043879A
Other languages
English (en)
Inventor
Chisei Go
智 成 呉
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Samsung Electronics Co Ltd
Original Assignee
Samsung Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Samsung Electronics Co Ltd filed Critical Samsung Electronics Co Ltd
Publication of JPH10276375A publication Critical patent/JPH10276375A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
    • H04N5/20—Circuitry for controlling amplitude response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
    • H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Picture Signal Circuits (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＮＴＳＣ除去フィルターの設計方法及びこれ
を採用した受信機を提供する。 【解決手段】予想される高解像度信号とＮＴＳＣ信号の
エネルギ比を決定し、決定されたエネルギ比に応じてＮ
ＴＳＣ信号列を生成し、フィルターのタップ数を決定
し、該生成されたＮＴＳＣ信号列を用いてＮＴＳＣ信号
の自己相関行列を計算する。そして、ＮＴＳＣ除去フィ
ルタ出力における全ての干渉雑音の電力を費用関数とし
て用いる。費用関数を最小化するフィルタの係数式は微
分によって求められ、求められた自己相関行列を代入し
てＮＴＳＣ除去フィルタの係数を算出する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高解像度信号を受信
する受信機に係り、特にＮＴＳＣ除去フィルタを採用す
る受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在、アメリカではＮＴＳＣを取り替え
得る新規なテレビ標準としてデジタルテレビ伝送システ
ムのＧＡ−ＡＴＶ(Grand Alliance Advanced Televisio
n)システムのテストが完了された。ＡＴＳＣ(Advanced
Television System Committee)により標準化されたＧＡ
−ＡＴＶシステム（ＧＡ−ＨＤＴＶ、ＧＡ−ＶＳＢシス
テムとも称する）はデジタル伝送のためのＶＳＢ（残留
側波帯）変調方式を採択している。該ＶＳＢ変調方式と
しては、地上放送モードのための８個のレベルを用いた
８−ＶＳＢと、高速ケーブルモードのための１６個のレ
ベルを用いた１６−ＶＳＢとか用いられる。
【０００３】そして、新規なＡＴＶ信号は、与えられた
地域領域（「タブー」チャンネルともいう）から現在使
われないＴＶチャンネルを通じて従来のアナログテレビ
信号（ＮＴＳＣ）と同時に伝送される。従って、ＧＡ−
ＶＳＢ受信機はＮＴＳＣ隣接チャンネル干渉の存在に強
く設計されるべきである。一方、ＡＴＳＣ標準によって
提案されたＮＴＳＣ隣接チャンネル干渉除去フィルタ
（以下、ＮＴＳＣ除去フィルタ）はくし形フィルタであ
り、図１は該くし形フィルタを採用したＧＡ−ＶＳＢ受
信機の構成ブロック図である。前記くし形フィルタは文
献“Grand Alliance HDTV System Specification、subm
itted to theACATS Technical Subgroup, Feb．1994”
に開示されている。
【０００４】ＨＤＴＶチャンネルにＮＴＳＣ信号が存在
する場合、ＮＴＳＣ信号は干渉として作用する。この干
渉の影響を減らすためにＧＡ−ＶＳＢシステムの受信機
ではくし形フィルタよりなるＮＴＳＣ除去フィルタ１１
２を用いてＮＴＳＣ信号の変調キャリアを除去する。即
ち、図２（Ａ）及び（Ｂ）はくし形フィルタの構造及び
周波数特性を各々示す。ＶＳＢ信号とＮＴＳＣ信号が同
時に放送される隣接チャンネル状況で、ＮＴＳＣ信号は
ＶＳＢ信号に対して一定のキャリア周波数オフセット
（約0.89MHz)を有する。したがって、前記ＮＴＳＣ信号
は基底帯域領域の観点で、前記周波数オフセットほどの
周波数で変調される。このようなＮＴＳＣ信号の大部分
のエネルギーは元のＤＣ成分、即ち変調キャリアに集中
されている。従って、図２（Ａ）に示したように、くし
形フィルタの減算器１３２で、１２シンボル遅延器130
から出力されるシンボルを入力シンボルから減算すれ
ば、変調キャリア成分が除去されるため、ＮＴＳＣ信号
による影響が低減される。
【０００５】かかるくし形フィルタは、図２（Ｂ）に示
したように、６MHz のＨＤＴＶ信号、即ちＶＳＢで６個
の周波数ノッチを有する特性がある。ＨＤＴＶ信号に干
渉信号として作用するＮＴＳＣ信号は映像キャリア
（Ｖ）、色サブキャリア（Ｃ）、音声キャリア（Ａ）に
大部分のエネルギが集中されている。ところが、これら
キャリアはくし形フィルタの周波数ノッチ近くに位置す
るため、くし形フィルタを通過したＮＴＳＣ信号のエネ
ルギは著しく減少する。従って、くし形フィルタは簡単
な構造と優れたＮＴＳＣ干渉信号の除去性能を有する。
【０００６】しかし、ＡＴＳＣ標準で提案されたくし形
フィルタはＮＴＳＣ干渉信号の除去性能に優れているに
対し、Ａ／Ｄ変換器１０８の出力レベル数を変化させ
る。即ち、くし形フィルタの部分応答特性により、くし
形フィルタを通過した出力のレベル数が入力端の８レベ
ル｛±７，±５，±３，±１｝から出力端の１５レベル
｛±１４，±１２，±１０，±８，±６，±４，±２，
０｝に増加する。前記くし形フィルタの動作は全体利得
を有する二つの信号の減算より行われる。従って、８レ
ベル信号が１５レベルに増加すると同時に、加算ガウス
雑音の電力が３dB増加されるため、くし形フィルタ動作
の前後段階で３dBのＳＮＲ（Ｓ／Ｎ比）損失が生じてし
まう。
【０００７】また、ＴＣＭ（トレリス符号変調）デコー
