JP2851835B2 - 基準信号を用いる等化方法及び等化器 - Google Patents
基準信号を用いる等化方法及び等化器Info
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は基準信号を用いる等
化方法及び等化器に係り、特にディジタル信号復調シス
テムにおいて多重経路歪曲を効率よく取り除いたり、減
少させるために基準信号を用いる等化方法及び等化器に
関する。
化方法及び等化器に係り、特にディジタル信号復調シス
テムにおいて多重経路歪曲を効率よく取り除いたり、減
少させるために基準信号を用いる等化方法及び等化器に
関する。
【０００２】
【従来の技術】最近のＴＶ市場の傾向は、大型画面、現
場感、高解像度を追求している。日本はアナログ伝送方
式のＭＵＳＥ（Multiple Subnyquist Sampling Encodin
g ）方式に基づく最初のＨＤＴＶを用い、米国はＧＡ
（Grand Alliance）委員会が提案したＧＡ−ＨＤＴＶシ
ステムを採用しており、一部のケ−ブルＴＶ業界はディ
ジタル伝送方式の直角振幅偏重（Quadrature Amplitude
Modulation ；以下、ＱＡＭという）方式に注目してい
る。
場感、高解像度を追求している。日本はアナログ伝送方
式のＭＵＳＥ（Multiple Subnyquist Sampling Encodin
g ）方式に基づく最初のＨＤＴＶを用い、米国はＧＡ
（Grand Alliance）委員会が提案したＧＡ−ＨＤＴＶシ
ステムを採用しており、一部のケ−ブルＴＶ業界はディ
ジタル伝送方式の直角振幅偏重（Quadrature Amplitude
Modulation ；以下、ＱＡＭという）方式に注目してい
る。
【０００３】このＧＡ−ＨＤＴＶの変調方式には、ディ
ジタル残留側波帯（Vestigial SideBand ；以下、ＶＳ
Ｂという）変調方式が用いられるので、ＧＡ−ＨＤＴＶ
はＧＡ−ＶＳＢ方式の受信機とも言われる。ＶＳＢ変調
方式は従来のＴＶでアナログ映像信号の変調技法として
用いられており、ＧＡ−ＨＤＴＶではディジタル信号の
変調に用いられる。初期のＤＳＣ（Digital Spectrum C
ompatible)−ＨＤＴＶでは、２つ及び４つのレベルを用
いる２−ＶＳＢ及び４−ＶＳＢを変調方式として採用し
たが、ＧＡ−ＨＤＴＶでは、地上放送モ−ドのための８
つのレベルを用いる８−ＶＳＢ及び高速ケ−ブルモ−ド
のための１６個のレベルを用いる１６−ＶＳＢを変調方
式として採用した。
ジタル残留側波帯（Vestigial SideBand ；以下、ＶＳ
Ｂという）変調方式が用いられるので、ＧＡ−ＨＤＴＶ
はＧＡ−ＶＳＢ方式の受信機とも言われる。ＶＳＢ変調
方式は従来のＴＶでアナログ映像信号の変調技法として
用いられており、ＧＡ−ＨＤＴＶではディジタル信号の
変調に用いられる。初期のＤＳＣ（Digital Spectrum C
ompatible)−ＨＤＴＶでは、２つ及び４つのレベルを用
いる２−ＶＳＢ及び４−ＶＳＢを変調方式として採用し
たが、ＧＡ−ＨＤＴＶでは、地上放送モ−ドのための８
つのレベルを用いる８−ＶＳＢ及び高速ケ−ブルモ−ド
のための１６個のレベルを用いる１６−ＶＳＢを変調方
式として採用した。
【０００４】このようなＶＳＢ信号を復調するため、Ｇ
Ａ委員会は受信機の概略構造を提案したことがあり、提
案された受信機は次のような特性がある。まず、提案さ
れたＶＳＢ受信機は他のディジタル変調信号の復調器と
は異なり、Ｉ（In-phase）チャンネルの信号のみを用い
てデ−タを検出し、サンプリングをシンボルレ−トに応
じて行う。したがって、ＶＳＢ受信機はＱチャンネルと
Ｉチャンネルを同時に用いるＱＡＭ受信機に比べて簡単
に具現が可能であり、シンボルレ−トに応じてデ−タを
処理するので、フラクショナルレ−ト（fractional rat
e ）受信機に比べて相対的に処理速度が遅くても、デ−
タの検出が可能であるという長所がある。
Ａ委員会は受信機の概略構造を提案したことがあり、提
案された受信機は次のような特性がある。まず、提案さ
れたＶＳＢ受信機は他のディジタル変調信号の復調器と
は異なり、Ｉ（In-phase）チャンネルの信号のみを用い
てデ−タを検出し、サンプリングをシンボルレ−トに応
じて行う。したがって、ＶＳＢ受信機はＱチャンネルと
Ｉチャンネルを同時に用いるＱＡＭ受信機に比べて簡単
に具現が可能であり、シンボルレ−トに応じてデ−タを
処理するので、フラクショナルレ−ト（fractional rat
e ）受信機に比べて相対的に処理速度が遅くても、デ−
タの検出が可能であるという長所がある。
【０００５】さらに、提案されたＶＳＢ受信機はディジ
タルデ−タを検出するため、受信機から搬送波を復元し
て変調信号を復調する同期式検出方式を用いる。前記同
期式検出方式は非同期式検出方式に比べ、同一の信号対
雑音比でより低いエラ−率で検出が可能であるが、搬送
波復元回路により受信機の構造は複雑になる。したがっ
て、提案されたＶＳＢ受信機は同期式検出のための伝送
信号の位相検出をＦＰＬＬ（Frequency and Phase Lock
ed Loop)とＰＴＬ（Phase Tracking Loop)を用いる２段
階で構成される。
タルデ−タを検出するため、受信機から搬送波を復元し
て変調信号を復調する同期式検出方式を用いる。前記同
期式検出方式は非同期式検出方式に比べ、同一の信号対
雑音比でより低いエラ−率で検出が可能であるが、搬送
波復元回路により受信機の構造は複雑になる。したがっ
て、提案されたＶＳＢ受信機は同期式検出のための伝送
信号の位相検出をＦＰＬＬ（Frequency and Phase Lock
ed Loop)とＰＴＬ（Phase Tracking Loop)を用いる２段
階で構成される。
【０００６】前記ＦＰＬＬは送信されたＶＳＢ信号の位
相を推定するため、そのＶＳＢ信号に含まれたパイロッ
ト信号を用いる。このＦＰＬＬは従来のＰＬＬの周波数
エラ−検出回路を用いて容易に具現されることができ、
これに対する構造及び性能分析は文献〔１〕に開示され
ている：〔１〕R. Citta, "Frequency and Phase Lock
Loop", IEEE Trans, on Consumer Electronics, vol. C
E-23, no. 3, pp.358-365, Aug 1997.。
相を推定するため、そのＶＳＢ信号に含まれたパイロッ
ト信号を用いる。このＦＰＬＬは従来のＰＬＬの周波数
エラ−検出回路を用いて容易に具現されることができ、
これに対する構造及び性能分析は文献〔１〕に開示され
ている：〔１〕R. Citta, "Frequency and Phase Lock
Loop", IEEE Trans, on Consumer Electronics, vol. C
E-23, no. 3, pp.358-365, Aug 1997.。
【０００７】そして、前記ＦＰＬＬの出力はチャンネル
等化器を通してＰＴＬ回路に入力され、ＰＴＬ回路はＦ
ＰＬＬから取り除かれない位相の雑音、すなわち、位相
のエラ−を取り除く機能を果たす。ＧＡ−ＨＤＴＶ受信
機のＰＴＬ回路の構造は文献〔２〕に開示されたＤＤＣ
Ｒ（Decision Directed Carrier Recovery）の構造とほ
ぼ同一であるが、入力されるＩチャンネルのみのサンプ
リングされたデ−タを用いて信号点の回転成分を推定し
た後、その結果に基づいて位相のエラ−値を補償するこ
とは相違である：〔２〕 E.A. Lee and D.G. Messersch
mitt, Digital Communication, Kluwer Academic Publi
shers, Boston, MA, 1988.。
等化器を通してＰＴＬ回路に入力され、ＰＴＬ回路はＦ
ＰＬＬから取り除かれない位相の雑音、すなわち、位相
のエラ−を取り除く機能を果たす。ＧＡ−ＨＤＴＶ受信
機のＰＴＬ回路の構造は文献〔２〕に開示されたＤＤＣ
Ｒ（Decision Directed Carrier Recovery）の構造とほ
ぼ同一であるが、入力されるＩチャンネルのみのサンプ
リングされたデ−タを用いて信号点の回転成分を推定し
た後、その結果に基づいて位相のエラ−値を補償するこ
とは相違である：〔２〕 E.A. Lee and D.G. Messersch
mitt, Digital Communication, Kluwer Academic Publi
shers, Boston, MA, 1988.。
【０００８】図１はＧＡ−ＨＤＴＶ受信機の構造を示す
構成ブロック図である。図１を参照してＧＡ−ＶＳＢ方
式の受信機に対して簡単に説明する。この構成ブロック
図は文献〔３〕に開示されている：〔３〕Grand Allian
ce HDTV System Specification, submitted to the ACA
TS Technical Subgroup, Feb 1994.。図１において、チ
ュ−ナ−１０２はアンテナを通して受信されるＨＤＴＶ
信号のうち所望のチャンネル信号を選択する。一般的に
チュ−ナ−１０２の出力は中心周波数が４４ＭＨｚ、帯
域幅が６ＭＨｚの変調されたＨＤＴＶ信号である。しか
しながら、チュ−ナ−１０２の出力はチュ−ナ−の内部
のフィルタ−特性が不良なので、６ＭＨｚ帯域のＨＤＴ
Ｖ信号のみならず、隣接チャンネルの信号も通過させ
る。
構成ブロック図である。図１を参照してＧＡ−ＶＳＢ方
式の受信機に対して簡単に説明する。この構成ブロック
図は文献〔３〕に開示されている：〔３〕Grand Allian
ce HDTV System Specification, submitted to the ACA
TS Technical Subgroup, Feb 1994.。図１において、チ
ュ−ナ−１０２はアンテナを通して受信されるＨＤＴＶ
信号のうち所望のチャンネル信号を選択する。一般的に
チュ−ナ−１０２の出力は中心周波数が４４ＭＨｚ、帯
域幅が６ＭＨｚの変調されたＨＤＴＶ信号である。しか
しながら、チュ−ナ−１０２の出力はチュ−ナ−の内部
のフィルタ−特性が不良なので、６ＭＨｚ帯域のＨＤＴ
Ｖ信号のみならず、隣接チャンネルの信号も通過させ
る。
【０００９】隣接チャンネル信号は所望のチャンネル信
号に対して干渉を引き起こすので、これを防止するため
にチュ−ナ−１０２の出力は帯域幅が正確に６ＭＨｚの
表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ−１０４を通過する。中
間周波数（以下、ＩＦという）増幅器１０６はアナログ
／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１１２の入力信号を適宜
なレベルに保持させ、自動利得調節（以下、ＡＧＣとい
う）回路１１０から出力されるＡＧＣ信号に応じて利得
が制御される。
号に対して干渉を引き起こすので、これを防止するため
にチュ−ナ−１０２の出力は帯域幅が正確に６ＭＨｚの
表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ−１０４を通過する。中
間周波数（以下、ＩＦという）増幅器１０６はアナログ
／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１１２の入力信号を適宜
なレベルに保持させ、自動利得調節（以下、ＡＧＣとい
う）回路１１０から出力されるＡＧＣ信号に応じて利得
が制御される。
【００１０】ここで、適宜なレベルとは、８−レベル
（±１，±３，±５，±７）にＤＣオフセット１．２５
が加えられた８−レベル（−５．７５，−３．７５，−
１．７５，０．２５，２．２５，４．２５，６．２５，
８．２５）である。チュ−ナ−１０２はその内部に高周
波（以下、ＲＦという）増幅器を備えてＩＦ増幅器の信
号増幅だけでは利得が十分でない場合、ＡＧＣ信号に応
じてチュ−ナ−１０２のＲＦ増幅器の利得を調節して十
分な信号増幅を可能にする。
（±１，±３，±５，±７）にＤＣオフセット１．２５
が加えられた８−レベル（−５．７５，−３．７５，−
１．７５，０．２５，２．２５，４．２５，６．２５，
８．２５）である。チュ−ナ−１０２はその内部に高周
波（以下、ＲＦという）増幅器を備えてＩＦ増幅器の信
号増幅だけでは利得が十分でない場合、ＡＧＣ信号に応
じてチュ−ナ−１０２のＲＦ増幅器の利得を調節して十
分な信号増幅を可能にする。
