JPH10241308A

JPH10241308A - アクチュエータ制御装置及び磁気ディスク装置

Info

Publication number: JPH10241308A
Application number: JP9044322A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Ono; 裕幸小野; Tetsuo Ueda; 哲生上田
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1997-02-27
Filing date: 1997-02-27
Publication date: 1998-09-11
Anticipated expiration: 2017-02-27
Also published as: JP3317333B2; US6216050B1

Abstract

(57)【要約】【課題】ＬＰＦを含むハイブリッド制御系を、状態推
定器を必要とせず、現行のＨＤＤのハードウェアアーキ
テクチャで処理可能にしたアクチュエータ制御装置及び
磁気ディスク装置を提供する。【解決手段】アクチュエータ制御装置は、アクチュエ
ータ１０と、アクチュエータ１０を駆動するＶＣＭ駆動
回路１１と、アクチュエータ１０からの位置信号をディ
ジタル信号に変換するＡＤＣ１２と、ディジタル信号に
変換された位置信号に応答してアクチュエータ１０への
制御信号を発生するＭＰＵ１３と、制御信号をアナログ
信号に変換するＤＡＣ１４と、ＤＡＣ１４とＶＣＭ駆動
回路１１との間に接続されたＬＰＦ１５とを備え、ＭＰ
Ｕ１３は、ＬＰＦ１５の挿入による位相遅れをディジタ
ル制御により補償し、かつそのディジタル制御が、ＬＰ
Ｆ１５を含むプラントの状態モデルを状態推定器を必要
としない状態モデルに再構築する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、磁気記憶装置等に
用いられるアクチュエータ制御装置及び磁気ディスク装
置に係り、詳細には、ディジタル制御特有の折り返し歪
みの影響を低減するアクチュエータ制御装置及び磁気デ
ィスク装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】磁気記憶装置、特にハードディスクドラ
イブ（ＨＤＤ）のヘッド位置制御系のアクチュエータ制
御では、ヘッド・サスペンションの機械共振に起因する
折り返し歪みが問題となる。具体的には、ヘッドジンバ
ルアセンブリ（ＨＧＡ）とアクチュエータそれぞれの機
械共振の影響によるロバスト性の低下と、高速シーク動
作時のアコースティックノイズが挙げられる。

【０００３】上述した問題点を解決できるものとして、
本出願人は特開平５−１６６３１２号公報記載の装置を
既に提案した。この公報記載の装置は、制御入力を出力
するＤ／Ａコンバータの直後に低い極を持つ低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）を置いて共振の存在する高周波数帯域
のゲインを下げ、またこれによるナイキスト周波数以下
の帯域での位相遅れをディジタル制御により補償するも
のである。

【０００４】このハイブリッド制御系アクチュエータ装
置は、簡単な構成で機械共振に起因する折り返し歪みを
最小にすることができ、ヘッド・サスペンションの共振
モード管理に余裕をとるようにして、品質の面の向上を
実現している。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記ハイブリッド制御
系アクチュエータ装置は、上述した優れた特長を有する
ものであるが、ハードウェアとして高い演算処理能力を
有するプロセッサの使用を前提として設計したため、現
行のＨＤＤのマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）では処理速
度が間に合わず、製品に適用されなかった。特に、状態
推定器を導入し、ＤＳＰの高い演算処理能力に合わせた
アリゴリズムであったため、現行のＨＤＤのマイクロプ
ロセッサ（ＭＰＵ）の処理速度では適用できない。

【０００６】ＨＤＤ製品は、低コスト化の要求が厳し
く、コスト増が見込まれる高い演算処理能力を有するプ
ロセッサ（例えば、ＤＳＰ）の採用には消極的にならざ
るを得ないのが現状である。そこで、上記ハイブリッド
制御の利点を活かしつつ、通常のマイクロプロセッサ
（ＭＰＵ）で処理可能な程度にアリゴリズムを簡略化す
ることが求められている。