ダ１２２はくし形フィルタより生ずる遅延を考慮して設
計されるべきである。従って、受信機でくし形フィルタ
が用いられる場合、ＴＣＭデコーダ１２２は４−状態の
代わりに８−状態デコーダとして機能すべきなので、Ｔ
ＣＭデコーダ１２２は４−状態トレリスデコーダと８−
状態トレリスデコーダの両方を含まねばならない。
【０００８】以上の如く、ＮＴＳＣ干渉を除去するため
にくし形フィルタを用いた場合、１５レベルの信号に好
適に構成された８−状態トレリスデコーダは４−状態ト
レリスデコーダよりその構造が著しく複雑なため、ハー
ドウェアの負担が大きくなり、ＳＮＲ損失により受信シ
ステムの性能が劣化する問題点があった。一方、くし形
フィルタの使用に起因する３dBの雑音増幅とは違い、
０．３dBの限定された値にホワイト雑音の増幅を抑え、
且つＮＴＳＣ干渉を最小化するために、新規なＧＡシス
テムの伝送器と受信器に適用されるＦＩＲ(Finite Impu
lseResponse）フィルタが下記の文献に開示されてい
る：International Workshop on HDTV、"A New ＮＴＳ
Ｃ Co-Channel Interference Rejection Filter with C
oded 6−ＶＳＢ Modulation for Improved ATV Coverag
e"、Samir N. Hulyalkaret al,October 8-9,1996.前記
文献より提案されたＧＡシステムは６−ＶＳＢ変調方法
を用いる新規なシステムであり、前記ＦＩＲフィルタは
受信器でＮＴＳＣ除去フィルタとして用いられ、伝送器
でプリコーダとして用いられる。かつ、同一のフィルタ
係数が前記受信器と送信器で用いられるため、前記ＦＩ
Ｒフィルタは現在のＧＡシステムには適用し難い。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、上記
の問題点を解決するために、ＮＴＳＣ除去フィルタの出
力信号のレベル数の変化無しに、雑音増幅を抑えるＮＴ
ＳＣ除去フィルタの設計方法を提供することにある。本
発明の他の目的は、ＧＡ−ＶＳＢ受信機においてＮＴＳ
Ｃ除去フィルタの出力信号のレベル数が変化しないこと
によって、変化されたレベル数に対応する別途のトレリ
スデコーダが不要となってハードウェアが簡易化した受
信機を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明によるレベル数が変化しないＮＴＳＣ除去フ
ィルタの設計方法は、レベル数の変化無しに高解像度信
号に存在するＮＴＳＣ信号を除去するためのＮＴＳＣ除
去フィルタを設計する方法が提供される。本発明の方法
は、予想される高解像度信号とＮＴＳＣ信号のエネルギ
比を決定する段階と、前記予想される高解像度信号とＮ
ＴＳＣ信号のエネルギ比に応じてＮＴＳＣ信号列を生成
する段階と、ＮＴＳＣ信号の自己相関行列は生成された
ＮＴＳＣ信号列を利用して求める段階とを含む。この
時、フィルタのタップ数が所定数（Ｎ）のとき、入力Ｎ
ＴＳＣ信号列の自己相関行列Ｒ1 は次のように示され
る。
【００１１】
【数５】
【００１２】でここで、ａは入力されるＮＴＳＣ信号の
エネルギ、ｂは１×Ｎベクトル、bTはｂの転置行列、Ｃ
はＮ×Ｎ行列である。そして、本発明の方法は、フィル
タの係数を求められたＮＴＳＣ信号の自己相関行列に基
づいて算出する段階を含む。この時、フィルタの係数は
下記の式ｇにより算出される。
【００１３】ｇ＝−（Ｃ＋（Ｎ0 ＋ＥS ）Ｉ）-1ｂ ここで、Ｎ0 はＮＴＳＣ除去フィルタの入力ガウス雑音
の電力、ＥS は入力される高解像度信号の平均電力、Ｉ
は単位行列である。上記他の目的を達成するために、本
発明によるレベル数の変化しないＮＴＳＣ除去フィルタ
を採用し、所定数のレベルを有する高解像度信号を受信
する受信機において、受信される高解像度信号を所定周
波数の中間周波数（ＩＦ）信号に変換するチューナを含
む。そして、ＩＦ増幅器はＩＦ信号を増幅し、ＦＰＬＬ
（周波数及び位相ロックドループ）回路はＩＦ増幅器の
出力信号から搬送波を復元し、復元された搬送波をＩＦ
増幅器の出力と乗算して基底帯域の信号として復調し、
Ａ／Ｄ変換器はＦＰＬＬ回路の出力をサンプリングして
サンプリングクロックに応じてデジタルデータに変換す
る。また、ＮＴＳＣ除去フィルタはＦＩＲフィルタより
なり、Ａ／Ｄ変換器の出力からＮＴＳＣ信号のキャリア
成分を除去し、等化器はＮＴＳＣ除去フィルタの出力を
等化し、第１デコーダは４−状態トレリスデコーダより
なり、等化器の出力をトレリス復号化し、第２デコーダ
はトレリス復号化されたデータをエラー訂正復号化す
る。
【００１４】上記他の目的を達成するために、本発明に
よるレベル数の変化しないＮＴＳＣ除去フィルタを採用
した他の受信機は、所定数のレベルを有する高解像度信
号を受信する受信機において、受信される高解像度信号
を所定周波数のＩＦ信号に変換するチューナを含む。そ
して、ＩＦ増幅器はＩＦ信号を増幅し、Ａ／Ｄ変換器は
ＩＦ増幅器から出力されるアナログＩＦ信号をデジタル
信号に変換し、デジタルＦＰＬＬ回路はＡ／Ｄ変換器か
ら出力されるデータに含まれたパイロット信号を利用し
て搬送波を復元し、復元された搬送波をＡ／Ｄ変換器の
出力と乗算して基底帯域のデータとして復元し、整合フ
ィルタはデジタルＦＰＬＬ回路から出力されるデータの
シンボルレートを調節する。かつ、ＮＴＳＣ除去フィル
タはＦＩＲフィルタよりなり、整合フィルタの出力から
ＮＴＳＣ信号のキャリア成分を除去し、等化器はＮＴＳ
Ｃ除去フィルタの出力を等化し、第１デコーダは４−状
態トレリスデコーダよりなり、等化器の出力をトレリス
復号化し、第２デコーダはトレリス復号化されたデータ
をエラー訂正復号化する。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しつつ本発
明によるレベル数の変化しないＮＴＳＣ除去フィルタの
設計方法及びこれを採用した受信機の好ましい実施例を
説明する。
【００１６】
【実施例】図３は本発明の一実施例によるＮＴＳＣ除去
フィルタを採用した受信機のブロック図である。図３に
おいて、チューナ２０２はアンテナを通じて流入される
ＶＳＢ信号を所定周波数のＩＦ信号に変換する。ＩＦ増
幅器２０４は自動利得調節信号（図示せず）に応じてＩ