【００１１】一方、搬送波の復元はＦＰＬＬ回路１０８
により行われるが、ＩＦ増幅器１０６の出力信号に加え
られているパイロット信号を追跡してパイロット信号が
０Ｈｚに存在するようにチュ−ナ−１０２の局部発振周
波数を調整する。その結果、ＦＰＬＬ回路１０８は搬送
波を復元し、復元された搬送波をＩＦ増幅器１０６の出
力と乗算して基底帯域の信号として正常的に復調する。
により行われるが、ＩＦ増幅器１０６の出力信号に加え
られているパイロット信号を追跡してパイロット信号が
０Ｈｚに存在するようにチュ−ナ−１０２の局部発振周
波数を調整する。その結果、ＦＰＬＬ回路１０８は搬送
波を復元し、復元された搬送波をＩＦ増幅器１０６の出
力と乗算して基底帯域の信号として正常的に復調する。
【００１２】Ａ／Ｄ変換器１１２はシンボルタイミング
及びフィ−ルドシンク復元器１１４で復元されたシンボ
ルクロックに応じてＦＰＬＬ回路１０８の出力をサンプ
リングしてディジタルデ−タに変換する。シンボルタイ
ミング及びフィ−ルドシンク復元器１１４は、Ａ／Ｄ変
換器１１２のサンプリングタイミングを予測するための
シンボルクロックを発生し、内部に貯蔵されたフィ−ル
ドシンク基準信号をＮＴＳＣ混入検出器１１６に供給
し、このフィ−ルドシンク基準信号とフィ−ルドごとに
伝送されるフィ−ルドシンクを比べてフィ−ルドシンク
を復元し、全体システムの動作クロックを発生し、フィ
−ルドシンク制御信号を等化器１２０に供給する。
及びフィ−ルドシンク復元器１１４で復元されたシンボ
ルクロックに応じてＦＰＬＬ回路１０８の出力をサンプ
リングしてディジタルデ−タに変換する。シンボルタイ
ミング及びフィ−ルドシンク復元器１１４は、Ａ／Ｄ変
換器１１２のサンプリングタイミングを予測するための
シンボルクロックを発生し、内部に貯蔵されたフィ−ル
ドシンク基準信号をＮＴＳＣ混入検出器１１６に供給
し、このフィ−ルドシンク基準信号とフィ−ルドごとに
伝送されるフィ−ルドシンクを比べてフィ−ルドシンク
を復元し、全体システムの動作クロックを発生し、フィ
−ルドシンク制御信号を等化器１２０に供給する。
【００１３】一方、図２はＧＡ−ＨＤＴＶのＶＳＢデ−
タフレ−ムフォ−マットを示す図面である。図２を参照
するに、ＶＳＢデ−タフレ−ムは２つのフィ−ルドで構
成され、各フィ−ルドは１つのフィ−ルドシンクセグメ
ントと３１２個のデ−タセグメントで構成される。か
つ、このデ−タセグメントは４シンボルのセグメントシ
ンク、８２８デ−タ及びフォワ−ドエラ−訂正（ＦＥ
Ｃ）で構成されている。
タフレ−ムフォ−マットを示す図面である。図２を参照
するに、ＶＳＢデ−タフレ−ムは２つのフィ−ルドで構
成され、各フィ−ルドは１つのフィ−ルドシンクセグメ
ントと３１２個のデ−タセグメントで構成される。か
つ、このデ−タセグメントは４シンボルのセグメントシ
ンク、８２８デ−タ及びフォワ−ドエラ−訂正（ＦＥ
Ｃ）で構成されている。
【００１４】さらに、セグメントシンクは各デ−タセグ
メントの先頭で８−レベルディジタルデ−タストリ−ム
に挿入されている。この際、セグメントシンクは４つの
シンボルが“＋５，−５，−５，＋５”の信号レベルを
有する一定のパタ−ンからなり、残りデ−タは８レベル
で任意的に構成される。セグメントシンクは２進数（２
レベル）であり、隣接チャンネルのＮＴＳＣ信号と干渉
を引き起こさず、セグメントシンクの安定性を確保する
ため、選択されたレベルが±５である。
メントの先頭で８−レベルディジタルデ−タストリ−ム
に挿入されている。この際、セグメントシンクは４つの
シンボルが“＋５，−５，−５，＋５”の信号レベルを
有する一定のパタ−ンからなり、残りデ−タは８レベル
で任意的に構成される。セグメントシンクは２進数（２
レベル）であり、隣接チャンネルのＮＴＳＣ信号と干渉
を引き起こさず、セグメントシンクの安定性を確保する
ため、選択されたレベルが±５である。
【００１５】さらに、各フィ−ルドの一番目セグメント
のフィ−ルドシンクセグメントにはフィ−ルドの開始を
示すフィ−ルドシンク信号（ＦＬＥＬＤ ＳＹＮＣ ＃
１，ＦＬＥＬＤ ＳＹＮＣ ＃２）が挿入されている。
図３はＧＡ−ＨＤＴＶのＶＢＳデ−タフィ−ルドシンク
セグメントのフォ−マットを示す。図３に示されたよう
に、フィ−ルドシンクセグメントは８３２シンボルから
なり、このうち、最初の４シンボルにはセグメントシン
クが位置しており、次の５１１シンボルにはＰＮ（Pseu
do Number)５１１が位置しており、次の１８９シンボル
には３つのＰＮ６３が位置しており、残り１２８シンボ
ルは、２−ＶＳＢ，４−ＶＳＢ，８−ＶＳＢ，１６−Ｖ
ＳＢモ−ドを示す２４シンボルデ−タと他の情報１０４
シンボルからなる。
のフィ−ルドシンクセグメントにはフィ−ルドの開始を
示すフィ−ルドシンク信号（ＦＬＥＬＤ ＳＹＮＣ ＃
１，ＦＬＥＬＤ ＳＹＮＣ ＃２）が挿入されている。
図３はＧＡ−ＨＤＴＶのＶＢＳデ−タフィ−ルドシンク
セグメントのフォ−マットを示す。図３に示されたよう
に、フィ−ルドシンクセグメントは８３２シンボルから
なり、このうち、最初の４シンボルにはセグメントシン
クが位置しており、次の５１１シンボルにはＰＮ（Pseu
do Number)５１１が位置しており、次の１８９シンボル
には３つのＰＮ６３が位置しており、残り１２８シンボ
ルは、２−ＶＳＢ，４−ＶＳＢ，８−ＶＳＢ，１６−Ｖ
ＳＢモ−ドを示す２４シンボルデ−タと他の情報１０４
シンボルからなる。
【００１６】ここで、ＰＮ５１１は＋５，−５レベルと
表示される所定の信号シ−ケンスなので、等化のための
学習シ−ケンスとして用いられ、３つのＰＮ６３のう
ち、二番目ＰＮ６３はフィ−ルドごとに位相が反転され
るので、３つのＰＮ６３はフィ−ルド判別信号として用
いられる。図１を参照するに、ＮＴＳＣ混入検出器１１
６はＮＴＳＣ除去フィルタ−（以下、ＮＲＦという）を
含め、ＨＤＴＶとＮＴＳＣが同時に放送されるとき、隣
接するチャンネルのもとにＮＴＳＣ信号によるＨＤＴＶ
放送の劣化を防止するＡ／Ｄ変換器１１２の出力からＮ
ＴＳＣ信号のキャリア成分を取り除く。
表示される所定の信号シ−ケンスなので、等化のための
学習シ−ケンスとして用いられ、３つのＰＮ６３のう
ち、二番目ＰＮ６３はフィ−ルドごとに位相が反転され
るので、３つのＰＮ６３はフィ−ルド判別信号として用
いられる。図１を参照するに、ＮＴＳＣ混入検出器１１
６はＮＴＳＣ除去フィルタ−（以下、ＮＲＦという）を
含め、ＨＤＴＶとＮＴＳＣが同時に放送されるとき、隣
接するチャンネルのもとにＮＴＳＣ信号によるＨＤＴＶ
放送の劣化を防止するＡ／Ｄ変換器１１２の出力からＮ
ＴＳＣ信号のキャリア成分を取り除く。
【００１７】ＤＣオフセット除去器１１８はＡ／Ｄ変換
器１１２を通してディジタルデ−タＱに変換された信号
からパイロット信号及びＡ／Ｄ変換器１１２の非線形性
により発生するＤＣオフセットを取り除く。すなわち、
小さいディジタルＤＣレベル（１．２５）が“＋５，−
５，−５，＋５”の信号レベルを有する４シンボルのデ
−タセグメントシンクと、８レベル（±１，±３，±
５，±７）のうち任意のレベルを有する８２８シンボル
デ−タに加えられて伝送されるが、これはデ−タ信号に
パイロット信号が加えられるような効果を有する。か
つ、Ａ／Ｄ変換器１１２の入出力特性は非線形性を有す
る。
器１１２を通してディジタルデ−タＱに変換された信号
からパイロット信号及びＡ／Ｄ変換器１１２の非線形性
により発生するＤＣオフセットを取り除く。すなわち、
小さいディジタルＤＣレベル（１．２５）が“＋５，−
５，−５，＋５”の信号レベルを有する４シンボルのデ
−タセグメントシンクと、８レベル（±１，±３，±
５，±７）のうち任意のレベルを有する８２８シンボル
デ−タに加えられて伝送されるが、これはデ−タ信号に
パイロット信号が加えられるような効果を有する。か
つ、Ａ／Ｄ変換器１１２の入出力特性は非線形性を有す
る。
【００１８】したがって、受信機ではパイロット信号に
よりＤＣオフセット（１．２５）とＡ／Ｄ変換器１１０
の非線形性により発生するＤＣオフセットを取り除かな
ければ、元の信号レベルを有するＨＤＴＶ信号を復元す
ることができない。したがって、ＤＣオフセット除去器
１１８はフィ−ルドシンクの平均ＤＣオフセットを検出
し、ＮＴＳＣ混入検出器１１６の出力から検出されたＤ
Ｃオフセットを減算してＤＣオフセットを取り除く。こ
こで、ＤＣオフセットは、例えば、図３に示されたフィ
−ルド判別信号として用いられる１８９シンボルのうち
二番目ＰＮ６３の位相がフィ−ルドごとに反転され、絶
対値は相互に一致するので、フィ−ルドシンクをフレ−
ムの単位で平均して検出する。
よりＤＣオフセット（１．２５）とＡ／Ｄ変換器１１０
の非線形性により発生するＤＣオフセットを取り除かな
ければ、元の信号レベルを有するＨＤＴＶ信号を復元す
ることができない。したがって、ＤＣオフセット除去器
１１８はフィ−ルドシンクの平均ＤＣオフセットを検出
し、ＮＴＳＣ混入検出器１１６の出力から検出されたＤ
Ｃオフセットを減算してＤＣオフセットを取り除く。こ
こで、ＤＣオフセットは、例えば、図３に示されたフィ
−ルド判別信号として用いられる１８９シンボルのうち
二番目ＰＮ６３の位相がフィ−ルドごとに反転され、絶
対値は相互に一致するので、フィ−ルドシンクをフレ−
ムの単位で平均して検出する。
【００１９】等化器１２０は、送信信号が伝送チャンネ
ルを通過することにより発生する多重経路歪曲（言い換
えれば、多重経路雑音）を取り除く。この多重経路歪曲
は地上放送のとき、山やビル群、飛行機などによる電波
反射により発生する多重経路チャンネルによる結果であ
る。多重経路歪曲は元の映像信号と重なり、画像信号の
遅延及び減衰を引き起こし、ＨＤＴＶ信号の周波数特性
も歪ませる。ＮＴＳＣ混入検出器１１６と等化器１２０
については図４を参照して説明する。
ルを通過することにより発生する多重経路歪曲（言い換
えれば、多重経路雑音）を取り除く。この多重経路歪曲
は地上放送のとき、山やビル群、飛行機などによる電波
反射により発生する多重経路チャンネルによる結果であ
る。多重経路歪曲は元の映像信号と重なり、画像信号の
遅延及び減衰を引き起こし、ＨＤＴＶ信号の周波数特性
も歪ませる。ＮＴＳＣ混入検出器１１６と等化器１２０
については図４を参照して説明する。
【００２０】送信側では、信号の伝送途中に発生するシ
ンボルエラ−を減少するため、リ−ドソロモン（以下、
ＲＳという）符号化、インタ−リ−ビング処理及びＴＣ
Ｍ（Trellis Coded Modulation）を用いて信号を変調さ
せる。ＰＴＬ回路１２２はＦＰＬＬ回路１０８で完全に
復元されない位相のエラ−を補正する。チャンネル復号
化器１２４は、ＰＴＬ回路１２２の出力をトレリス復号
化し、トレリス復号化されたデ−タをデインタ−リ−ブ
処理し、デインタ−リ−ブ処理されたデ−タをエラ−訂
正復号化する。
ンボルエラ−を減少するため、リ−ドソロモン（以下、
ＲＳという）符号化、インタ−リ−ビング処理及びＴＣ
Ｍ（Trellis Coded Modulation）を用いて信号を変調さ
せる。ＰＴＬ回路１２２はＦＰＬＬ回路１０８で完全に
復元されない位相のエラ−を補正する。チャンネル復号
化器１２４は、ＰＴＬ回路１２２の出力をトレリス復号
化し、トレリス復号化されたデ−タをデインタ−リ−ブ
処理し、デインタ−リ−ブ処理されたデ−タをエラ−訂
正復号化する。
【００２１】ソ−ス復号化器１２６は、チャンネル復号
化器１２４から出力されるエラ−訂正復号化されたデ−
タを可変長復号化し、可変長復号化されたデ−タを逆量
子化し、逆量子化されたデ−タを逆離散コサイン変換し
て、圧縮されたデ−タを伸長して元のデ−タに復元して
ディスプレイ（図示せず）上にディスプレイする。図４
はＧＡ−ＶＳＢ方式の一部のブロックの詳細ブロック図
であり、この構成は前記文献〔３〕に開示されている。
化器１２４から出力されるエラ−訂正復号化されたデ−
タを可変長復号化し、可変長復号化されたデ−タを逆量
子化し、逆量子化されたデ−タを逆離散コサイン変換し
て、圧縮されたデ−タを伸長して元のデ−タに復元して
ディスプレイ（図示せず）上にディスプレイする。図４
はＧＡ−ＶＳＢ方式の一部のブロックの詳細ブロック図
であり、この構成は前記文献〔３〕に開示されている。
【００２２】ＮＴＳＣとＨＤＴＶ（例えば、ＡＴＶ，Ｄ
ＴＶ信号を含めている）の同時放送のとき、ＮＴＳＣ信
号はＶＳＢ信号と一定のキャリア周波数オフセット（ほ
ぼ０．８９ＭＨｚ）を有するので、基底帯域から考慮す