【０００７】本発明は、ＬＰＦを含むハイブリッド制御
系を、状態推定器を必要とせず、現行のＨＤＤのハード
ウェアアーキテクチャで処理可能にしたアクチュエータ
制御装置及び磁気ディスク装置を提供することを目的と
する。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明のアクチュエータ
制御装置は、駆動回路からの出力によって駆動されるア
クチュエータからの位置信号に応答して該アクチュエー
タへの制御信号を発生するアクチュエータ制御装置であ
って、制御信号をアナログ信号に変換するディジタル・
アナログ変換器と駆動回路との間に接続された低域通過
フィルタと、低域通過フィルタの挿入による位相遅れを
ディジタル制御により補償するディジタル制御手段とを
備え、ディジタル制御手段は、低域通過フィルタを含む
プラントの状態モデルを状態推定器を必要とせず、直接
観測可能な状態変数のみを用いた状態モデルに再構築
し、フィードバック系設計の際に低域通過フィルタの挿
入による位相遅れをプラントの一部として一括して補償
することを特徴とする。

【０００９】また、本発明のアクチュエータ制御装置
は、駆動回路からの出力によって駆動されるアクチュエ
ータからの位置信号に応答して該アクチュエータへの制
御信号を発生するアクチュエータ制御装置であって、制
御信号をアナログ信号に変換するディジタル・アナログ
変換器と駆動回路との間に接続された低域通過フィルタ
と、低域通過フィルタの挿入による位相遅れをディジタ
ル制御により補償するディジタル制御手段とを備え、デ
ィジタル制御手段は、低域通過フィルタを含む系の状態
方程式を、可制御標準形に変換して設計し、すべての状
態変数を直接測定可能にしたことを特徴とする。

【００１０】上記ディジタル制御手段は、低域通過フィ
ルタを含む系の状態方程式を、式（９）及び式（１０）
に示す可制御標準形に変換して設計したものであっても
よい。

【００１１】

【数６】

【００１２】上記ディジタル制御手段は、低域通過フィ
ルタを含む系を、式（１１）に示す状態フィードバック
を基に制御するものであってもよい。

【００１３】

【数７】

【００１４】上記ディジタル制御手段は、低域通過フィ
ルタを含む系の状態方程式を、式（１２）及び式（１
３）に示す速度系の可制御標準形に変換して設計したも
のであってもよい。

【００１５】

【数８】

【００１６】上記ディジタル制御手段は、低域通過フィ
ルタを含む系の状態方程式から、式（４）に基づいた演
算により、伝達関数行列Ｇを求め、

【数９】

【００１７】式（４）の伝達関数を入力ｕと出力ｙ及び
それらの遅延値に基づく離散状態方程式に再実現して、
式（５）及び式（６）で示される可制御標準形を得、該
式（５）及び式（６）で表される可制御標準形を基に制
御系を設計したものであってもよい。

【００１８】

【数１０】

【００１９】上記ディジタル制御手段は、可制御標準形
に、出力の差分である擬似速度項を状態変数ｖ(i)とし
て導入し、状態変数ｖ(i)を式（７）に従って導入した
可制御標準形を基に制御系を設計したものであってもよ
い。

【００２０】ｖ(i)＝ｘ(i)−ｘ(i-1) …式（７）但し、ｘ(i)は制御出力、ｘ(i-1)はその過去値である。

【００２１】上記ディジタル制御手段は、可制御標準形
に、さらに出力の積分項を状態変数ｗ(i)として導入
し、状態変数ｗ(i)を式（８）に従って導入した可制御
標準形を基に制御系を設計したものであってもよい。

【００２２】ｗ(i)＝ｗ(i-1)＋ｘ(i-1) …式（８）但し、ｗ(i-1)は状態変数ｗ(i)の過去値、ｘ(i-1)は制
御出力ｘ(i)の過去値である。

【００２３】上記ディジタル制御装置は、低域通過フィ
ルタのカットオフ周波数が、ナイキスト周波数よりも高
い周波数領域におけるピークを十分に減衰させるように
設定されるものであってもよい。

【００２４】上記低域通過フィルタは、ナイキスト周波
数よりも低い周波数に極をもつアナログ一次低域通過フ
ィルタであってもよい。

【００２５】上記低域通過フィルタは、ナイキスト周波
数よりも低い周波数に極をもつアナログ一次低域通過フ
ィルタと等価とみなせるオーバーサンプリングにより構
成されたディジタル低域通過フィルタであってもよい。

