JPH10224237A - 無線送信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】所望周波数の信号を減衰させることなく、高調
波スプリアスと直流オフセットを低減することができる
無線送信装置を提供する。 【解決手段】直交変調器（２０）から出力される高調波
スプリアスを低域通過フィルタ（４０）で抑圧し、直流
オフセットを直流遮断部（５０）で抑圧する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル無線
通信機に用いられる無線送信装置に関し、特にそれぞれ
異なる原因で発生する無線周波数付近の不要な２種類の
スプリアス成分を同時に抑圧できるように改善した無線
送信装置に関する。

【０００２】

【従来技術】最近の携帯電話などのディジタル無線通信
システムにおいては、該機器の送受信部ともにヘテロダ
イン方式を採用して構成されるものが多い。

【０００３】図８は、このヘテロダイン方式を用いたデ
ィジタル無線通信機の送信系無線部を示したものであ
る。

【０００４】図８において、このディジタル無線通信機
の送信系無線部は、ベースバンド信号を発生するベース
バンド部１１０、ベースバンド部１１０から発生された
ベースバンド信号を直交変調する直交変調器１２０、直
交変調器１２０に対するローカル信号（周波数ｆＬ０２
の第２ローカル信号Ｌ０２）を発生する発振器１３０、
低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１４０、アップコンバータ
１６０、アップコンバータ１６０に対するローカル信号
（周波数ｆＬ０１の第１ローカル信号Ｌ０１）を発生す
る発振器１７０、発振器１７０とアップコンバータ１６
０との間に接続されたバッファアンプ１８０、帯域通過
フィルタ（ＢＰＦ）２００、帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）２００の出力を電力増幅する電力増幅器２１０、送
受切換スイッチ２２０、アンテナ２３０から構成され
る。

【０００５】まず、ベースバンド部１１０では、音声な
どのデータ信号を、当該無線通信システムで要求されて
いるディジタル変調方式により変調した後、ＤＣ〜数百
ｋＨｚ程度の当該無線通信システムで要求される帯域に
制限された直交ベースバンド（ＢＢ）信号（Ｉ，Ｑ）と
して出力する。

【０００６】例えば、簡易型携帯電話（ＰＨＳ）のシス
テムでは、このディジタル変調方式としてπ／４ＱＰＳ
Ｋ変調が用いられ、ベースバンド部１１０からは、ロー
ルオフフィルタでＤＣから９６ＫＨｚ程度に帯域制限さ
れた９０度の位相差を持つ２つの直交ＢＢ信号（Ｉ，
Ｑ）が出力される。

【０００７】ベースバンド部１１０から出力されたこの
直交ＢＢ信号は、直交変調器１２０で直交変調される。

【０００８】直交変調器１２０は、２つの周波数変換器
１２４、１２５と発振器１３０から入力される第２ロー
カル信号Ｌ０２を、９０度の位相差の２つのローカル信
号Ｌ０２−１，Ｌ０２−２として出力する９０度移相分
配器１２１から構成される。

【０００９】直交変調器１２０における直交変調におい
ては、周波数変換器１２４、１２５のそれぞれに入力さ
れる位相差９０度の２つのローカル信号Ｌ０２−１，Ｌ
０２−２の振幅誤差およびが位相誤差が変調精度の劣化
につながるので、どちらもできるだけ小さくすることが
求められる。

【００１０】この振幅誤差や位相誤差等の誤差は、９０
度移相分配器１２１を構成する素子の特性変動などの原
因で生じるため、この９０度移相分配器１２１として
は、素子の特性変動に対する位相誤差の感度が低い回路
を用いて位相誤差を低減させるとともに、振幅誤差につ
いては９０度移相分配器１２１と周波数変換器１２４、
１２５の間にそれぞれリミッタアンプ１２２、１２３を
設け、各ＬＯ２信号の振幅を制限している。