ると、周波数オフセットほどの周波数で変調させること
と同様である。このＮＴＳＣ信号は元のＤＣ成分、すな
わち、変調キャリアにエネルギ−の大部分が集まる。し
たがって、ＮＴＳＣ混入成分をＮＴＳＣ混入検出器１１
６のＮＲＦ２０４を通過させると、変調キャリア成分が
取り除かれるので、ＮＴＳＣ信号のＨＤＴＶ信号に対す
る影響が低減する。
ＴＶ信号を含めている）の同時放送のとき、ＮＴＳＣ信
号はＶＳＢ信号と一定のキャリア周波数オフセット（ほ
ぼ０．８９ＭＨｚ）を有するので、基底帯域から考慮す
ると、周波数オフセットほどの周波数で変調させること
と同様である。このＮＴＳＣ信号は元のＤＣ成分、すな
わち、変調キャリアにエネルギ−の大部分が集まる。し
たがって、ＮＴＳＣ混入成分をＮＴＳＣ混入検出器１１
６のＮＲＦ２０４を通過させると、変調キャリア成分が
取り除かれるので、ＮＴＳＣ信号のＨＤＴＶ信号に対す
る影響が低減する。
【００２３】基準信号を用いるＮＴＳＣ混入検出器１１
６は、シンボルタイミング及びフィ−ルドシンク復元器
１１４の内部に貯蔵されたフィ−ルドシンク基準信号と
Ａ／Ｄ変換器１１２を通して出力されるフィ−ルドシン
クを比べてその差の自乗累積値を用いてＮＴＳＣ信号が
ＶＳＢ信号と混合されるか否かを決める。すなわち、Ｎ
ＴＳＣ混入検出器１１６は、シンボルタイミング及びフ
ィ−ルドシンク復元器１１４から出力されるフィ−ルド
シンク基準信号とＡ／Ｄ変換器１１２から出力されるフ
ィ−ルドシンクを比べてその差の自乗累積値を計算する
元の経路２０１，２０２，２０３と、ＮＲＦ２０４を通
して出力されるＡ／Ｄ変換器１１２から出力されるフィ
−ルドシンクとＮＲＦ２０５を通してシンボルタイミン
グ及びフィ−ルドシンク復元器１１４から出力されるフ
ィ−ルドシンク基準信号を比べてその差の自乗累積値を
計算するＮＲＦ経路２０４，２０５，２０６，２０７，
２０８と、二つの経路値を比べてチャンネルのＮＴＳＣ
混入成分を検出して検出信号を出力する最小エラ−検出
器２０９と、最小エラ−検出器２０９から出力される検
出信号を選択制御信号として入力してＮＲＦ２０４を通
して出力されるＡ／Ｄ変換器１１２のＩチャンネルのシ
ンボルデ−タとシンボルタイミング及びフィ−ルドシン
グ復元化１１４から直接出力されるＩチャンネルシンボ
ルデ−タを選択するマルチプレクサ２１０とで構成され
る。
６は、シンボルタイミング及びフィ−ルドシンク復元器
１１４の内部に貯蔵されたフィ−ルドシンク基準信号と
Ａ／Ｄ変換器１１２を通して出力されるフィ−ルドシン
クを比べてその差の自乗累積値を用いてＮＴＳＣ信号が
ＶＳＢ信号と混合されるか否かを決める。すなわち、Ｎ
ＴＳＣ混入検出器１１６は、シンボルタイミング及びフ
ィ−ルドシンク復元器１１４から出力されるフィ−ルド
シンク基準信号とＡ／Ｄ変換器１１２から出力されるフ
ィ−ルドシンクを比べてその差の自乗累積値を計算する
元の経路２０１，２０２，２０３と、ＮＲＦ２０４を通
して出力されるＡ／Ｄ変換器１１２から出力されるフィ
−ルドシンクとＮＲＦ２０５を通してシンボルタイミン
グ及びフィ−ルドシンク復元器１１４から出力されるフ
ィ−ルドシンク基準信号を比べてその差の自乗累積値を
計算するＮＲＦ経路２０４，２０５，２０６，２０７，
２０８と、二つの経路値を比べてチャンネルのＮＴＳＣ
混入成分を検出して検出信号を出力する最小エラ−検出
器２０９と、最小エラ−検出器２０９から出力される検
出信号を選択制御信号として入力してＮＲＦ２０４を通
して出力されるＡ／Ｄ変換器１１２のＩチャンネルのシ
ンボルデ−タとシンボルタイミング及びフィ−ルドシン
グ復元化１１４から直接出力されるＩチャンネルシンボ
ルデ−タを選択するマルチプレクサ２１０とで構成され
る。
【００２４】ここで、最小エラ−検出器２０９の検出信
号はＡ／Ｄ変換器１１２の出力デ−タがＮＲＦ混入検出
器１１６でＮＲＦを通過したデ−タであるかを示すＮＲ
Ｆ制御信号（ＮＲＦ ＣＯＮ）であり、等化器１２０の
メモリ２１６及びフィルタ−係数計算器２１７に出力す
る。一方、等化器１２０は、Ｌ１（ここでは、７８）タ
ップのフォワ−ド横断フィルタ−２１１、Ｌ２（ここで
は、１７７）タップのフィルタ−２１２、Ｌ１タップの
フィルタ−２１１の出力からＬ２タップのフィルタ−２
１２の出力を減算する減算器２１３、減算器２１３の出
力レベルを所定の８−レベル（±１，±３，±５，±
７）のうち一つのレベルと決めるスライサ２１４、デ−
タセグメント期間の任意デ−タはＬ２タップのフィルタ
−２１２に供給し、フィ−ルドシンクセグメント期間の
学習シ−ケンスはメモリ２１６に供給する制御スイッチ
２１５、最小エラ−検出器２０９から出力されるＮＲＦ
制御信号（ＮＲＦ ＣＯＮ）に応じてフィ−ルド周期に
スライサ２１４を通して出力されるフィ−ルドシンクセ
グメントに挿入された学習シ−ケンスを貯蔵するメモリ
２１６、及びフィ−ルドシンクセグメント期間には減算
器２１３から出力される学習シ−ケンスを用いてＬ１タ
ップのフィルタ−２１１、Ｌ２タップのフィルタ−２１
２のフィルタ−係数を更新して等化過程を行い、係数更
新期間には以前のフィルタ−の状態そのまま任意のデ−
タを出力することにより動くゴ−ストの高速トラッキン
グを可能にするフィルタ−係数計算器２１７からなる。
この等化器は決め−フィ−ドバック等化器（Decision-F
eedback Equalizer ：ＤＦＥ）ともいう。
号はＡ／Ｄ変換器１１２の出力デ−タがＮＲＦ混入検出
器１１６でＮＲＦを通過したデ−タであるかを示すＮＲ
Ｆ制御信号（ＮＲＦ ＣＯＮ）であり、等化器１２０の
メモリ２１６及びフィルタ−係数計算器２１７に出力す
る。一方、等化器１２０は、Ｌ１（ここでは、７８）タ
ップのフォワ−ド横断フィルタ−２１１、Ｌ２（ここで
は、１７７）タップのフィルタ−２１２、Ｌ１タップの
フィルタ−２１１の出力からＬ２タップのフィルタ−２
１２の出力を減算する減算器２１３、減算器２１３の出
力レベルを所定の８−レベル（±１，±３，±５，±
７）のうち一つのレベルと決めるスライサ２１４、デ−
タセグメント期間の任意デ−タはＬ２タップのフィルタ
−２１２に供給し、フィ−ルドシンクセグメント期間の
学習シ−ケンスはメモリ２１６に供給する制御スイッチ
２１５、最小エラ−検出器２０９から出力されるＮＲＦ
制御信号（ＮＲＦ ＣＯＮ）に応じてフィ−ルド周期に
スライサ２１４を通して出力されるフィ−ルドシンクセ
グメントに挿入された学習シ−ケンスを貯蔵するメモリ
２１６、及びフィ−ルドシンクセグメント期間には減算
器２１３から出力される学習シ−ケンスを用いてＬ１タ
ップのフィルタ−２１１、Ｌ２タップのフィルタ−２１
２のフィルタ−係数を更新して等化過程を行い、係数更
新期間には以前のフィルタ−の状態そのまま任意のデ−
タを出力することにより動くゴ−ストの高速トラッキン
グを可能にするフィルタ−係数計算器２１７からなる。
この等化器は決め−フィ−ドバック等化器（Decision-F
eedback Equalizer ：ＤＦＥ）ともいう。
【００２５】そして、フィルタ−係数計算器２１７は係
数更新に用いられる学習シ−ケンスをノイズの影響を低
減するため、ＬＭＳアルゴリズムを用いてフィルタ−係
数を計算する。この場合、フレ−ムの単位で平均値を得
るが、これはＶＳＢ信号がフィ−ルドごとに学習シ−ケ
ンスの位相が異なるからである。ここで、図３に示され
たように、フィ−ルドシンクのフィ−ルドごとに位相が
反転されることは、二番目ＰＮ６３の場合なので、フレ
−ムの単位で平均値を得る。フィ−ルド平均を用いよう
とすると、ＰＮ５１１と一番目ＰＮ６３を用いることが
できる。ＬＭＳアルゴリズムについては後述する。
数更新に用いられる学習シ−ケンスをノイズの影響を低
減するため、ＬＭＳアルゴリズムを用いてフィルタ−係
数を計算する。この場合、フレ−ムの単位で平均値を得
るが、これはＶＳＢ信号がフィ−ルドごとに学習シ−ケ
ンスの位相が異なるからである。ここで、図３に示され
たように、フィ−ルドシンクのフィ−ルドごとに位相が
反転されることは、二番目ＰＮ６３の場合なので、フレ
−ムの単位で平均値を得る。フィ−ルド平均を用いよう
とすると、ＰＮ５１１と一番目ＰＮ６３を用いることが
できる。ＬＭＳアルゴリズムについては後述する。
【００２６】さらに、ＤＣオフセット除去用の減算器１
１８は、ＮＴＳＣ混入検出器１１６の出力からフィルタ
−係数計算器２１７から出力されるＤＣオフセットを減
算してＤＣオフセットを取り除く。すなわち、送信時、
このフィ−ルドシンクにもＤＣオフセット（１．２５）
が加えられて伝送されるので、フィルタ−係数計算器２
１７は減算器１１８を通して出力される図２に示された
第１及び第２フィ−ルドシンク（ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ
＃１，ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ ＃２）を加算して平均
値を求めることにより、ＤＣオフセットを得る。
１８は、ＮＴＳＣ混入検出器１１６の出力からフィルタ
−係数計算器２１７から出力されるＤＣオフセットを減
算してＤＣオフセットを取り除く。すなわち、送信時、
このフィ−ルドシンクにもＤＣオフセット（１．２５）
が加えられて伝送されるので、フィルタ−係数計算器２
１７は減算器１１８を通して出力される図２に示された
第１及び第２フィ−ルドシンク（ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ
＃１，ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ ＃２）を加算して平均
値を求めることにより、ＤＣオフセットを得る。
【００２７】一方、等化器１２０はフィ−ルドごとに伝
送される基準信号（ここでは、フ−ルドシンクセグメン
トの学習シ−ケンスをいう）を用いる方法と、任意のデ
−タとそのエラ−を用いる方法を各々または同時に用い
る。図４に示された等化器も基準デ−タと任意デ−タの
両方を用いる。基準デ−タを用いるときは、ＬＭＳアル
ゴリズムを用いて適応フィルタ−２１１，２１２の係数
を適応させるようになっている。
送される基準信号（ここでは、フ−ルドシンクセグメン
トの学習シ−ケンスをいう）を用いる方法と、任意のデ
−タとそのエラ−を用いる方法を各々または同時に用い
る。図４に示された等化器も基準デ−タと任意デ−タの
両方を用いる。基準デ−タを用いるときは、ＬＭＳアル
ゴリズムを用いて適応フィルタ−２１１，２１２の係数
を適応させるようになっている。
【００２８】このようなＬＭＳアルゴリズムは広く用い
られ、平均自乗エラ−（Mean Square Error ：以下、Ｍ
ＳＥという）の最小化に基づく。この際、等化器１２０
の入力をｘ（ｎ）、出力をｚ（ｎ）、基準信号決めレベ
ルをｄ（ｎ）、フィルタ−係数をｗi とするとき、 （式１） ｚ（ｎ）＝ＷT （ｎ−１）ＸT （ｎ） （式２） ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）−ｚ（ｎ） （式３） Ｗ（ｎ）＝Ｗ（ｎ−１）＋２μｅ（ｎ）Ｘ（ｎ） ここで、ＸT （ｎ）＝〔ｘ（ｎ），ｘ（ｎ−
１），．．，ｘ（ｎ−Ｎ＋１）〕であり、ＷT ＝
〔ｗ0 ，ｗ1 ，．．，ｗN-1 〕であり、ｉ＝０，
１，．．，Ｎ−１であり、μは定数であり、Ｎはフィル
タ−のタップの数である。
られ、平均自乗エラ−（Mean Square Error ：以下、Ｍ
ＳＥという）の最小化に基づく。この際、等化器１２０
の入力をｘ（ｎ）、出力をｚ（ｎ）、基準信号決めレベ
ルをｄ（ｎ）、フィルタ−係数をｗi とするとき、 （式１） ｚ（ｎ）＝ＷT （ｎ−１）ＸT （ｎ） （式２） ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）−ｚ（ｎ） （式３） Ｗ（ｎ）＝Ｗ（ｎ−１）＋２μｅ（ｎ）Ｘ（ｎ） ここで、ＸT （ｎ）＝〔ｘ（ｎ），ｘ（ｎ−
１），．．，ｘ（ｎ−Ｎ＋１）〕であり、ＷT ＝
〔ｗ0 ，ｗ1 ，．．，ｗN-1 〕であり、ｉ＝０，
１，．．，Ｎ−１であり、μは定数であり、Ｎはフィル
タ−のタップの数である。
【００２９】ＬＭＳアルゴリズムはＥ〔ｅ2 （ｎ）〕を
最小とするように動作する。一方、ＬＭＳアルゴリズム
は入力されるデ−タを連続的に用いるオンライン方式と
一定の期間のデ−タのみをメモリに貯蔵して用いるオフ
ライン方式の両方に適用される。従来の等化器は、計算
上の複雑性、ハ−ドウェアの負担及び速度などを考慮し