【００２６】上記ディジタル制御手段は、ナイキスト周
波数よりも低い周波数領域における位相遅れを補償する
ように設定されるものであってもよい。

【００２７】上記ディジタル制御手段は、マイクロプロ
セッサであってもよい。

【００２８】本発明の磁気ディスク装置は、アクチュエ
ータと、アクチュエータを駆動する駆動回路と、アクチ
ュエータからの位置信号をディジタル信号に変換するア
ナログ・ディジタル変換器と、ディジタル信号に変換さ
れた位置信号に応答してアクチュエータへの制御信号を
発生するディジタル制御手段と、制御信号をアナログ信
号に変換するディジタル・アナログ変換器と、ディジタ
ル・アナログ変換器と駆動回路との間に接続された低域
通過フィルタとを備え、ディジタル制御手段は、低域通
過フィルタの挿入による位相遅れをディジタル制御によ
り補償する手段を備え、ディジタル制御手段として上述
したものを用いることを特徴とする。

【００２９】

【発明の実施の形態】本発明に係るアクチュエータ制御
装置及び磁気ディスク装置は、ハードディスクドライブ
（ＨＤＤ）等のヘッド位置制御系に用いられる磁気ディ
スク装置に適用することができる。

【００３０】図１は本発明の実施形態に係るアクチュエ
ータ制御装置の構成を示す図である。

【００３１】図１において、アクチュエータ制御装置
は、ヘッド・サスペンション機構及びヘッド移動用直流
モータ（例えば、ボイス・コイル・モータ：ＶＣＭ）を
含むアクチュエータ１０、アクチュエータ１０のＶＣＭ
を駆動するＶＣＭ駆動回路１１、アクチュエータ１０か
らのヘッド位置を示す信号ｙ（ｔ）をディジタル信号に
変換するアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）１２、
ディジタル位置信号に応答してヘッドを所望位置に移動
するための制御信号を、後述する数２６に示す状態フィ
ードバックに従って発生するディジタル制御手段として
のマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）１３、ＭＰＵ１３から
のディジタル制御信号をアナログ制御信号ｕ（ｔ）に変
換するディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）１４、Ｄ
ＡＣ１４とＶＣＭ駆動回路１１の間に挿入されたアナロ
グ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１５から構成される。

【００３２】上記アクチュエータ１０は、電流駆動され
るＶＣＭ、ピボット（図示略）により枢支されＶＣＭの
回転を磁気ヘッドに伝えるアーム１７、位置検出系とし
ての磁気ヘッド１８から構成される。

【００３３】上記ＬＰＦ１５は、ＤＡＣ１４の直後に挿
入された低い極を持つ一次のアナログＬＰＦである。こ
のアナログＬＰＦ１５の挿入により機械共振の存在する
高周波帯域のゲインを下げる。このＬＰＦ１５の周波数
特性については図２により後述する。

【００３４】上記ＭＰＵ１３は、ヘッドを所望位置に移
動するための制御信号を、後述する式（１１）に示す制
御系に従って発生する。ここで、式（１１）に示す制御
系は、上記アナログＬＰＦ１５挿入によるナイキスト周
波数ｆN以下の帯域での位相遅れをディジタル制御によ
り補償するものであって、しかもそのディジタル制御
が、状態推定器を必要とせず、現行ＨＤＤのハードウェ
アアーキテクチャで処理可能な簡易化された制御系によ
り構築されている。

【００３５】以下、上述のように構成されたアクチュエ
ータ制御装置の動作原理を説明する。

【００３６】まず、アナログＬＰＦ１５挿入によるナイ
キスト周波数ｆN以下の帯域での位相遅れをディジタル
制御により補償する補償対象について説明する。

【００３７】図２及び図３はアクチュエータ１０を含む
制御対象の周波数特性を示す図であり、図２はＬＰＦ１
５挿入によるナイキスト周波数ｆN以下の帯域での位相
遅れをディジタル制御により補償する前の周波数特性
を、図３は補償後の周波数特性を示している。図中、縦
軸はゲイン、横軸は周波数を示す。

【００３８】図２の破線はアクチュエータ１０を含む制
御対象の周波数特性であり、図２に示すように機械共振
に起因する周波数特性のピークがナイキスト周波数ｆN
よりも高い高周波領域に生じている。

【００３９】ＬＰＦ１５を挿入すると、図２の実線に示
すように、カットオフ周波数ｆc以上の周波数領域にお
いて所定量減衰した減衰特性となる。これにより、ナイ
キスト周波数ｆNよりも高い高周波領域に生じている機
械共振に起因する周波数特性のピークを減衰させること
ができる。