【００１１】図９は、上記９０度移相分配器１２１にお
けるリミッタアンプ１２２、１２３による振幅制限によ
る信号波形を示したものである。

【００１２】図９に示すように、リミッタアンプ１２２
では、例えば、９０度移相分配器１２１からそのまま出
力された移相０度のローカル信号Ｌ０２−１の振幅Ａ１
を振幅Ａ３に制限し、リミッタアンプ１２３では、９０
度移相分配器１２１で９０度移相された移相９０度のロ
ーカル信号Ｌ０２−２の振幅Ａ２を振幅Ａ４に制限す
る。

【００１３】したがって、振幅制限レベルＡ３、Ａ４を
等しく設定することで９０度移相分配器１２１の出力で
生じた振幅の誤差を吸収することができる。

【００１４】さて、周波数変換器１２４、１２５では、
ベースバンド部１１０から出力された２つの直交ＢＢ信
号（Ｉ，Ｑ）と、リミッタアンプ１２２、１２３でそれ
ぞれ振幅が等しくなるように振幅制限された位相差９０
度の２つの第２ローカル信号Ｌ０２−１，Ｌ０２−２と
がそれぞれミキシングされ、これらが加算部１２６で加
算されて中間周波数（ＩＦ）信号として出力される。

【００１５】例えば、上記直交ＢＢ信号の周波数をｆＢ
Ｂ、第２ローカル信号ＬＯ２の周波数をｆＬＯ２（ｆＬ
Ｏ２＞ｆＢＢ）とすると、周波数変換器１２４、１２５
からはそれぞれ周波数（ｆＬＯ２＋ｆＢＢ）および周波
数（ｆＬＯ２−ｆＢＢ）が出力される。

【００１６】この２つの周波数成分のうち一方は所望出
力信号であり、他方は不要なイメージ成分であるが、こ
こで周波数変換器１２４、１２５の出力において所望信
号は同相でイメージ成分は逆相となるため、これらの出
力を加算すると所望信号は強調し、イメージ成分は減衰
させることができる。

【００１７】周波数（ｆＬＯ２＋ｆＢＢ）、周波数（ｆ
ＬＯ２−ｆＢＢ）のどちらの周波数成分が強調されるか
は、ＢＢ信号およびＬＯ２信号の位相関係によって定ま
る。

【００１８】ここでは、説明を簡単にするために、周波
数ｆＩＦ＝ｆＬＯ２＋ｆＢＢを所望信号とする。

【００１９】直交変調器１２０の出力は、低域通過フィ
ルタ１４０により、不要な高周波成分が減衰させれれた
後、アップコンバータ１６０に入力される。

【００２０】低域通過フィルタ１４０の説明については
後述する。

【００２１】アップコンバータ１６０には、上述した周
波数ｆＩＦのＩＦ信号と発振器１７０から出力された周
波数ｆＬＯ１（ｆＬＯ１＞ｆＩＦ）の第１ローカル信号
ＬＯ１が入力され、ミキシングされる。

【００２２】この結果、アップコンバータ１６０から
は、周波数（ｆＬＯ１＋ｆＩＦ）および周波数（ｆＬＯ
１−ｆＩＦ）の周波数成分が出力される。この２つの周
波数成分のうち一方は所望出力信号であり、他方は不要
なイメージ成分である。

【００２３】例えば、周波数ｆＲＦ＝ｆＲＦ＋ｆＩＦの
信号を所望信号とすると周波数（ｆＬＯ１−ｆＩＦ）の
成分はイメージ成分となる。

【００２４】このようなイメージ成分は帯域通過フィル
タ２００によって減衰され、周波数ｆＲＦの所望信号の
みが電力増幅器２１０で増幅され、送受切換スイッチ２
２０を経て、アンテナ２３０から出力される。

【００２５】ところで、直交変調器１２０では、前述の
とおりＬＯ２信号に振幅制限を加えているため、ＬＯ２
信号は図９に示すように矩形波状の信号となる。このよ
うな矩形波状の信号には周波数ｆＬＯ２基本周波数成分
だけでなく、周波数２ｆＬＯ２、３ｆＬＯ２、４ｆＬＯ
２・・・といった基本周波数の整数倍の高調波成分が含
まれている（完全な矩形波であれば奇数次高調波成分の
みが含まれる）。