Ｆ信号の振幅を調節する。搬送波の復元はＦＰＬＬ回路
２０６によって行われるが、ＩＦ増幅器２０４の出力信
号に含まれているパイロット信号を追跡してパイロット
信号が０Hzに存在できるようにチューナ２０２の局部発
振周波数を調整する。これにより、ＦＰＬＬ回路２０６
は搬送波を復元し、復元された搬送波をＩＦ増幅器２０
４の出力と乗算して基底帯域の信号として復調する。Ａ
／Ｄ変換器２０８はシンク及びタイミング復元器２１０
で復元されたシンボルクロックに応じてＦＰＬＬ回路２
０６の出力をサンプリングしてデジタルデータに変換す
る。シンク及びタイミング復元器２１０はＡ／Ｄ変換器
２０８のサンプリング時点を予測し、その内部に保存さ
れたフィールドシンク基準信号とフィールドごとに伝送
されるフィールドシンク信号列とを比較してフィールド
シンク信号列を復元する。さらに、ＶＳＢデータフレー
ムは二つのフィールドよりなり、各フィールドは一つの
フィールド同期セグメントと３１２個のデータセグメン
トとよりなり、このデータセグメントは４シンボルセグ
メント同期と８２８データシンボルとよりなる。そし
て、セグメント同期はフィールド同期セグメントと各デ
ータセグメントの前方で８レベルデジタルデータストリ
ームに挿入されている。
【００１７】ＮＴＳＣ除去フィルタ２１２はＶＳＢとＮ
ＴＳＣが同時に放送される隣接チャンネル状況でＮＴＳ
Ｃ信号によるＶＳＢ信号の劣化を防止するためにＦＩＲ
フィルタよりなり、その出力はレベル数の変化無しに８
−レベルを保つ。ＮＴＳＣ混入検出器２１４はシンク及
びタイミング復元器２１０の内部に保存されたフィール
ドシンク基準信号とＡ／Ｄ変換器２０８を通じて出力さ
れるフィールドシンク信号列とを比較し、その差の自乗
累積値を利用してＮＴＳＣ信号がＶＳＢ信号と混入され
ているかを検出して検出信号を出力する。
【００１８】選択器２１６はマルチプレクサよりなり、
ＮＴＳＣ混入検出器２１４から出力される検出信号に応
じてＮＴＳＣ除去フィルタ２１２の出力を選択したり、
ＮＴＳＣ除去フィルタ２１２を通過しないＡ／Ｄ変換器
２０８の出力を選択する。等化器２１８は送信信号が伝
送チャンネルを通過しながら生じる多重経路歪みを取り
除く。該多重経路歪みは地上放送で山やビル群、飛行機
などによる電波反射により生ずる。位相追跡器２２０は
ＦＰＬＬ回路２０６から除去されない位相の雑音、即ち
位相のエラーを取り除く。
【００１９】ＮＴＳＣ除去フィルタ２１２の出力信号の
レベル数が増加しないので、ＴＣＭデコーダ２２２は別
の８−状態トレリスデコーダ無しに４−状態トレリスデ
コーダだけより構成され、よって位相追跡器２２０を通
じて出力されるＮＴＳＣ除去フィルタ２１２を経た信号
又はＮＴＳＣ除去フィルタ２１２を通過しない信号は４
−状態トレリスデコーダによりトレリス復号化される。
ＦＥＣ(forward errorcorrection)デコーダ２２４はト
レリス復号化されたデータをディインタリーブし、該デ
ィインタリーブされたデータはエラー訂正復号化した
後、ディランダムして出力される。
【００２０】即ち、本発明では、レベル数の変化のない
ＮＴＳＣ除去フィルタの設計のためにＦＩＲフィルタが
用いられ、その構造は図４に示されている。図４におい
て、ＮＴＳＣ除去フィルタは、Ｎ個の遅延器(226.1〜22
6.N)、乗算器(228.1〜228.N+1)及び加算器２３０を含む
ＦＩＲフィルタよりなる。Ｎ個の遅延器(226.1〜226.N)
は、入力端がＡ／Ｄ変換器２０８の出力端に結合され、
各々直列に連結される。第１乗算器228.1 はＡ／Ｄ変換
器２０８の出力端に結合される第１入力端と、一番目の
タップの係数が１の第２入力端とを有する。また、乗算
器(228.2〜228.N+1)は各遅延器(226.1〜226.N)の出力端
に結合され第１入力端と、フィルタの係数
［ｇ1 ，．．．，ｇN ］が各々印加されている第２入力
端とを有する。加算器２３０は乗算器(228.1〜228.N+1)
の出力を加算する。ここで、Ｚ−１は単位遅延を示す。
従って、本発明のＮＴＳＣ除去フィルタ２１２のＦＩＲ
フィルタにおいて、フィルタの係数は［１，ｇ1 ，
ｇ2 ，．．．，ｇN ］、一番目のタップの係数は１、フ
ィルタのタップ数はＮ＋１である。
【００２１】図５は本発明の他の実施例によるＮＴＳＣ
除去フィルタを採用したＧＡ−ＶＳＢ受信機のブロック
図である。図５において、チューナ３０２はアンテナを
通じて流入されるＶＳＢ信号を所定周波数のＩＦ信号に
変換する。ＩＦ増幅器３０４はＡ／Ｄ変換器３０６の入
力信号が一定のレベルを保つよう自動利得調節信号（図
示せず）に応じてＩＦ信号の振幅を調節する。
【００２２】Ａ／Ｄ変換器３０６はＩＦ増幅器３０４か
ら出力されるアナログＩＦ信号をシンク及びタイミング
復元器３１２から供給されるシンボルクロック周波数
（Ｆｓ）の２倍周波数のサンプリングクロックに応じて
デジタルデータに変換する。ＤＦＰＬＬ（デジタル周波
数及び位相ロックドループ）回路３０８はＡ／Ｄ変換器
３０６から出力されるデータに含まれたパイロット信号
を用いて搬送波を復元し、復元された搬送波をＡ／Ｄ変
換器３０６の出力データと乗算して基底帯域のデータに
復元する。
【００２３】整合フィルタ３１０は信号歪みとエリアシ
ングを取り除くために復調された基底帯域信号を伝送前
の信号で整合させる。即ち、整合フィルタ３１０で、Ｄ
ＦＰＬＬ回路３０８から出力されるデータのシンボルレ
ートは2fs なので、該シンボルレートはシンボルクロッ
ク周波数で調節される。シンク及びタイミング復元器３
１２は整合フィルタ３１０の出力からシンボルクロック
を復元してシンボルクロックの２倍周波数を有するサン
プリングクロックをＡ／Ｄ変換器３０６に印加し、且つ
整合フィルタ３１０の出力からセグメント同期とフィー
ルド同期を検出する。
【００２４】図４に示したように、ＮＴＳＣ除去フィル
タ３１４はフィルタの係数が［１，ｇ1 ，
ｇ2 ，．．．，ｇN ］のＦＩＲフィルタよりなり、前記
ＦＩＲフィルタはレベル数の増加無しに８−レベルを保
ちながら、整合フィルタ３１０の出力からＮＴＳＣ信号
のキャリア成分を取り除く。ＮＴＳＣ混入検出器３１６
はシンク及びタイミング復元器３１２の内部に保存され
たフィールドシンク基準信号と整合フィルタ３１０を通
じて出力されるフィールドシンク信号列とを比較し、Ｎ
ＴＳＣ信号がＶＳＢ信号と混入されているかを検出して