【００４０】そして、ＬＰＦ１５挿入により、カットオ
フ周波数ｆcからナイキスト周波数ｆNまでの低い低周波
領域に生じたロス（位相遅れ）を、ディジタル制御によ
り補償しナイキスト周波数ｆN未満の領域（図２ハッチ
ング部参照）においては元の特性が現れるようにする。
ディジタル制御が可能な周波数領域は、ナイキスト周波
数ｆN未満の領域であり、結果的にはナイキスト周波数
ｆN未満の領域の周波数特性がディジタル的に補償さ
れ、機械共振に起因する周波数特性のピークがある高周
波領域のみが大きく減衰する。図３はディジタル制御に
よる補償後の周波数特性であり、図３のハッチング部が
減衰部分である。

【００４１】次に、ＬＰＦ１５挿入によるナイキスト周
波数ｆN以下の帯域での位相遅れをディジタル制御によ
り補償する最適設計手法について説明する。

【００４２】本最適設計手法は、このディジタル制御
を、状態推定器を必要とせず、現行ＨＤＤのハードウェ
アアーキテクチャで処理可能な簡易化された制御系によ
り実現するものである。

【００４３】ＨＤＤのアクチュエータ１０は、上記のよ
うに電流駆動されるＶＣＭ１６、ピボットにより枢支さ
れたＶＣＭ１６の動作を支えるアーム１７、位置検出系
としての磁気ヘッド１８からなる。また、通常ＶＣＭ１
６の駆動電流は、ＭＰＵ１３からＤＡＣ１４を介して出
力された出力値に比例している。したがって、制御入力
は加速度、制御出力は位置となるので、基本的な系は二
次積分系である。

【００４４】ここで、ＤＡＣ１４の出力に一次ＬＰＦ１
５を置くと、ラプラス演算子をｓとして一次ＬＰＦ１５
を含む制御対象の伝達関数ｇ（ｓ）は式（１）に示す３
次系となる。

【００４５】

【数１１】

【００４６】式（１）において、ｕはＤＡＣ１４の出力
で、制御入力を示す。また、ｙは位置誤差信号（Positi
on Error Signal：ＰＥＳ）で、制御出力を示す。ａは
ＬＰＦ１５の極、ｂは系の直流ゲインである。

【００４７】上記式（１）を、サンプリング間隔Ｔ、演
算時間遅れτで離散化した状態方程式で表すと、式
（２）及び式（３）で示すようになる。

【００４８】

【数１２】

【００４９】この式（２）及び式（３）に基づく制御系
設計例が、本出願人が先に出願した装置である。この制
御系設計例では、ＬＰＦと本来の系である二次積分系を
一括して補償するゲインパラメータを公知の最適制御理
論（例えば、ＬＱ法）により求めており、閉ループ開ル
ープ共に自然な周波数特性が得られている。

【００５０】ここで、ヘッドの位置、速度及び加速度を
表す状態変数ｘ(i)、ｄｘ(i)／ｄｔ及びｄ2ｘ(i)／ｄｔ
2のうち、直接観測できるのはｘ(i)のみであるから、残
りのｄｘ(i)／ｄｔ及びｄ2ｘ(i)／ｄｔ2は状態推定器を
用いて推定することになる。状態推定器としてカルマン
フィルタを用い、現在型と予測型を使い分けることによ
り、１サンプル分のＰＥＳが何らかの障害により欠落し
た場合でも制御系全体の挙動に影響することなく安定し
た動作を続けることができた。しかし、状態推定器を用
いるためにはハードウェアとして高い演算処理能力を有
するマイクロプロセッサあるいはＤＳＰの使用が前提と
なるため、現行のＨＤＤのマイクロプロセッサ（ＭＰ
Ｕ）では処理速度が間に合わなかった。

【００５１】そこで、通常のＨＤＤのマイクロプロセッ
サ（ＭＰＵ）で処理可能な程度にアリゴリズムを簡略化
することが求められている。

【００５２】まず、上記式（２）及び式（３）に示す系
の実現を可制御標準形に変換して設計する。これが実現
できれば、すべての状態変数が直接測定可能になり、状
態推定器を省略することができる。また、閉ループはＬ
ＰＦと元の二次系を一括して補償する設計となるので、
自然な特性を得やすい。ＬＱ法も適用することができ
る。但し、状態推定器を持たないので、欠落したサンプ
ルがあった場合の補間の精度は低下する。