てオンライン方式よりはオフライン方式を採用してい
る。
最小とするように動作する。一方、ＬＭＳアルゴリズム
は入力されるデ−タを連続的に用いるオンライン方式と
一定の期間のデ−タのみをメモリに貯蔵して用いるオフ
ライン方式の両方に適用される。従来の等化器は、計算
上の複雑性、ハ−ドウェアの負担及び速度などを考慮し
てオンライン方式よりはオフライン方式を採用してい
る。
【００３０】このようなオフライン方式は最近商品化さ
れているＮＴＳＣ放送のゴ−スト除去器に多用されてい
る。このゴ−スト除去器は文献〔４〕に開示されてい
る：〔４〕 K. B. Kim, J. Oh, M. H. Lee, H. Hwang a
nd D. I. Song ，“ A new ghost cancellation system
for Korean GCR. " IEEE Trans. on Broadcasting, vo
l. 40, no. 3, pp. 132-140, Sep 1994 。
れているＮＴＳＣ放送のゴ−スト除去器に多用されてい
る。このゴ−スト除去器は文献〔４〕に開示されてい
る：〔４〕 K. B. Kim, J. Oh, M. H. Lee, H. Hwang a
nd D. I. Song ，“ A new ghost cancellation system
for Korean GCR. " IEEE Trans. on Broadcasting, vo
l. 40, no. 3, pp. 132-140, Sep 1994 。
【００３１】オフライン方式は所定の基準信号を用いる
ので、収斂の速度が速く、ハ−ドウェア（Ｈ／Ｗ）の速
度を考慮して別途のＨ／Ｗクロックレ−ト（例えば、シ
ステムクロックより低いクロック）を用いて具現され得
るという長所がある。このようなオフライン方式はＬＭ
Ｓアルゴリズムの収斂程度に応じてフィルタ−の係数を
更新する調節方法が必要である。一般的なＬＭＳアルゴ
リズムはＭＳＥを検出する方法を用い、ゴ−スト除去器
は基準デ−タの自己相関値のピ−ク特性を用いてゴ−ス
トの残留ピ−ク値を検索する方法を用いる。
ので、収斂の速度が速く、ハ−ドウェア（Ｈ／Ｗ）の速
度を考慮して別途のＨ／Ｗクロックレ−ト（例えば、シ
ステムクロックより低いクロック）を用いて具現され得
るという長所がある。このようなオフライン方式はＬＭ
Ｓアルゴリズムの収斂程度に応じてフィルタ−の係数を
更新する調節方法が必要である。一般的なＬＭＳアルゴ
リズムはＭＳＥを検出する方法を用い、ゴ−スト除去器
は基準デ−タの自己相関値のピ−ク特性を用いてゴ−ス
トの残留ピ−ク値を検索する方法を用いる。
【００３２】図４に示されたＧＡ−ＶＳＢ方式の等化器
も基準信号を用いるオフライン方式を用いている。ＧＡ
−ＶＳＢ方式の等化器がオフライン方式を採用する他の
理由は、ＮＲＦ処理を行うためである。ＧＡ−ＶＳＢ方
式は、ＨＤＴＶ信号とＮＴＳＧ信号の同時放送を考慮し
てＮＴＳＣ信号のＨＤＴＶ信号への混入を減少させるた
め、図４に示されたようにコ−ムフィルタ−を用いるＮ
ＲＦ処理を行っている。すなわち、ＮＲＦは全体利得を
有する二つの信号の減算なので、信号のレベルが８レベ
ルから１５レベルに増え、１５レベル処理は８レベル処
理に比べ約３ｄＢ程度のＣ／Ｎが減少する。したがっ
て、この１５レベル処理のもとに、Stop & Go （ＳＡ
Ｇ）decision-directed アルゴリズムなどを適用するこ
とができなく、基準信号のみで等化が行われるので、収
斂の速度が非常に遅いという問題があった。
も基準信号を用いるオフライン方式を用いている。ＧＡ
−ＶＳＢ方式の等化器がオフライン方式を採用する他の
理由は、ＮＲＦ処理を行うためである。ＧＡ−ＶＳＢ方
式は、ＨＤＴＶ信号とＮＴＳＧ信号の同時放送を考慮し
てＮＴＳＣ信号のＨＤＴＶ信号への混入を減少させるた
め、図４に示されたようにコ−ムフィルタ−を用いるＮ
ＲＦ処理を行っている。すなわち、ＮＲＦは全体利得を
有する二つの信号の減算なので、信号のレベルが８レベ
ルから１５レベルに増え、１５レベル処理は８レベル処
理に比べ約３ｄＢ程度のＣ／Ｎが減少する。したがっ
て、この１５レベル処理のもとに、Stop & Go （ＳＡ
Ｇ）decision-directed アルゴリズムなどを適用するこ
とができなく、基準信号のみで等化が行われるので、収
斂の速度が非常に遅いという問題があった。
【００３３】ここで、Stop & Go （ＳＡＧ）decision-d
irected アルゴリズムは下記の文献〔５〕に記載されて
いる：〔５〕Giorgio Picchi and Giancarlo Pratiの
“ Blind Equalization and Carrier Recovery Using "
Stop-and-Go" Decision-Directed Algorithm”IEEE Tra
ns. on Communications, vol., Communications. vol.,
Com-35, no 9, pp 877-887, september 1987。
irected アルゴリズムは下記の文献〔５〕に記載されて
いる：〔５〕Giorgio Picchi and Giancarlo Pratiの
“ Blind Equalization and Carrier Recovery Using "
Stop-and-Go" Decision-Directed Algorithm”IEEE Tra
ns. on Communications, vol., Communications. vol.,
Com-35, no 9, pp 877-887, september 1987。
【００３４】したがって、通常の条件のもとに初期状態
時の速い収斂や正確な等化のため、かつ、ＮＴＳＣの混
入が存在するチャンネル状況のもとに１５レベル等化器
の収斂動作のためにも基準信号により駆動されるオフラ
イン等化が求められる。
時の速い収斂や正確な等化のため、かつ、ＮＴＳＣの混
入が存在するチャンネル状況のもとに１５レベル等化器
の収斂動作のためにも基準信号により駆動されるオフラ
イン等化が求められる。
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的はＮＴＳ
Ｃ信号のＨＤＴＶ信号への混入が存在するチャンネル状
況のもとに多重経路歪曲を効率よく取り除くため、シン
ボルエラ−レ−トの最小化を収斂の基にする等化方法を
提供することにある。本発明の他の目的はディジタル信
号復調システムにおいてＮＴＳＣ信号のＨＤＴＶ信号へ
の混入が存在するチャンネル状況のもとにハ−ドウェア
が簡単なオフライン方式の等化器を提供することにあ
る。
Ｃ信号のＨＤＴＶ信号への混入が存在するチャンネル状
況のもとに多重経路歪曲を効率よく取り除くため、シン
ボルエラ−レ−トの最小化を収斂の基にする等化方法を
提供することにある。本発明の他の目的はディジタル信
号復調システムにおいてＮＴＳＣ信号のＨＤＴＶ信号へ
の混入が存在するチャンネル状況のもとにハ−ドウェア
が簡単なオフライン方式の等化器を提供することにあ
る。
【００３６】
【課題を解決するための手段】本発明による等化方法は
基準信号を用いてオフライン方式でフィルタ−の係数を
更新させて受信信号を等化する等化方法において、
（ａ）入力されるＨＤＴＶ信号がフィ−ルドシンクを含
めているか否かを検索する段階と、（ｂ）前記（ａ）段
階でフィ−ルドシンクが検索されると、学習シ−ケンス
をメモリに貯蔵する段階と、（ｃ）所定のアルゴリズム
によりフィルタ−係数を算出する段階と、（ｄ）前記予
め貯蔵された基準信号を用いて前記（ｂ）段階で貯蔵さ
れた学習シ−ケンスのレベルを決めてシンボルエラ−レ
−ト（ＳＥＲ）を算出する段階と、（ｅ）前記（ｄ）段
階で算出されたＳＥＲ値が所定の値より小さければ、前
記（ｃ）段階で求められたフィルタ−係数を前記フィル
タ−に出力する段階と、（ｆ）前記（ｄ）段階で算出さ
れたＳＥＲ値が所定の値以上であれば、ル−プ変数を増
やしつつ、前記ル−プ変数が１フィ−ルドでオフライン
動作を行える回数であるル−プ定数となるまで前記
（ｃ）〜（ｆ）段階を繰り返し行う段階とを含むことを
特徴とする。
基準信号を用いてオフライン方式でフィルタ−の係数を
更新させて受信信号を等化する等化方法において、
（ａ）入力されるＨＤＴＶ信号がフィ−ルドシンクを含
めているか否かを検索する段階と、（ｂ）前記（ａ）段
階でフィ−ルドシンクが検索されると、学習シ−ケンス
をメモリに貯蔵する段階と、（ｃ）所定のアルゴリズム
によりフィルタ−係数を算出する段階と、（ｄ）前記予
め貯蔵された基準信号を用いて前記（ｂ）段階で貯蔵さ
れた学習シ−ケンスのレベルを決めてシンボルエラ−レ
−ト（ＳＥＲ）を算出する段階と、（ｅ）前記（ｄ）段
階で算出されたＳＥＲ値が所定の値より小さければ、前
記（ｃ）段階で求められたフィルタ−係数を前記フィル
タ−に出力する段階と、（ｆ）前記（ｄ）段階で算出さ
れたＳＥＲ値が所定の値以上であれば、ル−プ変数を増
やしつつ、前記ル−プ変数が１フィ−ルドでオフライン
動作を行える回数であるル−プ定数となるまで前記
（ｃ）〜（ｆ）段階を繰り返し行う段階とを含むことを
特徴とする。
【００３７】本発明による等化器は基準信号を用いてフ
ィルタ−の係数を更新させて受信信号を等化する等化器
を備えたディジタル信号復調システムにおいて、フィ−
ルドシンク制御信号に応じて前記受信される信号からフ
ィ−ルドシンク期間に載せられた学習シ−ケンスを貯蔵
する第１メモリと、８−レベル及び１５−レベル処理の
ための基準信号を貯蔵する第２メモリと、前記受信され
る信号をフィルタリングする第１フィルタ−と、前記等
化器の出力端に連結されている第２フィルタ−と、前記
第１フィルタ−の出力から前記第２フィルタ−のフィ−
ドバック出力を減算して等化された信号を出力する減算
器と、ＮＲＦ制御信号に応じて前記第２メモリに貯蔵さ
れた８−レベル及び１５−レベル処理のための基準信号
のうち一つを読出し、前記フィ−ルドシンク制御信号に
応じて前記第１メモリに貯蔵された学習シ−ケンスを読
出し、読出された基準信号と学習シ−ケンスとのＳＥＲ
を算出し、算出されたＳＥＲ値を等化の収斂の基にして
フィ−ルド計数を算出して第１及び第２フィルタ−に供
給する係数手段とを含むことを特徴とする。
ィルタ−の係数を更新させて受信信号を等化する等化器
を備えたディジタル信号復調システムにおいて、フィ−
ルドシンク制御信号に応じて前記受信される信号からフ
ィ−ルドシンク期間に載せられた学習シ−ケンスを貯蔵
する第１メモリと、８−レベル及び１５−レベル処理の
ための基準信号を貯蔵する第２メモリと、前記受信され
る信号をフィルタリングする第１フィルタ−と、前記等
化器の出力端に連結されている第２フィルタ−と、前記
第１フィルタ−の出力から前記第２フィルタ−のフィ−
ドバック出力を減算して等化された信号を出力する減算
器と、ＮＲＦ制御信号に応じて前記第２メモリに貯蔵さ
れた８−レベル及び１５−レベル処理のための基準信号
のうち一つを読出し、前記フィ−ルドシンク制御信号に
応じて前記第１メモリに貯蔵された学習シ−ケンスを読
出し、読出された基準信号と学習シ−ケンスとのＳＥＲ
を算出し、算出されたＳＥＲ値を等化の収斂の基にして
フィ−ルド計数を算出して第１及び第２フィルタ−に供
給する係数手段とを含むことを特徴とする。
【００３８】
【発明の実施の形態】以下、添付した図面に基づき本発
明の実施の形態を詳しく説明する。図５は本発明による
等化方法を具現するための等化器の回路図である。図５
に示された等化器は、Ｌ１タップ（７８タップ）からな
る第１フィルタ−２２１、等化器２２０の最終出力端に
入力端が連結され、Ｌ２タップ（１７７タップ）からな
る第２フィルタ−２２２、第１フィルタ−２２１の出力
から第２フィルタ−２２２のフィ−ドバック出力を減算
する減算器２２３、ＲＡＭからなり、フィ−ルドシンク
セグメント期間に伝送される学習シ−ケンスを貯蔵する
第１メモリ２２５、フィ−ルドシンクセグメントを示す
フィ−ルドシンク制御信号（ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ Ｃ
ＯＮ）に応じて第１メモリ２２５に学習シ−ケンスを貯
蔵させるように制御する制御スイッチ２２４、ＲＡＭか
らなり、ＮＲＦ処理を行わない８−レベル処理のための
基準信号とＮＲＦ処理を行う１５レベル処理のための基
準信号を貯蔵する第２メモリ２２６、及び、ＲＯＭから
なり、ＮＲＦ制御信号（ＮＲＦ ＣＯＮ）に応じて第２