検出信号を出力する。
【００２５】選択器３１８はマルチプレクサよりなり、
ＮＴＳＣ混入検出器３１６から検出された検出信号に応
じてＮＴＳＣ除去フィルタ３１４の出力を選択したり、
ＮＴＳＣ除去フィルタを通過しない整合フィルタ３１０
の出力を選択する。等化器３２０はフィールド同期セグ
メントに挿入された訓練列を利用してその内部に構成さ
れたフィルタの係数を更新させた後、多重経路歪みを取
り除くために等化を行う。位相追跡器３２２はＤＦＰＬ
Ｌ回路３０８で除去されない位相のエラーを取り除く。
【００２６】ＴＣＭデコーダ３２４は８−状態トレリス
デコーダ無しに４−状態トレリスデコーダのみより構成
され、位相追跡器３２２の出力をトレリス復号化する。
ＦＥＣ(forward error correction)デコーダ３２６はト
レリス復号化されたデータをディインタリーブし、該デ
ィインタリーブされたデータはエラー訂正復号化の後、
ディランダム化して出力される。
【００２７】以下、本発明によるレベル数の変化しない
ＮＴＳＣ除去フィルタを設計する方法を説明する。ま
ず、ＮＴＳＣより提案された既存のくし形フィルタの根
本的な問題はレベル数の増加にある。くし形フィルタの
出力信号のレベル数の増加によりトレリスデコーダの構
造が非常に複雑になり、ＮＴＳＣ混入の有無によって４
−状態または８−状態トレリスデコーダを選択的に使用
するため、ハードウェアの構成が複雑となる。従って、
受信機の構成をより簡単にするためにはレベル数の増加
しないＮＴＳＣ除去フィルタが望まれる。
【００２８】言い換えれば、既存のくし形フィルタのレ
ベル数の増加は部分応答特性に起因する。従って、この
ようなレベル数の増加を防止するためにはＮＴＳＣ除去
フィルタのタップ数を増やし、既存のレベル数を１の一
番目のタップ係数に保ちながらも干渉信号の除去性能を
くし形フィルタのと略同一に保たせる。かつ、くし形フ
ィルタは図２（Ｂ）に示したように、周波数領域でＮＴ
ＳＣ信号の三つの搬送波の位置だけでなく、他の３個所
でもノッチを有するため、雑音が著しく増幅される。こ
れによって、くし形フィルタの出力は３dB程度増幅され
た雑音を有する。従って、本発明によるＮＴＳＣ除去フ
ィルタの設計方法は、このような雑音の増幅を抑制し、
且つＮＴＳＣ信号の各搬送波が位置する領域を除いては
周波数応答の大きさが一定になるようＮＴＳＣ除去フィ
ルタの係数を設定する。
【００２９】さらに、フィルタのタップ数と干渉信号と
して作用するＮＴＳＣ信号列が予め設定されると、フィ
ルタのタップ係数値が決定される。図６は本発明のＮＴ
ＳＣ除去フィルタの入出力信号を示す。図６において、
ＮＴＳＣ除去フィルタ４００に入力される信号としては
ＶＳＢ信号、ＮＴＳＣ信号及び加算ガウス雑音があり、
ＮＴＳＣ除去フィルタ４００の入力ガウス雑音の電力を
Ｎ0 とし、入力されるＶＳＢ信号の平均電力をＥS とす
る。そして、ＮＴＳＣ除去フィルタ４００の出力信号と
してもＶＳＢ信号、ＮＴＳＣ信号及び雑音があり、ＮＴ
ＳＣ除去フィルタ４００から出力されるＮＴＳＣ信号の
電力をＪとし、ＮＴＳＣ除去フィルタ４００から出力さ
れるＶＳＢ信号は元のＶＳＢ信号の電力(E(V。)2）と自
己雑音電力とに分けられ、該自己雑音電力をＳとし、Ｎ
ＴＳＣ除去フィルタ４００から出力される雑音電力をＰ
とする。従って、本発明によるＮＴＳＣ除去フィルタの
設計では、ＮＴＳＣ除去フィルタ４００の出力信号に含
まれた、即ちＮＴＳＣ除去フィルタ４００から出力され
るＮＴＳＣ信号電力(J）、自己雑音電力（Ｓ）及び雑音
電力（Ｐ）を加算した値が最小になるようフィルタの係
数を設定することが重要である。
【００３０】図７は本発明のＮＴＳＣ除去フィルタの設
計方法のための動作フローチャートであり、図６を参照
しつつ説明する。図７において、まず、予想されるＶＳ
Ｂ信号とＮＴＳＣ信号とのエネルギ比（Ｄ／Ｕ）を決定
する（４０２段階）。即ち、望む信号(desired signal:
Ｄ）のエネルギ（ＥS ）と望まない信号(Undesired sig
nal:Ｕ）のエネルギ（Ｎ0 ）の比を推定する。該Ｄ／Ｕ
は略２〜３dBの値を有する。
【００３１】予想されるＤ／Ｕの値によってＮＴＳＣ信
号列を生成する（４０４段階）。ここで、ＮＴＳＣ信号
列は［ｉ0 ，ｉ1 ，ｉ2 ，．．．，ｉN ］である。次い
で、干渉信号除去の性能をくし形フィルタとほぼ同一に
保ち得るフィルタのタップ数Ｎを決定する（４０６段
階）。生成されたＮＴＳＣ信号列と決定されたフィルタ
のタップ数Ｎを利用してＮＴＳＣ信号の自己相関行列を
計算する（４０８段階）。
【００３２】入力ＮＴＳＣ信号列［ｉ0 ，ｉ1 ，
ｉ2 ，．．．，ｉN ］の自己相関行列Ｒ1は下記の数式
６で示される。
【００３３】
【数６】
【００３４】でここで、ａは入力されるＮＴＳＣ信号の
エネルギ、ｂは１×Ｎベクトル、ｂTはｂの転置行列、
ＣはＮ×Ｎ行列である。ＮＴＳＣ信号の自己相関行列Ｒ
１が計算され、Ｎが与えられればフィルタの係数を算出
する（４１０段階）。ここで、フィルタ係数を求める式
ｇは次のように導き出される。
【００３５】まず、ＮＴＳＣ除去フィルタ４００の一番
目のタップの係数を１に固定し、全体タップ数を１＋Ｎ
に設定すれば、インパルス応答は［１ ｇ］＝［１，ｇ
1 ，．．．，ｇN ］で示される。この時、ＮＴＳＣ除去
フィルタ４００の出力加算雑音の増幅度Ａは下記の数式
７に示したように、ＮＴＳＣ除去フィルタ４００の各フ
ィルタ係数の自乗の和となり、出力雑音の電力Ｐは下記
の数式８で示される。
【００３６】
【数７】
【００３７】
【数８】
【００３８】ここで、Ｎ0 はＮＴＳＣ除去フィルタ４０
０の入力ガウス雑音の電力である。一方、ＮＴＳＣ除去
フィルタ４００から出力されるＮＴＳＣ信号の電力Ｊは
下記の数式９で示される。
【００３９】
【数９】
【００４０】ＮＴＳＣ信号の電力（Ｊ）は、ＮＴＳＣ信
号列［ｉ0 ，ｉ1 ，ｉ2 ，．．．，ｉN ］とＮＴＳＣ除
去フィルタのインパルス応答［１，ｇ1 ，．．．，
ｇN ］をコンボルーションして自乗した結果と同一なの
で次のように示される。
【００４１】
【数１０】
【００４２】ここで、Ｅは平均を意味する。一方、入力
されるＶＳＢ信号列が［ｖ0 ｖ］＝［ｖ0 ，
ｖ1 ，．．．，ｖN］なら、ＮＴＳＣ除去フィルタ４０
０によるＶＳＢ信号の自己雑音はＶＳＢ信号列［ｖ0 ，