【００５３】上記式（２）及び式（３）に示す系の伝達
関数行列Ｇを求める。以降、Ｉを適当な次元の単位行列
とすると、伝達関数行列Ｇは式（４）で示される。

【００５４】

【数１３】

【００５５】上記数２３に示す式（４）の伝達関数を入
力ｕと出力ｙ及びそれらの遅延値に基づく離散状態方程
式に再実現すると、例えば可制御標準形を採用すれば式
（５）及び式（６）のようになる。

【００５６】

【数１４】

【００５７】上記式（５）及び式（６）において、ｘ
(i)は制御出力であり、ｘ(i-1)はその１つ前の、ｘ(i-
2)はその２つ前の、ｘ(i-3)はその３つ前のそれぞれ過
去値である。また、ｕ(i)は制御入力であり、ｕ(i-1)は
その１つ前の、ｕ(i-2)はその２つ前の、ｕ(i-3)はその
３つ前のそれぞれ過去値である。

【００５８】ここで、上記制御出力ｘ(i)、制御入力ｕ
(i)を見た場合、ｘ(i)及びｕ(i)の他は全て制御出力ｘ
(i)、制御入力ｕ(i)の両者の過去値、すなわち直接観測
できる値（メモリに保存しておけばよい）で表されるこ
とに着目すると、上記式（４）から上記式（５）及び式
（６）を導き出せる。

【００５９】実際の制御の際には、出力の差分、すなわ
ち擬似速度項が状態変数として陽に現れていた方が都合
がよいので、これをｖ(i)として式（７）に変形し、さ
らに状態変数として出力の積分項ｗ(i)を式（８）に従
って導入すると、系は式（９）及び式（１０）に示すよ
うな７次で表すことができる。

【００６０】上記積分項ｗ(i)の導入は、次のような目
的で行われる。すなわち、ＨＤＤはフレキシブルテンシ
ョンあるいは風の影響等によるノイズがあり、上記式
（５）及び式（６）に示されるだけのフィードバックで
は誤差が０に収束しない。これを収束させるためには、
実際の位置と目標位置との誤差を積分する積分項ｗ(i)
を導入し、該積分項ｗ(i)により上記誤差を収束させる
必要がある。

【００６１】ｖ(i)＝ｘ(i)−ｘ(i-1) …式（７）但し、ｘ(i)は制御出力、ｘ(i-1)はその過去値である。

【００６２】ｗ(i)＝ｗ(i-1)＋ｘ(i-1) …式（８）但し、ｗ(i-1)は状態変数ｗ(i)の過去値、ｘ(i-1)は制
御出力ｘ(i)の過去値である。

【００６３】

【数１５】

【００６４】上記式（９）及び式（１０）の系に基づい
て式（１１）に示す状態フィードバックを構成する。実
際には、上記式（９）及び式（１０）の系をモデルと
し、予め実験等により最適なフィードバックになるよう
な式（１１）のパラメータｆ1〜ｆ7を求める。最終的に
は、ＭＰＵ１３は、式（１１）に基づく７次の計算を行
って前述したディジタル補償を含むアクチュエータ制御
を行う。

【００６５】

【数１６】

【００６６】ＬＰＦを用いない従来型の離散系は積分器
を含み５次である。したがって、本実施形態に係る制御
系は５次から７次へと２次増えたことになるから、状態
フィードバックにおける積和演算の増加量はたかだか２
組である。

【００６７】ところで、上記式（９）及び式（１０）の
系は位置系であり、セトリング及びトラックフォローイ
ングの制御系設計に用いられる。シーク動作の制御に
は、通常速度系が用いられるが、上記式（９）及び式
（１０）から積分項を除きｘ(i)をｖ(i)の積分として考
えると、上記式（９）及び式（１０）の上でも同等の設
計が可能である。参考のため、速度系を式（１２）及び
式（１３）に示す。