【００２６】図１０は、上記直交変調器１２０から出力
されるＩＦ信号に含まれる周波数成分を示したものであ
る。

【００２７】図１０に示すように、直交変調器１２０か
らは、周波数ｆＩＦの所望信号の他に高調波成分とＢＢ
信号のミキシングにより生じる高調波スプリアス成分も
出力されてしまう。

【００２８】このような高調波スプリアスは所望帯域近
傍あるいは所望帯域内にもスプリアスを生じさせる可能
性がある。

【００２９】例えば、ＢＢ信号の周波数を０Ｈｚ、ＬＯ
２信号の周波数をｆＬＯ２＝＝２４０ＭＨｚ、第１ロー
カル信号ＬＯ１の周波数をｆＬＯ１＝１６６０ＭＨｚ、
送信系無線部の無線周波数をｆＲＦ＝１９００ＭＨｚと
した場合、ローカル信号ＬＯ２の８倍高調波成分とＢＢ
信号のミキシングにより生ずる出力の周波数ｆ８ＩＦは
ｆ８ＩＦ＝８ｆＬＯ２＝１９２０ＭＨｚとなる。

【００３０】ここで、この周波数ｆ８ＩＦの成分は無線
周波数ｆＲＦに近い周波数であるため、帯域通過フィル
タ２００では十分減衰することができない。

【００３１】また、ローカル信号ＬＯ２の第３次高調波
成分がＬＯ１信号とアップコンバータ１６０でミキシン
グされ、さらにアップコンバータ１６０がその２倍高調
波を出力した場合も、周波数（ｆＬＯ１−ｆ３Ｉｆ）×
２＝１８８０ＭＨｚのスプリアスとなり、帯域通過フィ
ルタ２００では十分減衰することができない。

【００３２】ところで、このようなスプリアスの抑圧に
は、アップコンバータ１６０に入力される第３次高調波
成分を低減する方法が有効な手段となる。

【００３３】したがって、直交変調器１２０とアップコ
ンバータ１６０の間に周波数ｆＩＦの所望信号を通過
し、直交変調器１２０から出力される高調波スプリアス
成分を減衰することができる周波数特性を持つ低域通過
フィルタ１４０を設ける必要がある。

【００３４】図１１は、上記低域通過フィルタ１４０の
周波数特性を示したものである。

【００３５】図１１において、低域通過フィルタ１４０
は、周波数がｆＩＦ以下の信号を通過させ、周波数がｆ
ＩＦより大きい信号を減衰させる。

【００３６】しかし、直交変調器１２０の出力に直流
（０Ｈｚ）オフセット生じている場合、この低域通過フ
ィルタ１４０では、この直流成分を減衰できず、この直
流成分がアップコンバータ１６０に入力されてしまうこ
とになる。

【００３７】あるいは、低域通過フィルタ１４０自体が
直流オフセットを発生させた場合もアップコンバータ１
６０に直流成分が入力されることになる。

【００３８】このような直流成分は、アップコンバータ
１６０で第１ローカル信号ＬＯ１とミキシングされ、ロ
ーカルリークと呼ばれる周波数ｆＬＯ１のスプリアスと
してアップコンバータ１６０から出力されることにな
る。

【００３９】例えば、ＩＦ信号の周波数ｆＩＦ＝２４０
ＭＨｚ、第１ローカル信号ＬＯ１の周波数ｆＬＯ１＝１
６６０ＭＨｚの場合には、無線周波数ｆＲＦはｆＲＦ＝
ｆＬＯ１＋ｆＩＦ＝１９００ＭＨｚとなる。

【００４０】また、イメージ成分の周波数はｆＬＯ１−
ｆＩＦ＝１４２０ＭＨｚとなり、所望信号とイメージ成
分の周波数差は４８０ＭＨｚとなる。

【００４１】一方、キャリアリークは第１ローカル信号
ＬＯ１の周波数と同じなので周波数ｆＬＯ１＝１６６０
ＭＨｚとなり、所望信号との周波数差は２４０ＭＨｚと
なる。