メモリ２２６に貯蔵された８レベル及び１５レベルの基
準信号のうちいずれか一つを読出し、フィ−ルドシンク
制御信号（ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ ＣＯＮ）に応じて第
１メモリ２２５に貯蔵された学習シ−ケンスを用いて等
化のためのフィルタ−係数を算出するフィルタ−係数計
算器２２７で構成されている。
明の実施の形態を詳しく説明する。図５は本発明による
等化方法を具現するための等化器の回路図である。図５
に示された等化器は、Ｌ１タップ（７８タップ）からな
る第１フィルタ−２２１、等化器２２０の最終出力端に
入力端が連結され、Ｌ２タップ（１７７タップ）からな
る第２フィルタ−２２２、第１フィルタ−２２１の出力
から第２フィルタ−２２２のフィ−ドバック出力を減算
する減算器２２３、ＲＡＭからなり、フィ−ルドシンク
セグメント期間に伝送される学習シ−ケンスを貯蔵する
第１メモリ２２５、フィ−ルドシンクセグメントを示す
フィ−ルドシンク制御信号（ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ Ｃ
ＯＮ）に応じて第１メモリ２２５に学習シ−ケンスを貯
蔵させるように制御する制御スイッチ２２４、ＲＡＭか
らなり、ＮＲＦ処理を行わない８−レベル処理のための
基準信号とＮＲＦ処理を行う１５レベル処理のための基
準信号を貯蔵する第２メモリ２２６、及び、ＲＯＭから
なり、ＮＲＦ制御信号（ＮＲＦ ＣＯＮ）に応じて第２
メモリ２２６に貯蔵された８レベル及び１５レベルの基
準信号のうちいずれか一つを読出し、フィ−ルドシンク
制御信号（ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ ＣＯＮ）に応じて第
１メモリ２２５に貯蔵された学習シ−ケンスを用いて等
化のためのフィルタ−係数を算出するフィルタ−係数計
算器２２７で構成されている。
【００３９】図５に示された等化器の動作を説明する。
ＶＳＢデ−タフレ−ムには図２及び図３に示されたよう
に、使用可能な学習シ−ケンスＰＮ５１１が二つのデ−
タフィ−ルドシンクセグメント（フィ−ルドシンク＃
１，フィ−ルドシンク＃２）に存在する。したがって、
図５に示されたようなオフライン方式の等化器は、フィ
−ルドシンクセグメント期間の学習シ−ケンスを第１メ
モリ２２５に貯蔵し、これを用いて等化過程を行う。
ＶＳＢデ−タフレ−ムには図２及び図３に示されたよう
に、使用可能な学習シ−ケンスＰＮ５１１が二つのデ−
タフィ−ルドシンクセグメント（フィ−ルドシンク＃
１，フィ−ルドシンク＃２）に存在する。したがって、
図５に示されたようなオフライン方式の等化器は、フィ
−ルドシンクセグメント期間の学習シ−ケンスを第１メ
モリ２２５に貯蔵し、これを用いて等化過程を行う。
【００４０】すなわち、第１フィルタ−２２１は減算器
１１８を通してＤＣオフセットが取り除かれたＩチャン
ネルの入力シンボルデ−タを入力し、フィルタ−係数計
算器２２７から提供されるフィルタ−係数を乗算してそ
の結果を減算器２２３に出力する。第２フィルタ−２２
２は減算器２２３の出力とフィルタ−係数計算器２２７
から提供されるフィルタ−係数を乗算してその結果を減
算器２２３にフィ−ドバック出力する。
１１８を通してＤＣオフセットが取り除かれたＩチャン
ネルの入力シンボルデ−タを入力し、フィルタ−係数計
算器２２７から提供されるフィルタ−係数を乗算してそ
の結果を減算器２２３に出力する。第２フィルタ−２２
２は減算器２２３の出力とフィルタ−係数計算器２２７
から提供されるフィルタ−係数を乗算してその結果を減
算器２２３にフィ−ドバック出力する。
【００４１】制御用のスイッチ２２４は、フィ−ルドシ
ンク制御信号（ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ ＣＯＮ）に応じ
て減算器２２３から出力される学習シ−ケンスが第１メ
モリ２２５に書込まれるように制御する。この際、フィ
−ルドシンク制御信号（ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ ＣＯ
Ｎ）は図１に示されたシンボルタイミング及びフィ−ル
ドシンク復元器１１４から出力される。
ンク制御信号（ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ ＣＯＮ）に応じ
て減算器２２３から出力される学習シ−ケンスが第１メ
モリ２２５に書込まれるように制御する。この際、フィ
−ルドシンク制御信号（ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ ＣＯ
Ｎ）は図１に示されたシンボルタイミング及びフィ−ル
ドシンク復元器１１４から出力される。
【００４２】第２メモリ２２６には、入力Ｉチャンネル
シンボルデ−タがＮＴＳＣ混入検出器１１６でＮＲＦ処
理を行う場合には１５レベル処理のための基準信号−１
０，０，＋１０が貯蔵されており、ＮＲＦ処理を行わな
い場合には８レベル処理のための基準信号−５，＋５が
貯蔵されている。フィルタ−係数計算器２２７は、フィ
−ルドシンク制御信号（ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ ＣＯ
Ｎ）に応じて前記の式１〜３のＬＭＳアルゴリズムを用
いてフィルタ−係数を算出し、ＮＲＦ制御信号（ＮＲＦ
ＣＯＮ）に応じて第２メモリ２２６に貯蔵された１５
レベル基準信号または８レベル基準信号を読出して第１
メモリ２２５に貯蔵された学習シ−ケンスと比べてＳＥ
Ｒを計算し、計算されたＳＥＲが所定のスレショルド値
未満であれば、算出されたフィルタ−係数を第１フィル
タ−２２１及び第２フィルタ−２２２に供給してフィル
タ−係数を更新する。
シンボルデ−タがＮＴＳＣ混入検出器１１６でＮＲＦ処
理を行う場合には１５レベル処理のための基準信号−１
０，０，＋１０が貯蔵されており、ＮＲＦ処理を行わな
い場合には８レベル処理のための基準信号−５，＋５が
貯蔵されている。フィルタ−係数計算器２２７は、フィ
−ルドシンク制御信号（ＦＩＥＬＤ ＳＹＮＣ ＣＯ
Ｎ）に応じて前記の式１〜３のＬＭＳアルゴリズムを用
いてフィルタ−係数を算出し、ＮＲＦ制御信号（ＮＲＦ
ＣＯＮ）に応じて第２メモリ２２６に貯蔵された１５
レベル基準信号または８レベル基準信号を読出して第１
メモリ２２５に貯蔵された学習シ−ケンスと比べてＳＥ
Ｒを計算し、計算されたＳＥＲが所定のスレショルド値
未満であれば、算出されたフィルタ−係数を第１フィル
タ−２２１及び第２フィルタ−２２２に供給してフィル
タ−係数を更新する。
【００４３】さらに、フィルタ−係数計算器２２７はＤ
Ｃオフセットを計算してＤＣオフセット除去用の減算器
１１８に印加するが、ＤＣオフセット除去用の減算器１
１８の動作は図１〜図４を通して説明されたので、ここ
では省略する。図５に示された等化器は図１に示された
ＶＳＢ方式の受信機のみならず、基準信号を用いるオフ
ライン方式を用いるディジタル信号復調システムにも適
用可能である。
Ｃオフセットを計算してＤＣオフセット除去用の減算器
１１８に印加するが、ＤＣオフセット除去用の減算器１
１８の動作は図１〜図４を通して説明されたので、ここ
では省略する。図５に示された等化器は図１に示された
ＶＳＢ方式の受信機のみならず、基準信号を用いるオフ
ライン方式を用いるディジタル信号復調システムにも適
用可能である。
【００４４】さらに、図５に示された等化器は図３に示
されたＮＴＳＣ混入検出器とは異なる構成を有するＮＴ
ＳＣ混入検出器であっても、ＮＲＦ制御信号を出力する
構成を有すると適用可能である。一方、ディジタル通信
システムでは、従来の等化器の収斂程度を判断する手段
として用いるＭＳＥよりはＳＥＲがさらに重要かつ効果
的な数値である。なぜならば、等化器により等化された
デ−タはＰＴＬ回路を経た後にエラ−訂正されるので、
処理に直接的な影響を与えないＭＳＥより、ＳＥＲが重
要な値であるためである。すなわち、ＳＥＲが大き過ぎ
ると訂正が不可能であるが、ＳＥＲが所定の値以下であ
ればエラ−訂正が可能なので、全ての信号が復元され得
る。しかしながら、ＭＳＥはこのようにエラ−訂正処理
とは直接関連はない。
されたＮＴＳＣ混入検出器とは異なる構成を有するＮＴ
ＳＣ混入検出器であっても、ＮＲＦ制御信号を出力する
構成を有すると適用可能である。一方、ディジタル通信
システムでは、従来の等化器の収斂程度を判断する手段
として用いるＭＳＥよりはＳＥＲがさらに重要かつ効果
的な数値である。なぜならば、等化器により等化された
デ−タはＰＴＬ回路を経た後にエラ−訂正されるので、
処理に直接的な影響を与えないＭＳＥより、ＳＥＲが重
要な値であるためである。すなわち、ＳＥＲが大き過ぎ
ると訂正が不可能であるが、ＳＥＲが所定の値以下であ
ればエラ−訂正が可能なので、全ての信号が復元され得
る。しかしながら、ＭＳＥはこのようにエラ−訂正処理
とは直接関連はない。
【００４５】したがって、等化器の最適のフィルタ−係
数を選定するため、ＬＭＳアルゴリズムの収斂程度、す
なわち、等化器の収斂程度は学習シ−ケンスのＳＥＲか
ら得ることができ、ＳＥＲ値が最小のとき、等化フィル
タ−を駆動させる。上述したように、本発明は等化器が
ＭＳＥでなくＳＥＲの最小化に基づいて収斂されるよう
にする等化アルゴリズムを提案した。
数を選定するため、ＬＭＳアルゴリズムの収斂程度、す
なわち、等化器の収斂程度は学習シ−ケンスのＳＥＲか
ら得ることができ、ＳＥＲ値が最小のとき、等化フィル
タ−を駆動させる。上述したように、本発明は等化器が
ＭＳＥでなくＳＥＲの最小化に基づいて収斂されるよう
にする等化アルゴリズムを提案した。
【００４６】図６は本発明の基準信号を用いる等化方法
の一実施例によるフロ−チャ−トであり、図５を参照し
て説明する。図６において、シンボルタイミング及びフ
ィ−ルドシンク復元器１１４に予め貯蔵しているフィ−
ルドシンク基準信号と、受信機から伝送された学習シ−
ケンスＰＮ５１１との相関性を検索してフィ−ルドシン
クを検索する（ステップＳ１１１）。
の一実施例によるフロ−チャ−トであり、図５を参照し
て説明する。図６において、シンボルタイミング及びフ
ィ−ルドシンク復元器１１４に予め貯蔵しているフィ−
ルドシンク基準信号と、受信機から伝送された学習シ−
ケンスＰＮ５１１との相関性を検索してフィ−ルドシン
クを検索する（ステップＳ１１１）。
【００４７】フィ−ルドシンクが検索されなければ、ス
テップＳ１１１のフィ−ルドシンク検索過程を続け、フ
ィ−ルドシンクが検索されると、ル−プ変数Ｌを“０”
に初期化する（ステップＳ１１２，Ｓ１１３）。フィ−
ルドシンク区間に伝送された学習シ−ケンスを第１メモ
リ２２５に貯蔵する（ステップＳ１１４）。ル−プ変数
Ｌに１を加算して（ステップ１１５）、このル−プ変数
Ｌの値が所定のル−プ定数Ｎより小さいかを判断する
（ステップＳ１１６）。このル−プ変数Ｌは１フィ−ル
ドでオフライン動作を行える回数であるル−プ定数Ｎよ
り小さくなければならない。ここで、ル−プ定数Ｎは１
フィ−ルドに１セグメントずつ学習シ−ケンスが伝送さ
れるので、次のフィ−ルドの学習シ−ケンスが入力され
る前に行えるオフライン動作回数の最大値となる。した
がって、Ｌ≧Ｎであれば、次のフィ−ルドが入力される
ことを示す。
テップＳ１１１のフィ−ルドシンク検索過程を続け、フ
ィ−ルドシンクが検索されると、ル−プ変数Ｌを“０”
に初期化する（ステップＳ１１２，Ｓ１１３）。フィ−
ルドシンク区間に伝送された学習シ−ケンスを第１メモ
リ２２５に貯蔵する（ステップＳ１１４）。ル−プ変数
Ｌに１を加算して（ステップ１１５）、このル−プ変数
Ｌの値が所定のル−プ定数Ｎより小さいかを判断する
（ステップＳ１１６）。このル−プ変数Ｌは１フィ−ル
ドでオフライン動作を行える回数であるル−プ定数Ｎよ
り小さくなければならない。ここで、ル−プ定数Ｎは１
フィ−ルドに１セグメントずつ学習シ−ケンスが伝送さ
れるので、次のフィ−ルドの学習シ−ケンスが入力され
る前に行えるオフライン動作回数の最大値となる。した
がって、Ｌ≧Ｎであれば、次のフィ−ルドが入力される
ことを示す。
【００４８】ル−プ変数Ｌがル−プ定数Ｎより小さけれ
ば、すなわち、Ｌ＜Ｎのとき、ＮＲＦ制御信号（ＮＲＦ
ＣＯＮ）のロジック状態を判断する（ステップＳ１１
７）。ＮＲＦ制御信号（ＮＲＦ ＣＯＮ）のロジック状
態が“ロ−”であれば、Ｉチャンネルの入力シンボルデ