ｖ1 ，．．．，ｖN ］とＮＴＳＣ除去フィルタのインパ
ルス応答［１，ｇ1 ，ｇ2 ，．．．，ｇN ］をコンボル
ーションした結果（ｖ0 ＋ｖ1 ｇ1 ＋・・・＋ｖ
N ｇN ）に該当する。自己雑音電力をＳは次の数式１１
で示される。
【００４３】
【数１１】
【００４４】ここで、Ｅs は入力されるＶＳＢ信号の平
均電力である。上記数式１１で、自己雑音電力（Ｓ）は
入力されるＶＳＢ信号の電力（ＥS ）に比例することが
判り、通常、入力ＶＳＢ信号の電力（ＥS ）は加算雑音
電力（Ｎ0 ）より非常に大きいので自己雑音がＮＴＳＣ
除去フィルタの出力信号に及ぼす影響は加算雑音の増幅
度に比べ大きくなる。ＮＴＳＣ除去フィルタの出力の全
ての干渉信号の電力は次の数式１２で示される。
【００４５】
【数１２】
【００４６】上記数式１２に示した関数をコスト関数と
して選択して干渉信号の出力電力（φ）を最小化する除
去フィルタのタップ係数を求める式ｇは下記の数式１３
で示される。
【００４７】
【数１３】
【００４８】ここで、Ｉは単位行列である。干渉信号の
出力電力を最小化するＮＴＳＣ除去フィルタ４００は入
力されるＮＴＳＣ信号の自己相関行列（Ｒ1 ）と入力エ
ネルギ比Ｄ／Ｕ（ＥｓとＮ0 の比率）により決定される
ことが判る。従って、実受信システムでは、ＥS 値は図
３に示したＡ／Ｄ変換器２０８や図５に示した整合フィ
ルタ３１０の出力レベルに基づいて２１（＝１2 ＋３2
＋５ 2 ＋７2 ／４）と固定されるので、予想されるＶＳ
ＢとＮＴＳＣ信号のエネルギ比Ｄ／Ｕに応じてＮＴＳＣ
信号列が発生する。ここから自己相関行列のＣとｂを求
めると、数式１２のｇによりＮＴＳＣ除去フィルタが設
計できる。
【００４９】本発明では高解像度信号としてＶＳＢ信号
を、ＨＤＴＶチャンネルに干渉として作用する既存のア
ナログテレビ信号としてＮＴＳＣ信号を適用したが、こ
れに限定されることはない。
【００５０】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によるＮＴＳ
Ｃ除去フィルタは部分応答特性を有しないＦＩＲフィル
タであるので、レベル数の変化がない上に、ＮＴＳＣ干
渉信号を効果的に除去できる。また。本発明の設計方法
によれば、ＮＴＳＣ除去フィルタの出力においてデータ
信号（ＶＳＢ信号）を除いた全ての干渉信号の電力が最
小化され、よって雑音増幅度が著しく低くなる。
【００５１】なお、本発明による設計方法によりＮＴＳ
Ｃ除去フィルタを採用した受信機は、複雑なハードウェ
アを有する別途の８−状態トレリスデコーダが不要なた
め、簡単な構造を有し、よってコストが節減される。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のＮＴＳＣ除去フィルタを採用したＶＳＢ
受信機のブロック図である。
【図２】（Ａ）は図１のＮＴＳＣ除去フィルタの構造を
示し、（Ｂ）はその周波数特性を示す図である。
【図３】本発明の一実施例によるＮＴＳＣ除去フィルタ
を採用した受信機のブロック図である。
【図４】図３に示したＮＴＳＣ除去フィルタの構成を示
す図である。
【図５】本発明の他の実施例によるＮＴＳＣ除去フィル
タを採用した受信機のブロック図である。
【図６】本発明によるＮＴＳＣ除去フィルタの入出力信
号を示す図である。
【図７】本発明によるＮＴＳＣ除去フィルタの設計方法
を示した動作フローチャートである。
【符号の説明】
２０２ チューナ ２０４ ＩＦ増幅器 ２０６ ＦＰＬＬ回路 ２０８ Ａ／Ｄ変換器 ２１０ シンク及びタイミング復元器 ２１２ ＮＴＳＣ除去フィルタ ２１４ ＮＴＳＣ混入検出器 ２１６ 選択器 ２１８ 等化器 ２２０ 位相追跡器 ２２２ ＴＣＭデコーダ ２２４ ＦＥＣデコーダ ２２６．１…２２６．Ｎ 遅延器 ２２８．１…２２８．Ｎ＋１ 乗算器 ２３０ 加算器 ３０２ チューナ ３０４ ＩＦ増幅器 ３０６ Ａ／Ｄ変換器 ３０８ ＤＦＰＬＬ回路 ３１０ 整合フィルタ ３１２ シンク及びタイミング復元器 ３１４ ＮＴＳＣ除去フィルタ ３１６ ＮＴＳＣ混入検出器 ３１８ 選択器 ３２０ 等化器 ３２２ 位相追跡器 ３２４ ＴＣＭデコーダ ３２６ ＦＥＣデコーダ ４００ ＮＴＳＣ除去フィルタ

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 高解像度の信号に存在するＮＴＳＣ信号
    を取り除くためのＮＴＳＣ除去フィルタを設計する方法
    において、 （ａ）予想される高解像度信号とＮＴＳＣ信号とのエネ
    ルギ比を決定する段階と、 （ｂ）前記エネルギ比に応じてＮＴＳＣ信号列を生成す
    る段階と、 （ｃ）前記生成されたＮＴＳＣ信号列を用いて、下記の
    式により入力ＮＴＳＣ信号の自己相関行列を求める段階
    と、 【数１】 （ここで、Ｒ1 は、フィルタのタップ数が所定数（Ｎ）
    の時、入力ＮＴＳＣ信号の自己相関行列を示し、ａは入
    力されるＮＴＳＣ信号のエネルギ、ｂは１×Ｎ ベクトル、ｂT はｂの転置行列、ＣはＮ×Ｎ行列であ
    る）（ｄ）前記自己相関行列に基づいて、下記の式ｇ、 ｇ＝−（Ｃ＋（Ｎ0 ＋ＥS ）Ｉ））-1ｂ （ここで、Ｎ0 はＮＴＳＣ除去フィルタの入力ガウス雑
    音の電力、ＥS は入力される高解像度信号の平均電力、
    Ｉは単位行列である）によりフィルタの係数を算出する
    段階とを含むことを特徴とするＮＴＳＣ除去フィルタの
    設計方法。
  2. 【請求項２】 前記（ｄ）段階は、 （ｄ１）前記フィルタから出力される雑音の電力（Ｐ）
    を次の式 Ｐ＝（１＝ｇT ｇ）Ｎ0 により求める段階と、 （ｄ２）前記フィルタから出力されるＮＴＳＣ信号の電
    力（Ｊ）を次の式 【数２】 により求める段階と、 （ｄ３）前記フィルタから出力される高解像度信号の自
    己雑音電力（Ｓ）を次の式 Ｓ＝ＥS ｇT ｇ により求める段階と、 （ｄ４）前記フィルタから出力される全ての干渉信号の
    電力を計算するために前記（ｄ１）、（ｄ２）及び（ｄ
    ３）段階で求められた電力を加算して費用関数として用
    いる段階と、 （ｄ５）前記費用関数を微分して前記式ｇを求める段階
    と、 （ｄ６）前記求められた式ｇによりフィルタ係数を算出
    する段階とを含むことを特徴とする請求項１に記載のＮ