【００４２】したがって、イメージ成分ほど帯域通過フ
ィルタ２００による減衰は期待できないため、ローカル
リークを抑えるためには、アップコンバータ１６０に入
力される直流成分をできるだけ低く抑える必要がある。

【００４３】ここで、図１２にアップコンバータ１６０
に入力される直流成分を遮断する送信系無線部の構成を
示す。

【００４４】図１２に示す送信系無線部は、図８に示す
送信系無線部の低域通過フィルタ１４０とアップコンバ
ータ１６０の間にキャパシタ１５０を挿入し、直流成分
遮断特性を持たせている。

【００４５】アップコンバータ１６０には、一般的にギ
ルバートセル方式のダブルバランスドミキサ回路が用い
られ、キャパシタ１５０は実際にはこのアップコンバー
タ１６０のＩＦ段に挿入される。

【００４６】図１３にこのアップコンバータ１６０の構
成を示す。

【００４７】ギルバートセル回路はＩＦ段の電圧電流変
換部１６１、第１ローカル信号ＬＯ１によるスイッチ部
１６３、電流電圧変換部１６５および電流源１６７−
１、１６７−２から構成されている。

【００４８】ここで、電圧電流変換部１６１は、トラン
ジスタ１６２−１、１６２−２を具備して構成され、ス
イッチ部１６３は、トランジスタ１６４−１乃至１６４
−４を具備して構成され、電流電圧変換部１６５は、抵
抗１６６−１、１６６−２を具備して構成される。

【００４９】このアップコンバータ１６０は、電圧電流
変換部１６１でＩＦ信号を電流信号に変換し、スイッチ
部１６３でこの電流変換されたＩＦ信号にＬＯ１信号が
ミキシングされ、このミキシングされた信号が電流電圧
変換部１６５で再び電圧信号に変換されてＲＦ信号とし
て出力される。

【００５０】ここで、前述の直流成分遮断特性はトラン
ジスタ１６２−１とトランジスタ１６２−２のエミッタ
間をキャパシタ１５１で接続することで得られる。

【００５１】このとき、電圧電流変換部１６１のトラン
スコンダクタンスＧｍは、式（１）で表される。

【００５２】 Ｇｍ＝１／ｊωＣ ・・・（１） ここで、ωは角周波数、Ｃは電圧電流変換部１６１全体
の容量値を示す。

【００５３】したがって、直流成分に対する利得は理想
的に０となり、アップコンバータ１６０までに発生した
直流オフセットは除去できる。

【００５４】しかし、図１３に示した回路を設計する場
合、ＩＦ信号の入力信号振幅にもよるが、電圧電流変換
部１６１で生じる歪みを抑えるために線形性を考慮する
必要があり、一般的には式（２）を満たすように設計さ
れる。

【００５５】 １／ωＣ≧５０ ・・・（２） このように、アップコンバータ１６０を図１３に示すよ
うな構成にした場合の高調波減衰特性を図１４に示す。

【００５６】図１４に示すように、キャパシタ１５０に
よりアップコンバータ１６０に直流遮断特性を持たせた
場合、低域通過フィルタ１４０で高調波成分を抑圧し、
キャパシタ１５０で直流成分を遮断することができる。

【００５７】しかし、このキャパシタ１５０により所望
信号も減衰され。所望信号に対する高調波スプリアスの
減衰比が小さくなってしまう。

【００５８】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
の無線送信装置に用いられるアップコンバータの構成で
は、アップコンバータの内の電圧電流変換回路を含むＩ
Ｆブロックによりローカルリークの原因となる直流オフ
セットを低減する手段を講じると、アップコンバータの
ＩＦ信号入力段の周波数特性が所望のＩＦ信号と高調波
スプリアスとの比を劣化させてしまうという問題が生じ
る。