−タがＮＲＦ処理を行わないことを示し、上述した式
１，２，３を行いフィルタ−係数を算出する（ステップ
Ｓ１１８）。
ば、すなわち、Ｌ＜Ｎのとき、ＮＲＦ制御信号（ＮＲＦ
ＣＯＮ）のロジック状態を判断する（ステップＳ１１
７）。ＮＲＦ制御信号（ＮＲＦ ＣＯＮ）のロジック状
態が“ロ−”であれば、Ｉチャンネルの入力シンボルデ
−タがＮＲＦ処理を行わないことを示し、上述した式
１，２，３を行いフィルタ−係数を算出する（ステップ
Ｓ１１８）。
【００４９】ステップＳ１１８を行った後、等化器１２
０の入力シンボルデ−タｘｉ、すなわち、学習シ−ケン
スが５−αと５＋αの間、または−５−αと−５＋αの
間に存在するかを判断する（ステップＳ１１９）。ここ
で、図３に示されたように、フィ−ルドシンクセグメン
ト期間内の学習シ−ケンスＰＮ５１１のレベルは−５，
＋５である。ここで、αは基準レベルの決め加重値であ
る。
０の入力シンボルデ−タｘｉ、すなわち、学習シ−ケン
スが５−αと５＋αの間、または−５−αと−５＋αの
間に存在するかを判断する（ステップＳ１１９）。ここ
で、図３に示されたように、フィ−ルドシンクセグメン
ト期間内の学習シ−ケンスＰＮ５１１のレベルは−５，
＋５である。ここで、αは基準レベルの決め加重値であ
る。
【００５０】ステップＳ１１９で入力シンボルデ−タが
５−αと５＋αの間または−５−αと−５＋αの間に存
在しなければ、ＳＥＲの和を示す変数（ＳＵＭ）の値を
１ほど加える（ステップＳ１２０）。ステップＳ１１９
で入力シンボルデ−ｘｉが５−αと５＋αの間または−
５−αと−５＋αの間に存在すると、ＳＵＭは“０”と
し（ステップＳ１２１）、現在の入力シンボルデ−タ
（学習シ−ケンス）のレベルを決める（ステップＳ１２
２）。その決め値が基準信号レベルであれば、ＳＵＭ値
はそのまま置き、すなわち、ＳＵＭ＝ＳＵＭであり、そ
うでなければ、ＳＵＭの値を１だけ加える（ステップＳ
１２３）。
５−αと５＋αの間または−５−αと−５＋αの間に存
在しなければ、ＳＥＲの和を示す変数（ＳＵＭ）の値を
１ほど加える（ステップＳ１２０）。ステップＳ１１９
で入力シンボルデ−ｘｉが５−αと５＋αの間または−
５−αと−５＋αの間に存在すると、ＳＵＭは“０”と
し（ステップＳ１２１）、現在の入力シンボルデ−タ
（学習シ−ケンス）のレベルを決める（ステップＳ１２
２）。その決め値が基準信号レベルであれば、ＳＵＭ値
はそのまま置き、すなわち、ＳＵＭ＝ＳＵＭであり、そ
うでなければ、ＳＵＭの値を１だけ加える（ステップＳ
１２３）。
【００５１】フィ−ルドシンクセグメントの所定のシン
ボル数に対する全ての決めを完了したかを判断する（ス
テップＳ１２４）。フィ−ルドシンクセグメントの所定
のシンボル数でなければ、入力シンボルのレベルを決め
るステップＳ１２１に戻り、フィ−ルドシンクセグメン
トの所定のシンボル数であれば、ＳＵＭの値をＳＥＲに
取り替える（ステップＳ１２５）。このＳＵＭ値がＳＥ
Ｒ値となる。ここで、所定のシンボル数はフィ−ルドシ
ンクセンメントの学習シ−ケンスのシンボル数以上とな
る。
ボル数に対する全ての決めを完了したかを判断する（ス
テップＳ１２４）。フィ−ルドシンクセグメントの所定
のシンボル数でなければ、入力シンボルのレベルを決め
るステップＳ１２１に戻り、フィ−ルドシンクセグメン
トの所定のシンボル数であれば、ＳＵＭの値をＳＥＲに
取り替える（ステップＳ１２５）。このＳＵＭ値がＳＥ
Ｒ値となる。ここで、所定のシンボル数はフィ−ルドシ
ンクセンメントの学習シ−ケンスのシンボル数以上とな
る。
【００５２】一方、ステップＳ１１７でＮＲＦ制御信号
（ＮＲＦ ＣＯＮ）のロジック状態が“ハイ”であれ
ば、等化器の入力シンボルデ−タがＮＲＦ処理を行うこ
とを示し、等化器の入力シンボルデ−タを上述した式
１，２，３によりフィルタ−係数を算出する（ステップ
Ｓ１２６）。その後、等化器の入力シンボルデ−タｘｉ
のレベルを判断してｘｉが、１０−αと１０＋αの間、
−αとαの間、または−１０−αと−１０＋αの間に存
在すると、ＳＵＭを“０”とするステップ１２１に進
む。そうでなければ、ＳＵＭの値を１だけ加えた後、ス
テップＳ１２４に進む（ステップ１２７，Ｓ１２８）。
ここで、８レベル処理のためのＳＥＲ計算はステップＳ
１１９〜Ｓ１２５で行われ、１５レベル処理のためのＳ
ＥＲ計算はＳ１２６〜Ｓ１２８とＳ１２１〜Ｓ１２５で
行われる。
（ＮＲＦ ＣＯＮ）のロジック状態が“ハイ”であれ
ば、等化器の入力シンボルデ−タがＮＲＦ処理を行うこ
とを示し、等化器の入力シンボルデ−タを上述した式
１，２，３によりフィルタ−係数を算出する（ステップ
Ｓ１２６）。その後、等化器の入力シンボルデ−タｘｉ
のレベルを判断してｘｉが、１０−αと１０＋αの間、
−αとαの間、または−１０−αと−１０＋αの間に存
在すると、ＳＵＭを“０”とするステップ１２１に進
む。そうでなければ、ＳＵＭの値を１だけ加えた後、ス
テップＳ１２４に進む（ステップ１２７，Ｓ１２８）。
ここで、８レベル処理のためのＳＥＲ計算はステップＳ
１１９〜Ｓ１２５で行われ、１５レベル処理のためのＳ
ＥＲ計算はＳ１２６〜Ｓ１２８とＳ１２１〜Ｓ１２５で
行われる。
【００５３】大部分のディジタル通信システムではエラ
−訂正処理を含むので、所定の値以下のエラ−に対して
は正確な訂正が可能である。したがって、測定されたＳ
ＥＲが所定の値のＴＨより小さければ（ステップＳ１２
９）、エラ−訂正処理で訂正できると判断してステップ
Ｓ１１８またはＳ１１６から得られたフィルタ−係数を
第１及び第２フィルタ−２２１，２２２に伝送し、そう
でなければ、ル−プ変数Ｌの値を１ずつ加えるステップ
Ｓ１１５に戻り、オフライン係数更新過程を続ける（ス
テップＳ１３０）。
−訂正処理を含むので、所定の値以下のエラ−に対して
は正確な訂正が可能である。したがって、測定されたＳ
ＥＲが所定の値のＴＨより小さければ（ステップＳ１２
９）、エラ−訂正処理で訂正できると判断してステップ
Ｓ１１８またはＳ１１６から得られたフィルタ−係数を
第１及び第２フィルタ−２２１，２２２に伝送し、そう
でなければ、ル−プ変数Ｌの値を１ずつ加えるステップ
Ｓ１１５に戻り、オフライン係数更新過程を続ける（ス
テップＳ１３０）。
【００５４】図７は本発明の基準信号を用いた等化方法
による他の実施例によるフロ−チャ−トであり、これは
フィ−ルド期間に最低のＳＥＲ値を有するフィルタ−係
数を等化器のフィルタ−に伝送させるためのフロ−チャ
−トである。図７において、ＳＥＲに対するスレショル
ド値ＴＨを十分に大きい値（ＭＡＸ：例えば５０％）に
設定して（ステップＳ２１１）、フィ−ルドシンクを検
索する（ステップＳ２１２）。フィ−ルドシンクセグメ
ント期間には受信機から所定の信号が伝送されるので、
受信機に貯蔵されている基準信号と所定の信号との相関
性を検索することによりフィ−ルドシンクを検出するこ
とができる。
による他の実施例によるフロ−チャ−トであり、これは
フィ−ルド期間に最低のＳＥＲ値を有するフィルタ−係
数を等化器のフィルタ−に伝送させるためのフロ−チャ
−トである。図７において、ＳＥＲに対するスレショル
ド値ＴＨを十分に大きい値（ＭＡＸ：例えば５０％）に
設定して（ステップＳ２１１）、フィ−ルドシンクを検
索する（ステップＳ２１２）。フィ−ルドシンクセグメ
ント期間には受信機から所定の信号が伝送されるので、
受信機に貯蔵されている基準信号と所定の信号との相関
性を検索することによりフィ−ルドシンクを検出するこ
とができる。
【００５５】フィ−ルドシンクが検索されなければ、フ
ィ−ルドシンク検索過程を続ける（ステップＳ２１
３）。検索されると、ル−プ変数Ｌを“０”に初期化し
て（ステップＳ２１４）、フィ−ルドシンクセグメント
期間に伝送された学習シ−ケンスを第１メモリ２２５に
貯蔵する（ステップＳ２１５）。ル−プ変数Ｌを“１”
加えた後（ステップＳ２１６）、ＮＲＦ制御信号（ＮＲ
Ｆ ＣＯＮ）のロジック状態を判断する（ステップＳ２
１７）。
ィ−ルドシンク検索過程を続ける（ステップＳ２１
３）。検索されると、ル−プ変数Ｌを“０”に初期化し
て（ステップＳ２１４）、フィ−ルドシンクセグメント
期間に伝送された学習シ−ケンスを第１メモリ２２５に
貯蔵する（ステップＳ２１５）。ル−プ変数Ｌを“１”
加えた後（ステップＳ２１６）、ＮＲＦ制御信号（ＮＲ
Ｆ ＣＯＮ）のロジック状態を判断する（ステップＳ２
１７）。
【００５６】ＮＲＦ制御信号（ＮＲＦ ＣＯＮ）のロジ
ック状態が“ロ−”であれば、Ｉチャンネルの入力シン
ボルデ−タがＮＲＦ処理を行わないことを示し、前記の
式１，２，３によりフィルタ−係数を算出する（ステッ
プＳ２１８）。ステップＳ２１８を行った後、等化器１
２０の入力シンボルデ−タｘｉ、すなわち、学習シ−ケ
ンスが５−αと５＋αの間または−５−αと−５＋αの
間に存在するかを判断する（ステップＳ２１９）。
ック状態が“ロ−”であれば、Ｉチャンネルの入力シン
ボルデ−タがＮＲＦ処理を行わないことを示し、前記の
式１，２，３によりフィルタ−係数を算出する（ステッ
プＳ２１８）。ステップＳ２１８を行った後、等化器１
２０の入力シンボルデ−タｘｉ、すなわち、学習シ−ケ
ンスが５−αと５＋αの間または−５−αと−５＋αの
間に存在するかを判断する（ステップＳ２１９）。
【００５７】ステップＳ２１９で入力シンボルデ−タが
５−αと５＋αの間、または−５−αと−５＋αの間に
存在しなければ、ＳＥＲの和を示す変数（ＳＵＭ）の値
を１だけ加える（ステップＳ２２０）。ステップＳ２１
９で入力シンボルデ−ｘｉが５−αと５＋αの間、また
は−５−αと−５＋αの間に存在すると、ＳＵＭは
“０”とし（ステップＳ２２１）、現在の入力シンボル
デ−タ（学習シ−ケンス）のレベルを決める（ステップ
Ｓ２２２）。その決め値が基準信号レベルであれば、Ｓ
ＵＭ値はそのまま置き、すなわち、ＳＵＭ＝ＳＵＭであ
り、そうでなければ、ＳＵＭの値を１だけ加える（ステ
ップＳ２２３）。
５−αと５＋αの間、または−５−αと−５＋αの間に
存在しなければ、ＳＥＲの和を示す変数（ＳＵＭ）の値
を１だけ加える（ステップＳ２２０）。ステップＳ２１
９で入力シンボルデ−ｘｉが５−αと５＋αの間、また
は−５−αと−５＋αの間に存在すると、ＳＵＭは
“０”とし（ステップＳ２２１）、現在の入力シンボル
デ−タ（学習シ−ケンス）のレベルを決める（ステップ
Ｓ２２２）。その決め値が基準信号レベルであれば、Ｓ
ＵＭ値はそのまま置き、すなわち、ＳＵＭ＝ＳＵＭであ
り、そうでなければ、ＳＵＭの値を１だけ加える（ステ
ップＳ２２３）。
【００５８】フィ−ルドシンクセグメントの所定のシン
ボル数に対する全ての決めを完了したかを判断する（ス
テップＳ２２４）。フィ−ルドシンクセグメントの所定
のシンボル数でなければ、入力シンボルのレベルを決め
るステップＳ２２２に戻り、フィ−ルドシンクセグメン
トの所定のシンボル数であれば、ＳＵＭの値をＳＥＲに
取り替える（ステップＳ２２５）。このＳＵＭ値がＳＥ
Ｒ値となる。ここで、所定のシンボル数はフィ−ルドシ
ンクセンメントの学習シ−ケンスのシンボル数以上とな
る。
ボル数に対する全ての決めを完了したかを判断する（ス
テップＳ２２４）。フィ−ルドシンクセグメントの所定
のシンボル数でなければ、入力シンボルのレベルを決め
るステップＳ２２２に戻り、フィ−ルドシンクセグメン
トの所定のシンボル数であれば、ＳＵＭの値をＳＥＲに
取り替える（ステップＳ２２５）。このＳＵＭ値がＳＥ
Ｒ値となる。ここで、所定のシンボル数はフィ−ルドシ
ンクセンメントの学習シ−ケンスのシンボル数以上とな
る。
【００５９】一方、ステップＳ２１７でＮＲＦ制御信号
（ＮＲＦ ＣＯＮ）のロジック状態が“ハイ”であれ
ば、等化器の入力シンボルデ−タがＮＲＦ処理を行うこ
とを示し、等化器の入力シンボルデ−タを上述した式
１，２，３によりフィルタ−係数を算出する（ステップ
Ｓ２２６）。その後、等化器の入力シンボルデ−タｘｉ
のレベルを判断してｘｉが、１０−αと１０＋αの間、
−αとαの間、または−１０−αと−１０＋αの間に存
在すると、ＳＵＭを“０”とするステップＳ２２１に進
む。そうでなければ、ＳＵＭの値を１だけ加えた（ステ
ップＳ２２８）後、ステップＳ２２４に進む。
（ＮＲＦ ＣＯＮ）のロジック状態が“ハイ”であれ
ば、等化器の入力シンボルデ−タがＮＲＦ処理を行うこ
とを示し、等化器の入力シンボルデ−タを上述した式
１，２，３によりフィルタ−係数を算出する（ステップ
Ｓ２２６）。その後、等化器の入力シンボルデ−タｘｉ
のレベルを判断してｘｉが、１０−αと１０＋αの間、