    ＴＳＣ除去フィルタの設計方法。
  3. 【請求項３】 前記（ａ）段階では、入力される高解像
    度信号のＶＳＢ信号の平均電力と入力されるＮＴＳＣ信
    号の平均電力との比を求め、前記ＶＳＢ信号の平均電力
    は所定数に固定され、前記ＮＴＳＣ信号の平均電力は前
    記自己相関行列（Ｒ1 ）のａに該当することを特徴とす
    る請求項２に記載のＮＴＳＣ除去フィルタの設計方法。
  4. 【請求項４】 所定数のレベルを有する高解像度信号を
    受信する受信機において、 受信される高解像度信号を所定周波数の中間周波数信号
    に変換するチューナと、 前記ＩＦ信号から搬送波を復元し、復元された搬送波を
    前記ＩＦ信号と乗算して基底帯域の信号として復調する
    ＦＰＬＬ回路と、 前記ＦＰＬＬ回路の出力をサンプリングしてサンプリン
    グクロックに応じてデジタルデータに変換するアナログ
    ／デジタル変換器と、 ＦＩＲフィルタよりなり、前記アナログ／デジタル変換
    器の出力からＮＴＳＣ信号のキャリア成分を取り除くＮ
    ＴＳＣ除去フィルタと、 前記ＮＴＳＣ除去フィルタの出力を等化する等化器と、 一種のトレリスデコーダよりなり、前記等化器の出力を
    トレリス復号化する第１デコーダと、 前記トレリス復号化されたデータをエラー訂正復号化す
    る第２デコーダとを含み、 前記ＮＴＳＣ除去フィルタの出力信号のレベル数は変化
    しないことを特徴とする受信機。
  5. 【請求項５】 前記ＮＴＳＣ除去フィルタはフィルタの
    タップを［１，ｇ1，ｇ2 ，．．．，ｇN ］とし、一番
    目のタップの係数を１と固定し、フィルタの総タップ数
    をＮ＋１とするＦＩＲフィルタであることを特徴とする
    請求項４に記載の受信機。
  6. 【請求項６】 前記フィルタの係数は下記の式ｇ、 ｇ＝−（Ｃ＋（Ｎ0 ＋ＥS ）Ｉ）-1ｂ （ここで、Ｎ0 はＮＴＳＣ除去フィルタの入力ガウス雑
    音の電力、ＥS は入力される高解像度信号の平均電力、
    Ｉは単位行列であり、Ｃとｂは入力ＮＴＳＣ信号の自己
    相関行列Ｒ1 より求められる。かつ、前記Ｒ1 は 【数３】 であり、ここで、ａは入力されるＮＴＳＣ信号のエネル
    ギ、ｂは１×Ｎベクトル、ｂT はｂの転置行列、ＣはＮ
    ×Ｎ行列である）により求められること特徴とする請求
    項５に記載の受信機。
  7. 【請求項７】 所定数のレベルを有する高解像度信号を
    受信する受信機において、 受信される高解像度信号を所定周波数のＩＦ信号に変換
    するチューナと、 前記ＩＦ信号をデジタルデータに変換するアナログ／デ
    ジタル変換器と、 前記アナログ／デジタル変換器から出力されるデータに
    含まれたパイロット信号を用いて搬送波を復元し、復元
    された搬送波を前記アナログ／デジタル変換器の出力と
    乗算して基底帯域のデータとして復元するデジタルＦＰ
    ＬＬ回路と、 前記デジタルＦＰＬＬ回路から出力されるデータのシン
    ボルレートを調節する整合フィルタと、 ＦＩＲフィルタよりなり、前記整合フィルタの出力から
    ＮＴＳＣ信号のキャリア成分を取り除くＮＴＳＣ除去フ
    ィルタと、 前記ＮＴＳＣ除去フィルタの出力を等化する等化器と、 一種のトレリスデコーダよりなり、前記等化器の出力を
    トレリス復号化する第１デコーダと、 前記トレリス復号化されたデータをエラー訂正復号化す
    る第２デコーダとを含み、 前記ＮＴＳＣ除去フィルタの出力信号のレベル数は変化
    しないことを特徴とする受信機。
  8. 【請求項８】 前記ＮＴＳＣ除去フィルタは、フィルタ
    のタップを［１，ｇ 1 ，ｇ2 ，．．．，ｇN ］とし、一
    番目タップの係数を１に固定し、フィルタの総タップ数
    をＮ＋１とするＦＩＲフィルタであることを特徴とする
    請求項７に記載の受信機。
  9. 【請求項９】 前記フィルタの係数は下記の式ｇ、 ｇ＝−（Ｃ＋（Ｎ0 ＋ＥS ）Ｉ）-1ｂ （ここで、Ｎ0 はＮＴＳＣ除去フィルタの入力ガウス雑
    音の電力、ＥS は入力される高解像度信号の平均電力、
    Ｉは単位行列であり、ＣとｂはＮＴＳＣ信号の自己相関
    行列Ｒ1 から求められる。かつ、前記Ｒ1 は 【数４】 であり、ここで、ａは入力されるＮＴＳＣ信号のエネル
    ギ、ｂは１×Ｎベクトル、ｂT はｂの転置行列、ＣはＮ
    ×Ｎ行列である）により求められることを特徴とする請
    求項８に記載の受信機。
JP10043879A 1997-03-25 1998-02-25 レベル数の変化しないｎｔｓｃ除去フィルタの設計方法及びこれを採用した受信機 Pending JPH10276375A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR10379/1997 1997-03-25
KR1019970010379A KR100219636B1 (ko) 1997-03-25 1997-03-25 레벨 변화를 일으키지 않는 ntsc 제거필터의 설계방법과 이를 채용한 수신기

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH10276375A true JPH10276375A (ja) 1998-10-13

Family

ID=19500742

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP10043879A Pending JPH10276375A (ja) 1997-03-25 1998-02-25 レベル数の変化しないｎｔｓｃ除去フィルタの設計方法及びこれを採用した受信機

Country Status (4)

Country Link
US (1) US6226049B1 (ja)
JP (1) JPH10276375A (ja)
KR (1) KR100219636B1 (ja)
CN (1) CN1072881C (ja)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6697098B1 (en) * 1998-08-26 2004-02-24 Thomson Licensing S.A. Co-channel interference detection network for an HDTV receiver