【００５９】そこで、この発明は、所望周波数の信号を
減衰させることなく、高調波スプリアスと直流オフセッ
トを低減することができる無線送信装置を提供すること
を目的とする。

【００６０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１の発明は、ベースバンド信号を直交変調器
で直交変調して該直交変調した中間周波数信号をアップ
コンバータでアップコンバートして送信する無線送信装
置において、前記直交変調した信号から高調波成分を除
去する第１のフィルタと、前記直交変調した信号から該
信号に含まれる直流成分を除去する直流遮断手段とを具
備することを特徴とする。

【００６１】また、請求項２の発明は、請求項１の発明
において、前記直流遮断手段は、零点が０Ｈｚにありか
つ極が０Ｈｚから中間周波数信号の周波数ｆＩＦの間に
存在する特性を有することを特徴とする。

【００６２】また、請求項３の発明は、請求項１の発明
において、前記直流遮断手段は、前記アップコンバータ
の電圧電流変換部のペアトランジスタのエミッタ間に接
続された零点が０Ｈｚにありかつ極が０Ｈｚから中間周
波数信号の周波数ｆＩＦの間に存在するインピーダンス
素子あるいは回路であることを特徴とする。

【００６３】また、請求項４の発明は、請求項３の発明
において、前記インピーダンス回路は、所定の抵抗とコ
ンデンサの直列回路からなることを特徴とする。

【００６４】また、請求項５の発明は、請求項３の発明
において、前記インピーダンス回路は、コンデンサの両
端に所定の抵抗を接続した一個のコンデンサと２個の抵
抗の直列回路からなることを特徴とする。

【００６５】また、請求項６の発明は、請求項１の発明
において、前記直流遮断手段は、前記アップコンバータ
の前段に設けられたバッファの電圧電流変換部のペアト
ランジスタのエミッタ間に接続された零点が０Ｈｚにあ
りかつ極が０ＨｚからｆＩＦの間に存在するインピーダ
ンス素子あるいは回路であることを特徴とする。

【００６６】

【発明の実施の形態】以下、この発明に係わる無線送信
装置の実施の形態を添付図面を参照して詳細に説明す
る。

【００６７】図１は、この発明に係わる無線送信装置の
一実施の形態を示したものである。

【００６８】図１において、この無線送信装置の送信系
無線部はベースバンド部１０、直交変調器２０、第２ロ
ーカル発振器３０、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）４０、
直流遮断部５０、アップコンバータ６０、第１ローカル
発振器７０、バッファアンプ８０から構成されている。

【００６９】また、直交変調器２０は９０度移相分配器
２１、リミッタアンプ２２、２３および周波数変換器２
４、２５から構成されている。

【００７０】さて、直交変調器２０には第２ローカル発
振器３０から出力される周波数ｆＬＯ２の第２ローカル
信号ＬＯ２が入力される。

【００７１】この第２ローカル信号ＬＯ２は、まず９０
度移相分配器２１に入力され、移相０度、９０度の２つ
の信号に分配される。９０度移相分配器２１で分配され
た第２ローカル信号ＬＯ２はそれぞれリミッタアンプ２
２、２３に入力され、等しい振幅になるように制限され
たのち、周波数変換器２４、２５に入力される。

【００７２】また、周波数変換器２４、２５には、ベー
スバンド部１０からから出力される直交ＢＢ信号（Ｉ，
Ｑ）がそれぞれ入力され、周波数変換される。

【００７３】例えば、ＢＢ信号の周波数をｆＢＢ、第２
ローカル信号ＬＯ２の周波数をｆＬＯ２（ｆＬＯ２＞ｆ
ＢＢ）とすると周波数変換器２４、２５からは周波数
（ｆＬＯ２＋ｆＢＢ）および周波数（ｆＬＯ２−ｆＢ
Ｂ）の信号が出力されるが、この２つの周波数成分のう
ち一方は所望出力信号であるが、他方は不要なイメージ
成分である。