−αとαの間、または−１０−αと−１０＋αの間に存
在すると、ＳＵＭを“０”とするステップＳ２２１に進
む。そうでなければ、ＳＵＭの値を１だけ加えた（ステ
ップＳ２２８）後、ステップＳ２２４に進む。
【００６０】ここで、８レベル処理のためのＳＥＲ計算
はステップＳ２１９〜Ｓ２２５で行われ、１５レベル処
理のためのＳＥＲ計算はＳ２２６〜Ｓ２２８とＳ２２１
〜Ｓ２２５で行われる。大部分のディシタル通信システ
ムではエラ−訂正処理を含むので、所定の値以下のエラ
−に対しては正確な訂正が可能である。したがって、測
定されたＳＥＲがステップＳ２１１で所定の値（ＭＡ
Ｘ）を有するＴＨより小さければ、Ｓ２１８またはＳ２
１６から得られたフィルタ−係数をフィルタ−係数計算
器２２７の内部バッファ−に貯蔵する（ステップＳ２３
０）。
はステップＳ２１９〜Ｓ２２５で行われ、１５レベル処
理のためのＳＥＲ計算はＳ２２６〜Ｓ２２８とＳ２２１
〜Ｓ２２５で行われる。大部分のディシタル通信システ
ムではエラ−訂正処理を含むので、所定の値以下のエラ
−に対しては正確な訂正が可能である。したがって、測
定されたＳＥＲがステップＳ２１１で所定の値（ＭＡ
Ｘ）を有するＴＨより小さければ、Ｓ２１８またはＳ２
１６から得られたフィルタ−係数をフィルタ−係数計算
器２２７の内部バッファ−に貯蔵する（ステップＳ２３
０）。
【００６１】ル−プ変数Ｌの値が所定のル−プ定数Ｎよ
り小さいかを検索する（ステップＳ２３１）。このル−
プ変数Ｌが１フィ−ルドでオフラインを行える回数であ
るル−プ定数Ｎより小さければ、ル−プ変数Ｌ１の値を
１ずつ増加させるステップ２１６に戻り、ル−プ変数Ｌ
がル−プ定数Ｎとなるまえにフィルタ−係数を調整して
最低値を有するＳＥＲを検出する。
り小さいかを検索する（ステップＳ２３１）。このル−
プ変数Ｌが１フィ−ルドでオフラインを行える回数であ
るル−プ定数Ｎより小さければ、ル−プ変数Ｌ１の値を
１ずつ増加させるステップ２１６に戻り、ル−プ変数Ｌ
がル−プ定数Ｎとなるまえにフィルタ−係数を調整して
最低値を有するＳＥＲを検出する。
【００６２】この過程はＬ＝Ｎとなるまで続け、Ｌ＝Ｎ
であれば、内部バッファ−に貯蔵されたＳＥＲ値が最も
小さいときのフィルタ−係数を第１及び第２フィルタ−
２１１，２１２に伝送し、フィルタ−係数の伝送後も再
びフィ−ルドシンクの検索から処理を繰り返す（ステッ
プＳ２３２）。
であれば、内部バッファ−に貯蔵されたＳＥＲ値が最も
小さいときのフィルタ−係数を第１及び第２フィルタ−
２１１，２１２に伝送し、フィルタ−係数の伝送後も再
びフィ−ルドシンクの検索から処理を繰り返す（ステッ
プＳ２３２）。
【００６３】
【発明の効果】上述したように、本発明による等化方法
と等化器は等化アルゴリズムの収斂程度をＳＥＲを用い
て判断することにより、ＮＴＳＣ信号のＨＤＴＶ信号へ
の混入が存在するチャンネル状況のもとに発生する多重
経路歪曲を効率よく除去または減少することができる。
と等化器は等化アルゴリズムの収斂程度をＳＥＲを用い
て判断することにより、ＮＴＳＣ信号のＨＤＴＶ信号へ
の混入が存在するチャンネル状況のもとに発生する多重
経路歪曲を効率よく除去または減少することができる。
【図１】一般的なＧＡ−ＶＳＢ方式の受信機の構成ブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】ＧＡ−ＶＳＢ方式の伝送信号フォ−マットを示
す図である。
す図である。
【図３】ＧＡ−ＶＳＢ方式のフィ−ルドシンクのフォ−
マットを示す図である。
マットを示す図である。
【図４】従来のＧＡ−ＶＳＢ方式のＨＤＴＶ受信機の一
部のブロックの詳細ブロック図である。
部のブロックの詳細ブロック図である。
【図５】本発明による等化方法を行う等化器の構成ブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】本発明の一実施例による等化方法のフロ−チャ
−トである。
−トである。
【図７】本発明の他の実施例による等化方法のフロ−チ
ャ−トである。
ャ−トである。
１１８ 減算器 ２２０ 等化器 ２２１ （Ｌ１タップ）第１フィルタ− ２２２ （Ｌ２タップ）第２フィルタ− ２２３ 減算器 ２２４ 制御スイッチ ２２５ 第１メモリ ２２６ 第２メモリ ２２７ フィルタ−係数計算器
フロントページの続き (56)参考文献 Ｅ．Ａ．Ｌｅｅ ａｎｄ Ｄ．Ｇ．Ｍ ｅｓｓｅｒｓｃｈｍｉｔｔ，Ｄｉｇｉｔ ａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，Ｋ ｌｕｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂ ｌｉｓｈｅｒｓ，Ｂｏｓｔｏｎ，ＭＡ, 1988 Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤ ＴＶ Ｓｙｓｔｅｍ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ ａｔｉｏｎ，ｓｕｂｍｉｔｔｅｄ ｔｏ ｔｈｅ ＡＣＡＴＳ Ｔｅｃｈｎｉｃ ａｌ Ｓｕｂｇｒｏｕｐ，Ｆｅｂ 1994 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04N 7/00 - 7/015 H04N 11/00 - 11/24
Claims (24)
- 【請求項１】 予め貯蔵された基準信号を用いてオフラ
イン方式でフィルタ−の係数を更新させて受信信号を等
化する等化方法において、 （ａ）入力されるＨＤＴＶ信号がフィ−ルドシンクを含
めているか否かを検索する段階と、 （ｂ）前記（ａ）段階でフィ−ルドシンクが検索される
と、学習シ−ケンスをメモリに貯蔵する段階と、 （ｃ）所定のアルゴリズムによりフィルタ−係数を算出
する段階と、 （ｄ）前記予め貯蔵された基準信号を用いて前記（ｂ）
段階で貯蔵された学習シ−ケンスのレベルを決めてシン
ボルエラ−レ−ト（ＳＥＲ）を算出する段階と、 （ｅ）前記（ｄ）段階で算出されたＳＥＲ値が所定の値
より小さければ、前記（ｃ）段階で求められたフィルタ
−係数を前記フィルタ−に出力する段階と、 （ｆ）前記（ｄ）段階で算出されたＳＥＲ値が所定の値
以上であれば、ル−プ変数を増やしつつ、前記ル−プ変
数が１フィ−ルドでオフライン動作を行える回数である
ル−プ定数となるまで前記（ｃ）〜（ｆ）段階を繰り返
し行う段階とを含むことを特徴とする等化方法。 - 【請求項２】 前記（ｄ）段階は、 （ｄ１）前記学習シ−ケンスを基準信号と比べる段階
と、 （ｄ２）前記（ｄ１）段階で学習シ−ケンスが基準信号
と同一であれば、学習シ−ケンスのレベルを決める段階
と、 （ｄ３）前記（ｄ１）段階で学習シ−ケンスが基準レベ
ルと同一でなければ、この結果を所定の数のシンボル期
間に計数して計数値をＳＥＲ値として出力する段階とを
含むことを特徴とする請求項１に記載の等化方法。 - 【請求項３】 前記所定のアルゴリズムはＬＭＳ（leas
t Mean Square)アルゴリズムであることを特徴とする請
求項１に記載の等化方法。 - 【請求項４】 基準信号を用いてオフライン方式でフィ
ルタ−の係数を更新させて受信信号を等化する等化方法
において、 （ａ）受信されるＨＤＴＶ信号がフィ−ルドシンクを含
めているか否かを検索する段階と、 （ｂ）前記（ａ）段階でフィ−ルドシンクが検索される
と、学習シ−ケンスをメモリに貯蔵する段階と、 （ｃ）受信されるＨＤＴＶ信号がＮＴＳＣ信号のＨＤＴ
Ｖ信号への混入によりＮＴＳＣフィルタリングされたＨ
ＤＴＶ信号であるかを判断する段階と、 （ｄ）前記（ｃ）段階でＨＤＴＶ信号がＮＴＳＣフィル
タリングされない信号であれば、所定のアルゴリズムに
より８−レベル処理のためのフィルタ−係数を算出する
段階と、 （ｅ）予め貯蔵された８−レベル処理のための基準信号
を用いて前記（ｂ）段階で貯蔵された学習シ−ケンスの
レベルを決めてＳＥＲを算出する段階と、 （ｆ）前記（ｅ）段階で算出されたＳＥＲ値が所定の値
より小さければ、前記（ｄ）段階で求められたフィルタ
−係数を前記フィルタ−の係数に更新する段階と、 （ｇ）前記（ｅ）段階で算出されたＳＥＲ値が所定の値
以上であれば、ル−プ変数を増やしつつ、前記ル−プ変
数が１フィ−ルドでオフライン動作を行える回数である
ル−プ定数となるまで前記（ｄ）〜（ｇ）段階を繰り返
し行う段階と、 （ｈ）前記（ｃ）段階で受信されるＨＤＴＶ信号がＮＴ
ＳＣフィルタリングされた信号であれば、所定のアルゴ
リズムにより１６−レベル処理のためのフィルタ−係数
を算出する段階と、 （ｉ）予め貯蔵された１６−レベル処理のための基準信
号を用いて前記（ｂ）段階で貯蔵された学習シ−ケンス
のレベルを決めてＳＥＲを算出する段階と、 （ｊ）前記（ｉ）段階で算出されたＳＥＲ値が所定の値
より小さければ、前記（ｈ）段階で求められたフィルタ
−係数を前記フィルタ−の係数に更新させる段階と、 （ｋ）前記（ｉ）段階で算出されたＳＥＲ値が所定の値
以上であれば、前記ル−プ変数を増やしつつ、前記ル−
プ変数が前記ル−プ変数となるまで前記（ｈ）〜（ｋ）
段階を繰り返し行う段階とを含むことを特徴とする等化
方法。 - 【請求項５】 前記（ｅ）段階は、 （ｅ１）前記学習シ−ケンスを所定の基準信号と比べる
段階と、 （ｅ２）前記（ｅ１）段階で学習シ−ケンスが８−レベ
ル処理のための基準信号と同一であれば、学習シ−ケン
スのレベルを決める段階と、 （ｅ３）前記（ｅ１）段階で学習シ−ケンスが基準レベ
ルと同一でなければ、所定の数のシンボル期間に計数し
て計数値をＳＥＲ値として出力する段階とを含むことを
特徴とする請求項４に記載の等化方法。 - 【請求項６】 前記（ｉ）段階は、 （ｉ１）前記学習シ−ケンスを基準信号と比べる段階
と、 （ｉ２）前記（ｉ１）段階で学習シ−ケンスが基準信号
と同一であれば、学習シ−ケンスのレベルを決める段階
と、 （ｉ３）前記（ｉ１）段階で学習シ−ケンスが基準レベ
ルと同一でなければ、この結果を所定の数のシンボル期
間に計数して計数値をＳＥＲ値として出力する段階とを
含むことを特徴とする請求項４に記載の等化方法。 - 【請求項７】 前記（ｄ）及び（ｈ）段階で用いられた
前記所定のアルゴリズムはＬＭＳアルゴリズムであるこ
とを特徴とする請求項４に記載の等化方法。 - 【請求項８】 基準信号を用いてオフライン方式でフィ
ルタ−の係数を更新させて受信信号を等化する等化方法
において、 （ａ）ＳＥＲの値を十分に大きい所定の値に設定する段
階と、 （ｂ）受信されるＨＤＴＶ信号がフィ−ルドシンクを含
めているかを検索する段階と、 （ｃ）前記（ｂ）段階でフィ−ルドシンクが検索される
と、学習シ−ケンスをメモリに貯蔵する段階と、 （ｄ）所定のアルゴリズムによりフィルタ−計数を算出
する段階と、 （ｅ）予め貯蔵された基準信号を用いて前記（ｄ）段階
で貯蔵された学習シ−ケンスのレベルを決めてＳＥＲを
算出する段階と、 （ｆ）前記（ｅ）段階で算出されたＳＥＲ値が前記
（ａ）段階で設定された所定の値より小さければ、前記
（ｄ）段階で求められたフィルタ−計数を貯蔵する段階
と、 （ｇ）ル−プ変数を増やしつつ、前記ル−プ変数が１フ
ィ−ルドでオフライン動作を行える回数であるル−プ定
数の以内で前記（ｄ）〜（ｇ）段階を繰り返して前記
（ｅ）段階で算出されたＳＥＲ値が最も小さい値を有す
るとき、前記（ｆ）段階で貯蔵されたフィルタ−計数を
前記フィルタ−計数に更新する段階とを含むことを特徴
とする等化方法。 - 【請求項９】 前記（ｅ）段階は、 （ｅ１）前記学習シ−ケンスを基準信号と比べる段階
と、 （ｅ２）前記（ｅ１）段階で学習シ−ケンスが基準信号
と同一であれば、学習シ−ケンスのレベルを決める段階
と、 （ｅ３）前記（ｅ１）段階で学習シ−ケンスが基準レベ
ルと同一でなければ、この結果を所定の数のシンボル期
間に計数して計数値をＳＥＲ値として出力する段階とを
含むことを特徴とする請求項８に記載の等化方法。 - 【請求項１０】 前記所定のアルゴリズムはＬＭＳアル
ゴリズムであることを特徴とする請求項８に記載の等化
方法。 - 【請求項１１】 基準信号を用いてオフライン方式でフ
ィルタ−の係数を更新させて受信信号を等化する等化方
法において、 （ａ）ＳＥＲの値を十分に大きい所定の値に設定する段
階と、 （ｂ）受信されるＨＤＴＶ信号がフィ−ルドシンクを含
めているかを検索する段階と、 （ｃ）前記（ｂ）段階でフィ−ルドシンクが検索される
と、学習シ−ケンスをメモリに貯蔵する段階と、 （ｄ）前記受信されるＨＤＴＶ信号がＮＴＳＣ信号のＨ