【００６８】

【数１７】

【００６９】以上説明したように、本実施形態に係るア
クチュエータ制御装置は、アクチュエータ１０と、アク
チュエータ１０を駆動するＶＣＭ駆動回路１１と、アク
チュエータ１０からの位置信号をディジタル信号に変換
するＡＤＣ１２と、ディジタル信号に変換された位置信
号に応答してアクチュエータ１０への制御信号を発生す
るＭＰＵ１３と、制御信号をアナログ信号に変換するＤ
ＡＣ１４と、ＤＡＣ１４とＶＣＭ駆動回路１１との間に
接続されたＬＰＦ１５とを備え、ＭＰＵ１３は、ＬＰＦ
１５の挿入による位相遅れをディジタル制御により補償
し、かつそのディジタル制御が、ＬＰＦ１５を含むプラ
ントの状態モデルを状態推定器を必要とせず、直接観測
可能な状態変数のみを用いた状態モデルに再構築し、フ
ィードバック系設計の際にＬＰＦ１５の挿入による位相
遅れをプラントの一部として一括して補償するように構
築された制御系により実現される。

【００７０】本実施形態では、この制御系を、ＬＰＦ１
５を含む系の状態方程式を可制御標準形に変換して設計
することによって求め、ＭＰＵ１３が、ヘッドを所望位
置に移動するための制御信号を、上記式（１１）に示す
フィードバック制御に従って発生する。

【００７１】このように、本最適設計方法は、上記式
（１１）に示すように７次の状態フィードバックで表現
することができ、状態推定器を必要とせず、現行ＨＤＤ
のハードウェアアーキテクチャで処理可能な簡易化され
た制御系により実現できる。

【００７２】したがって、ＤＳＰを使用することなく現
行のＨＤＤのマイクロプロセッサを用いたディジタル制
御が可能になるため、本来、優れた特長を有するハイブ
リッド制御系アクチュエータ装置を、低コストで実施す
ることが可能になる。

【００７３】本発明を実際のＨＤＤ上に適用した実験結
果について説明する。

【００７４】ＤＡＣ１４の直後に挿入するアナログＬＰ
Ｆ１５の極は、１．６ｋＨｚに置いた。このＬＰＦ１５
は、元々ＶＣＭ駆動回路１１に入っているコンデンサを
大きな値に変えるだけで実現できるので、コスト、基板
面積等にデメリットを与えることはない。

【００７５】本方法をＨＤＤに適用、実験したところ、
ナイキスト周波数以上の帯域で５ｄＢ以上のゲインの改
善が見られた。これにより機械共振に対するロバスト性
が向上した。また、アコースティックノイズも、例えば
８ｋＨｚで４ｄＢの改善が見られた。このとき、シーク
タイムは従来法による結果と同等であり、パフォーマン
スを劣化させることはなかった。

【００７６】以上述べた実験結果から以下のような効果
を得ることができる。

【００７７】一次アナログＬＰＦとディジタル補償を組
み合わせた本制御系をＨＤＤ製品上に適用すれば、アク
セス速度を犠牲にすることなく、以下(1)(2)(3)の効果
を得ることができる。

【００７８】(1) ナイキスト周波数ｆN以上の帯域にお
けるロバスト性の向上を図ることができる。すなわち、
長年にわたり解決が困難であったロバスト性の向上を、
現行ＨＤＤのハードウェアアーキテクチャで処理可能な
簡易化された制御系において実現することができ、製品
の信頼性が高まるとともに、工程内での歩留まりも改善
することができる。

【００７９】(2) シーク動作時のアコースティックノ
イズを低減することができ、使用に当たっての快適性が
向上する。

【００８０】(3) ＨＤＤに取り付けている制振部品の
省略、従ってこれに伴う大幅なコストダウンの可能性が
ある。

【００８１】したがって、このような優れた特長を有す
るアクチュエータ制御装置を、ＨＤＤのヘッド位置制御
系に適用すれば、このＨＤＤにおいてヘッドジンバルア
センブリ（ＨＧＡ）とアクチュエータそれぞれの機械共
振の影響によるロバスト性の低下や高速シーク動作時の
アコースティックノイズがない装置を実現することがで
き、ＤＳＰを使用することなく現行のＨＤＤのマイクロ
プロセッサを用いることができるため、低コストで実施
することが可能になる。

【００８２】なお、本実施形態では、ＨＤＤのヘッド位
置制御系に適用した例を説明したが、これに限らず、上
述したハイブリッド制御系アクチュエータ装置であれ
ば、どのようなアクチュエータ装置であってもよい。例
えば、ＨＤＤ以外の外部記録装置や他の制御系の位置制
御に用いてもよいことは言うまでもない。すなわち、式
（９）、式（１０）及び式（１１）で示される状態フィ
ードバックを含む制御系であればその制御対象は限定さ
れない。