KR100309098B1 (ko) * 1998-05-07 2001-11-15 윤종용 기준신호를갖는변복조방식디지털통신시스템수신장치에서의신호처리방법및장치와동일채널간섭신호제거를위한방법및장치
US6421077B1 (en) * 1998-05-18 2002-07-16 Sarnoff Corporation Method and apparatus for detecting co-channel interference and selectively filtering the interference when detected
KR100287867B1 (ko) * 1998-12-31 2001-05-02 구자홍 디지털 텔레비전의 타이밍 복원 장치
KR100275708B1 (ko) * 1998-12-31 2000-12-15 윤종용 아날로그 방송의 채널 간섭을 개선한 디지털방송 신호 처리 장치 및 방법
US7239358B1 (en) * 1999-07-16 2007-07-03 Thomson Licensing Television receiver for digital signals with offset tuning provisions
JP3844951B2 (ja) * 2000-09-21 2006-11-15 三菱電機株式会社 受信機および適応等化処理方法
US7092036B2 (en) * 2002-04-16 2006-08-15 Thomson Licensing Equalizer system including a comb filter in an HDTV system
KR100469290B1 (ko) * 2003-02-04 2005-02-02 엘지전자 주식회사 디지털 ｔｖ 수신기
KR20040071546A (ko) * 2003-02-06 2004-08-12 삼성전자주식회사 채널 상태에 대응하여 등화성능이 개선된 디지털 통신시스템 및 그의 동작방법
KR100973968B1 (ko) 2003-04-07 2010-08-05 엘지전자 주식회사 영상 화면 최적화 방법
KR100603608B1 (ko) * 2003-10-29 2006-07-24 한국전자통신연구원 지상파 디지털 텔레비젼 방송 시스템에서 동일채널중계기의 시간지연을 줄이기 위한 복조 장치 및 그 방법
US7688888B2 (en) * 2005-04-22 2010-03-30 Zenith Electronics Llc CIR estimating decision feedback equalizer with phase tracker
US7369155B2 (en) * 2005-05-16 2008-05-06 Mediatek Incorporation Apparatus and method for rejecting co-channel interference signal
US7788308B2 (en) * 2006-03-20 2010-08-31 Rane Corporation Frequency float method and system for realizing a signal filter
US8537284B2 (en) * 2009-03-20 2013-09-17 Advanced Micro Devices, Inc. Adjacent channel power scan
KR20130105012A (ko) * 2012-03-16 2013-09-25 삼성전자주식회사 방송 수신장치 및 아날로그 방송신호의 혼신신호 제거방법
CN109716664B (zh) * 2016-10-10 2020-06-16 华为技术有限公司 梳状滤波噪声消除方法、装置及频域自适应均衡装置
CN109934815B (zh) * 2019-03-18 2023-04-14 电子科技大学 一种结合atv约束的张量恢复红外弱小目标检测方法

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5841484A (en) * 1994-02-10 1998-11-24 Philips Electronics North North America Corporation Blind equalizer method and apparatus for HDTY transmission using an NTSC rejection filter for mitigating co-channel interference
US5452015A (en) * 1994-02-10 1995-09-19 Philips Electronics North America Corporation Method and apparatus for combating co-channel NTSC interference for digital TV transmission
KR960013649B1 (ko) * 1994-04-12 1996-10-10 엘지전자 주식회사 에이치디티브이(hdtv)의 지상 및 케이블 방송신호 공동수신장치
KR0124594B1 (ko) * 1994-04-12 1997-12-01 구자홍 고선명 텔레비젼 수상기의 복조시스템
US5606579A (en) * 1994-05-23 1997-02-25 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital VSB detector with final IF carrier at submultiple of symbol rate, as for HDTV receiver
US5548617A (en) * 1994-05-19 1996-08-20 Samsung Elctronics, Co., Ltd. Digital VSB detector with bandpass phase tracker using rader filters, as for use in an HDTV receiver