ＤＴＶ信号への混入によりＮＴＳＣフィルタリングされ
たＨＤＴＶ信号であるかを判断する段階と、 （ｅ）前記受信されるＨＤＴＶ信号がＮＴＳＣフィルタ
リングされない信号であれば、所定のアルゴリズムによ
り８−レベル処理のためのフィルタ−係数を算出する段
階と、 （ｆ）８−レベル処理のための基準信号を用いて前記
（ｃ）段階で貯蔵された学習シ−ケンスのレベルを決め
てＳＥＲを算出する段階と、 （ｇ）前記算出されたＳＥＲ値が前記（ａ）段階で設定
された所定の値より小さければ、前記（ｅ）段階で求め
られたフィルタ−計数を貯蔵する段階と、 （ｈ）ル−プ変数を増やしつつ、ル−プ変数が１フィ−
ルドでオフライン動作を行える回数であるル−プ定数の
以内で前記（ｅ）〜（ｈ）段階を繰り返して前記（ｆ）
段階で算出されたＳＥＲ値が最も小さいとき、前記
（ｇ）段階で貯蔵されたフィルタ−計数を前記フィルタ
−計数に更新する段階と、 （ｉ）前記（ｄ）段階で前記受信されるＨＤＴＶ信号が
ＮＴＳＣフィルタリングされた信号であれば、所定のア
ルゴリズムにより１６−レベル処理のためのフィルタ−
計数を算出する段階と、 （ｊ）予め貯蔵された１６−レベル処理のための基準信
号を用いて前記（ｃ）段階で貯蔵された学習シ−ケンス
のレベルを決めてＳＥＲを算出する段階と、 （ｋ）前記算出されたＳＥＲ値が前記（ａ）段階で設定
された所定の値より小さければ、前記（ｉ）段階で求め
られたフィルタ−計数を貯蔵する段階と、 （ｌ）ル−プ変数を増やしつつ、前記ル−プ変数が前記
ル−プ定数の以内で前記（ｉ）〜（ｌ）段階を繰り返し
て前記（ｊ）段階で算出されたＳＥＲ値が最も小さいと
き、前記（ｋ）段階で貯蔵されたフィルタ−計数を前記
フィルタ−計数に更新する段階とを含むことを特徴とす
る等化方法。 - 【請求項１２】 前記（ｆ）段階は、 （ｆ１）前記学習シ−ケンスを基準信号と比べる段階
と、 （ｆ２）前記（ｆ１）段階で学習シ−ケンスが８−レベ
ル処理のための基準信号と同一であれば、前記学習シ−
ケンスを決める段階と、 （ｆ３）前記（ｆ１）段階で学習シ−ケンスが基準レベ
ルと同一でなければ、この結果を所定の数のシンボル期
間に計数して計数値をＳＥＲ値として出力する段階とを
含むことを特徴とする請求項１１に記載の等化方法。 - 【請求項１３】 前記（ｊ）段階は、 （ｊ１）前記学習シ−ケンスを所定の基準信号と比べる
段階と、 （ｊ２）前記（ｊ１）段階で前記学習シ−ケンスが基準
信号と同一であれば、前記学習シ−ケンスを決める段階
と、 （ｊ３）前記（ｊ１）段階で学習シ−ケンスが基準レベ
ルと同一でなければ、この結果を所定の数のシンボル期
間に計数して計数値をＳＥＲ値として出力する段階とを
含むことを特徴とする請求項１１に記載の等化方法。 - 【請求項１４】 前記（ｅ）及び（ｉ）段階で前記所定
のアルゴリズムはＬＭＳアルゴリズムであることを特徴
とする請求項１１に記載の等化方法。 - 【請求項１５】 基準信号を用いてオフライン方式でフ
ィルタ−の計数を更新させて受信信号を等化する等化器
を備えたディジタル信号復調システムにおいて、 フィ−ルドシンク制御信号に応じて前記受信される信号
からフィ−ルドシンク期間に載せられた学習シ−ケンス
を貯蔵する第１メモリと、 ８−レベル及び１５−レベル処理のための基準信号を貯
蔵する第２メモリと、 前記受信される信号をフィルタリングする第１フィルタ
−と、 前記等化器の出力端に連結されている第２フィルタ−
と、 前記第１フィルタ−の出力から前記第２フィルタ−のフ
ィ−ドバック出力を減算して等化された信号を出力する
減算器と、 ＮＲＦ制御信号に応じて前記第２メモリに貯蔵された８
−レベル及び１５−レベル処理のための基準信号のうち
一つを読出し、前記フィ−ルドシンク制御信号に応じて
前記第１メモリに貯蔵された学習シ−ケンスを読出し、
読出された基準信号と学習シ−ケンスとのＳＥＲを算出
し、算出されたＳＥＲ値を等化の収斂の基にしてフィ−
ルド計数を算出して第１及び第２フィルタ−に供給する
係数手段とを含み、 ここで、フィ−ルドシンク制御信号はフィ−ルドシンク
セグメント期間のフィ−ルド周期に発生する制御信号で
あり、ＮＲＦ制御信号はＨＤＴＶ信号へのＮＴＳＣ信号
の混入により受信されるＨＤＴＶ信号に対してＮＴＳＣ
フィルタリングされた信号であるか否かを示す制御信号
であることを特徴とする等化器。 - 【請求項１６】 前記フィ−ルドシンク制御信号に応じ
て学習シ−ケンスを前記第１メモリに貯蔵するように制
御する貯蔵制御手段をさらに含むことを特徴とする請求
項１５に記載の等化器。 - 【請求項１７】 前記第１メモリは学習シ−ケンスを書
込み／読出すＲＡＭで構成されることを特徴とする請求
項１５に記載の等化器。 - 【請求項１８】 前記第２メモリは８−レベル処理のた
めの基準信号の＋５，−５を貯蔵し、１５−レベル処理
のための基準信号の−１０，０，＋１０を貯蔵している
ことを特徴とする請求項１５に記載の等化器。 - 【請求項１９】 前記フィルタ−係数計算器はＬＭＳア
ルゴリズムによりフィルタ−係数を算出することを特徴
とする請求項１５に記載の等化器。 - 【請求項２０】 高解像度のＨＤＴＶ信号を選択してＩ
Ｆ信号として出力するチュ−ナ−、前記ＩＦ信号を増幅
する増幅器、前記増幅されたＩＦ信号から搬送波を復元
し、復元された搬送波を用いて基底帯域信号を復元する
周波数及び位相ロックル−プ回路、前記復元された信号
からシンボルタイミングを復元し、フィ−ルドシンク制
御信号を出力する復元器、ＨＤＴＶ信号へのＮＴＳＣ信
号の混入により受信される前記復元信号に対してＮＴＳ
Ｃフィルタリング（ＮＲＦ）処理を行い、ＮＲＦ処理が
行われたか否かを示すＮＲＦ制御信号を出力するＮＴＳ
Ｃ混入検出器、前記ＮＴＳＣ混入検出器の出力信号を等
化する等化器、等化された信号の位相エラ−を検出する
位相トラッキングル−プ回路及び前記位相トラッキング
ル−プ回路の出力を復号化する復号器を含むＨＤＴＶ受
信機において、 前記等化器は、 フィ−ルドシンク制御信号に応じて前記ＮＴＳＣ混入検
出器の出力信号からフィ−ルドシンク期間に載せられた
学習シ−ケンスを貯蔵する第１メモリと、 ８−レベル及び１５−レベル処理のための基準信号を貯
蔵する第２メモリと、 前記ＮＴＳＣ混入検出器の出力信号をフィルタリングす
る第１フィルタ−と、 前記等化器の出力端に連結されている第２フィルタ−
と、 前記第１フィルタ−の出力から前記第２フィルタ−のフ
ィ−ドバック出力を減算して等化された信号を出力する
減算器と、 ＮＲＦ制御信号に応じて前記第２メモリに貯蔵された８
−レベル及び１５−レベル処理のための基準信号のうち
一つを読出し、前記フィ−ルドシンク制御信号に応じて
前記第１メモリに貯蔵された学習シ−ケンスを読出し、
読出された基準信号と学習シ−ケンスとのＳＥＲを算出
し、算出されたＳＥＲ値を等化の収斂の基にしてフィ−
ルド計数を算出して第１及び第２フィルタ−に供給する
係数算出手段とを含むことを特徴とする等化器。 - 【請求項２１】 前記フィ−ルドシンク制御信号に応じ
て学習シ−ケンスを前記第１メモリに貯蔵するように制
御する貯蔵制御手段をさらに含むことを特徴とする請求
項２０に記載の等化器。 - 【請求項２２】 前記第１メモリは学習シ−ケンスを書
込み／読出すＲＡＭで構成されることを特徴とする請求
項２０に記載の等化器。 - 【請求項２３】 前記第２メモリは８−レベル処理のた
めの基準信号の＋５，−５を貯蔵し、１５−レベル処理
のための基準信号の−１０，０，＋１０を貯蔵している
ことを特徴とする請求項２０に記載の等化器。 - 【請求項２４】 前記フィルタ−係数計算器はＬＭＳア
ルゴリズムによりフィルタ−係数を算出することを特徴
とする請求項２０に記載の等化器。
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|---|---|---|---|
| KR1019960000309A KR0165507B1 (ko) | 1996-01-09 | 1996-01-09 | 기준신호를 이용한 등화방법과 등화기 |
| KR309/1996 | 1996-01-09 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09214982A JPH09214982A (ja) | 1997-08-15 |
| JP2851835B2 true JP2851835B2 (ja) | 1999-01-27 |
Family
ID=19449189
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8351577A Expired - Fee Related JP2851835B2 (ja) | 1996-01-09 | 1996-12-27 | 基準信号を用いる等化方法及び等化器 |
Country Status (6)
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| KR (1) | KR0165507B1 (ja) |
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| DE (1) | DE19652006A1 (ja) |
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| US6088389A (en) * | 1997-05-13 | 2000-07-11 | Lucent Technologies, Inc. | System and method for training a plurality of equalizers and a modem employing the system or method |
| KR100258931B1 (ko) | 1997-06-17 | 2000-06-15 | 윤종용 | 수신신호 판별회로 및 그 방법 |
| US6519298B1 (en) * | 1997-06-17 | 2003-02-11 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Circuit for discriminating between received signals and method therefor |
| KR100244767B1 (ko) * | 1997-06-25 | 2000-02-15 | 전주범 | 디지탈 자기 기록/재생 시스템의 선택적 동기/비동기 부분 응답 채널 데이터 검출 장치 |
| KR100247967B1 (ko) * | 1997-07-09 | 2000-03-15 | 윤종용 | 동일채널간섭검출기와그방법 |
| KR100238301B1 (ko) * | 1997-07-10 | 2000-01-15 | 윤종용 | 동일채널 간섭 검출기와 그 방법 |
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| US6697098B1 (en) | 1998-08-26 | 2004-02-24 | Thomson Licensing S.A. | Co-channel interference detection network for an HDTV receiver |
| US6356598B1 (en) | 1998-08-26 | 2002-03-12 | Thomson Licensing S.A. | Demodulator for an HDTV receiver |
| US6233295B1 (en) * | 1998-08-26 | 2001-05-15 | Thomson Licensing S.A. | Segment sync recovery network for an HDTV receiver |
| KR100269130B1 (ko) * | 1997-11-21 | 2000-10-16 | 윤종용 | 단일고스트제거기를갖는디지털/아날로그tv방송공용수신기와고스트제거방법 |
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| KR100459112B1 (ko) * | 1997-12-27 | 2005-09-30 | 엘지전자 주식회사 | 심볼 타이밍 복구장치 및 방법 |
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