【００８３】また、本実施形態に係るアクチュエータ制
御装置を、低域通過フィルタを含むプラントの状態モデ
ルを状態推定器を必要としない状態モデルに再構築した
ものであればよく、本実施形態で説明した実現法以外に
も状態推定器を用いない実現法は存在する。しかしそれ
らが本方式をベースとした簡単な式変形に基づくなら
ば、式（１１）に示すように、６次の基本型＋積分器
（本実施形態では１次）の形式に変わりはない。

【００８４】また、本実施形態では、アクチュエータ制
御装置に適用しているが、アクチュエータ制御装置とい
う名称に限定されるものではない。本発明の技術的思想
の範囲内であればヘッド位置決め装置等のように適宜変
更することができ、ＨＤＤ等の一部に組み込まれる態様
であってもよい。

【００８５】さらに、上記アクチュエータ制御装置を構
成する低域通過フィルタ、ＤＡＣ、ＡＤＣ等の種類、ビ
ット数などは前述した実施形態に限られないことは言う
までもない。

【００８６】

【発明の効果】本発明に係るアクチュエータ制御装置及
び磁気ディスク装置では、低域通過フィルタの挿入によ
る位相遅れをディジタル制御により補償するディジタル
制御手段が、低域通過フィルタを含むプラントの状態モ
デルを状態推定器を必要とせず、直接観測可能な状態変
数のみを用いた状態モデルに再構築したので、低域通過
フィルタを含むハイブリッド制御系を、現行のＨＤＤの
ハードウェアアーキテクチャで実現することができ、低
コスト化を図りつつ、ヘッドジンバルアセンブリ（ＨＧ
Ａ）とアクチュエータそれぞれの機械共振の影響による
ロバスト性の向上及び、シーク動作時のアコースティッ
クノイズの低減を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した実施形態に係るアクチュエー
タ制御装置及び磁気ディスク装置の構成を示すブロック
図である。