US5559561A (en) * 1994-07-15 1996-09-24 Lucent Technologies Inc. Coded modulation with shaping gain and tomlinson precoding
US5550596A (en) * 1994-11-25 1996-08-27 Thomson Multimedia Sa Digital television signal processing system including a co-channel rejection filter
US5602583A (en) * 1995-02-10 1997-02-11 Zenith Electronics Corporation NTSC rejection filter with switched tomlinson precoder for reducing NTSC co-channel interference in ATV receivers
US5821988A (en) * 1995-08-29 1998-10-13 Zenith Electronics Corporation NTSC co-channel interference reduction system
US5757684A (en) * 1995-11-17 1998-05-26 Rincon Research Corporation Adaptive co-channel interference canceler using spectral symmetry
US5731848A (en) * 1995-12-22 1998-03-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital VSB detector with bandpass phase tracker using Ng filters, as for use in an HDTV receiver
US5872815A (en) * 1996-02-16 1999-02-16 Sarnoff Corporation Apparatus for generating timing signals for a digital television signal receiver
US5748226A (en) * 1996-11-12 1998-05-05 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital television receiver with adaptive filter circuitry for suppressing NTSC co-channel interference

Also Published As

Publication number Publication date
CN1072881C (zh) 2001-10-10
KR100219636B1 (ko) 1999-09-01
CN1194541A (zh) 1998-09-30
US6226049B1 (en) 2001-05-01
KR19980074513A (ko) 1998-11-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6005640A (en) Multiple modulation format television signal receiver system
US6535553B1 (en) Passband equalizers with filter coefficients calculated from modulated carrier signals
KR0170690B1 (ko) 반송파 및 심볼타이밍 복원완료 검출회로와 그 방법 및 이를 채용한 고해상도 텔레비젼
KR100666432B1 (ko) 적응성 채널 이퀄라이저
JP4845246B2 (ja) トレーニングモードを有する適応チャネル等化器
JP3423547B2 (ja) 位相エラー補正方法及び位相トラッキングループ回路
JP2851835B2 (ja) 基準信号を用いる等化方法及び等化器
KR100219636B1 (ko) 레벨 변화를 일으키지 않는 ntsc 제거필터의 설계방법과 이를 채용한 수신기
US6049361A (en) Automatic gain control circuit and method therefor
JP2983951B2 (ja) 同一チャンネル干渉除去器及びその駆動方法
KR20020017614A (ko) 디지털 ｖｓｂ시스템의 동기신호를 이용한 이퀄라이져 제어 방법 및 장치
KR100557122B1 (ko) 동일채널간섭을 받는 디지털 텔레비젼 신호용 수신기 및 그의 동작 방법
US5835131A (en) Digital television receiver with adaptive filter circuitry for suppressing NTSC co-channel interference
JP4654067B2 (ja) デジタルテレビ受信機でのチャンネル状態の評価方法及びチャンネル状態の生成回路
JP2000502541A (ja) Ｖｓｂ受信機用の同期補償ａｇｃシステム
JP4149663B2 (ja) 受信ｈｄｔｖ信号のｄｃオフセットを削除するためのネットワーク
CN1115875C (zh) 数字电视信号接收器,处理残留边带调幅信号和确定是否采用同频道干扰抑制滤波的方法
KR100289583B1 (ko) 디지털 지상방송 및 케이블방송 수신기의 복조회로
MXPA98005806A (en) Digital television receiver with adapter filter circuits to remove the n deco-channel interference
MXPA98005803A (en) T.v. digital receiver circuit to detect and delete co interchange interference
KR20010036927A (ko) 고화질 텔레비전의 디지털 직류전압 제거장치