【図２】上記アクチュエータ制御装置のアクチュエータ
を含む制御対象の周波数特性を示す図である。

【図３】上記アクチュエータ制御装置のアクチュエータ
を含む制御対象の周波数特性を示す図である。

【符号の説明】

１０アクチュエータ、１１ＶＣＭ駆動回路、１２
アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）、１３マイク
ロプロセッサ（ＭＰＵ）（ディジタル制御手段）、１４
ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）、１５アナ
ログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者上田哲生神奈川県藤沢市桐原町１番地日本アイ・ビー・エム株式会社藤沢事業所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】駆動回路からの出力によって駆動される
アクチュエータからの位置信号に応答して該アクチュエ
ータへの制御信号を発生するアクチュエータ制御装置で
あって、前記制御信号をアナログ信号に変換するディジタル・ア
ナログ変換器と前記駆動回路との間に接続された低域通
過フィルタと、前記低域通過フィルタの挿入による位相遅れをディジタ
ル制御により補償するディジタル制御手段とを備え、前記ディジタル制御手段は、前記低域通過フィルタを含
むプラントの状態モデルを直接観測可能な状態変数のみ
を用いた状態モデルに再構築し、フィードバック系設計
の際に前記低域通過フィルタの挿入による位相遅れを前
記プラントの一部として一括して補償することを特徴と
するアクチュエータ制御装置。
【請求項２】駆動回路からの出力によって駆動される
アクチュエータからの位置信号に応答して該アクチュエ
ータへの制御信号を発生するアクチュエータ制御装置で
あって、前記制御信号をアナログ信号に変換するディジタル・ア
ナログ変換器と前記駆動回路との間に接続された低域通
過フィルタと、前記低域通過フィルタの挿入による位相遅れをディジタ
ル制御により補償するディジタル制御手段とを備え、前記ディジタル制御手段は、前記低域通過フィルタを含
む系の状態方程式を、可制御標準形に変換して設計し、
すべての状態変数を直接測定可能にしたことを特徴とす
るアクチュエータ制御装置。
【請求項３】前記ディジタル制御手段は、前記低域通
過フィルタを含む系の状態方程式を、式（９）及び式
（１０）に示す可制御標準形に変換して設計した【数１】ことを特徴とする請求項１又は２に記載のアクチュエー
タ制御装置。
【請求項４】前記ディジタル制御手段は、前記低域通
過フィルタを含む系を、式（１１）に示す状態フィード
バックを基に制御する【数２】ことを特徴とする請求項１、２又は３に記載のアクチュ
エータ制御装置。
【請求項５】前記ディジタル制御手段は、前記低域通
過フィルタを含む系の状態方程式を、式（１２）及び式
（１３）に示す速度系の可制御標準形に変換して設計し
た【数３】ことを特徴とする請求項１又は２に記載のアクチュエー
タ制御装置。
【請求項６】前記ディジタル制御手段は、前記低域通
過フィルタを含む系の状態方程式から、式（４）に基づ
いた演算により、伝達関数行列Ｇを求め、【数４】前記式（４）の伝達関数を入力ｕと出力ｙ及びそれらの
遅延値に基づく離散状態方程式に再実現して、式（５）
及び式（６）で示される可制御標準形を得、該式（５）
及び式（６）で表される可制御標準形を基に制御系を設
計した【数５】ことを特徴とする請求項１、２又は３に記載のアクチュ
エータ制御装置。
【請求項７】前記ディジタル制御手段は、前記可制御
標準形に、出力の差分である擬似速度項を状態変数ｖ
(i)として導入し、前記状態変数ｖ(i)を式（７）に従って導入した可制御
標準形を基に制御系を設計したｖ(i)＝ｘ(i)−ｘ(i-1) …式（７）但し、ｘ(i)は制御出力、ｘ(i-1)はその過去値である。
ことを特徴とする請求項１、２又は３に記載のアクチュ
エータ制御装置。
【請求項８】前記ディジタル制御手段は、前記可制御
標準形に、さらに出力の積分項を状態変数ｗ(i)として
導入し、前記状態変数ｗ(i)を式（８）に従って導入した可制御
標準形を基に制御系を設計したｗ(i)＝ｗ(i-1)＋ｘ(i-1) …式（８）但し、ｗ(i-1)は状態変数ｗ(i)の過去値、ｘ(i-1)は制
御出力ｘ(i)の過去値である。ことを特徴とする請求項
１、２、３又は７に記載のアクチュエータ制御装置。
【請求項９】前記低域通過フィルタのカットオフ周波
数は、ナイキスト周波数よりも高い周波数領域における
ピークを十分に減衰させるように設定されることを特徴
とする請求項１、２、３、４、５又は６に記載のアクチ
ュエータ制御装置。
【請求項１０】前記低域通過フィルタは、ナイキスト
周波数よりも低い周波数に極をもつアナログ一次低域通
過フィルタであることを特徴とする請求項１、２、３、
４、５又は６に記載のアクチュエータ制御装置。
【請求項１１】前記低域通過フィルタは、ナイキスト
周波数よりも低い周波数に極をもつアナログ一次低域通
過フィルタと等価とみなせるオーバーサンプリングによ
り構成されたディジタル低域通過フィルタであることを
特徴とする請求項１、２、３、４、５又は６に記載のア
クチュエータ制御装置。
【請求項１２】前記ディジタル制御手段は、ナイキス
ト周波数よりも低い周波数領域における位相遅れを補償
するように設定されることを特徴とする請求項１、２、
３、４、５、６、７又は８に記載のアクチュエータ制御
装置。
【請求項１３】前記ディジタル制御手段は、マイクロ
プロセッサであることを特徴とする請求項１、２、３、
４、５、６、７、８又は１２に記載のアクチュエータ制
御装置。
【請求項１４】アクチュエータと、前記アクチュエータを駆動する駆動回路と、前記アクチュエータからの位置信号をディジタル信号に
変換するアナログ・ディジタル変換器と、前記ディジタル信号に変換された位置信号に応答して前
記アクチュエータへの制御信号を発生するディジタル制
御手段と、前記制御信号をアナログ信号に変換するディジタル・ア
ナログ変換器と、前記ディジタル・アナログ変換器と前記駆動回路との間
に接続された低域通過フィルタとを備え、前記ディジタル制御手段は、前記低域通過フィルタの挿
入による位相遅れをディジタル制御により補償する手段
を備え、前記ディジタル制御手段として請求項１乃至１３のいず
れかに記載のものを用いることを特徴とする磁気ディス
ク装置。