【００７４】しかし、周波数変換器２４、２５の出力に
おいて所望信号は同相で、イメージ成分は逆相となるた
め、これらの出力を加算部２６で加算すると所望信号は
強調し、イメージ成分は減衰させることができる。

【００７５】周波数（ｆＬＯ２＋ｆＢＢ）、周波数（ｆ
ＬＯ２−ｆＢＢ）のどちらの周波数成分が強調されるか
は、システムによって定められたＢＢ信号および９０度
移相分配器２１で分配された第２ローカル信号ＬＯ２の
位相関係によって定まる。

【００７６】ここでは、説明を簡単にするために周波数
ｆＩＦ＝ｆＬＯ２＋ｆＢＢの信号を所望信号とする。直
交変調器２０では９０度移相分配器２１で分配された第
２ローカル信号ＬＯ２の振幅誤差を抑えるためにリミッ
タアンプ２２、２３によって振幅が等しくなるように制
限をかけられているため、リミッタアンプ２２、２３の
出力波形は矩形波状になる。

【００７７】このため、リミッタアンプ２２、２３の出
力には基本周波数ｆＬＯ２の基本周波数成分だけでな
く、周波数２ｆＬＯ２、３ｆＬＯ２、４ＬＯ２・・・と
いった基本周波数の整数倍の高調波成分が含まれる。

【００７８】したがって、周波数変換器２４、２５にお
ける第２ローカル信号ＬＯ２とＢＢ信号のミキシングに
より、直交変調器２０の出力には周波数ｆＩＦの所望信
号の他にＬＯ２信号の高調波成分とＢＢ信号のミキシン
グにより生じる高調波スプリアスが出力される。

【００７９】そのため、直交変調器２０とアップコンバ
ータ６０の間に、周波数ｆＩＦの所望信号を通過し、直
交変調器２０から出力される高調波スプリアス成分を減
衰することができる周波数特性を持つ低域通過フィルタ
４０を設けている。

【００８０】さらに、直交変調器２０の出力あるいは低
域通過フィルタ４０から出力される直流（０Ｈｚ）オフ
セットを遮断する直流遮断部５０を低域通過フィルタ４
０とアップコンバータ６０の間に設けている。

【００８１】ここで、図２に直流遮断部５０の特性を、
図３に低域通過フィルタ４０と直流遮断部５０を組み合
わせた周波数特性を示す。

【００８２】直流遮断部５０は、図２に示すように、Ｓ
平面上で、零点が０Ｈｚにあり、かつ極が０Ｈｚからｆ
ＩＦの間に存在する特性を持っており、これにより零点
のある直流（０Ｈｚ）成分を遮断できる。

【００８３】また、直流遮断部５０を、その極を０Ｈｚ
からｆＩＦの間にあるように構成し、この直流遮断部５
０と低域通過フィルタ４０とを組み合わせることで、図
３に示すような所望信号周波数ｆＩＦ近傍に利得のピー
クを持ち、周波数が高くなるほど利得が低くなる周波数
特性を得ることができる。

【００８４】この結果、図４に示すように、周波数ｆＩ
Ｆの所望信号に大きな影響を与えず高調波スプリアス成
分を抑圧することができる。

【００８５】次に、直流遮断部５０の詳細について説明
するが、この実施の形態においては、直流遮断部５０が
アップコンバータ６０に組み込まれているため、直流遮
断部５０を組み込んだアップコンバータ６０の構成につ
いて説明する。

【００８６】図５は、このように構成したアップコンバ
ータ６０−１を一構成例を回路図で示したものである。

【００８７】図５において、このアップコンバータ６０
−１は、電圧電流変換部６１−１、スイッチ部６３−
１、電流電圧変換部６５−１および電流源６７−１、６
７−２から構成されている。

【００８８】ここで、電圧電流変換部６１−１はトラン
ジスタ６２−１、６２−２および直流遮断部５１−１を
具備して構成され、スイッチ部６３−１はトランジスタ
６４−１乃至６４−４を具備して構成され、電流電圧変
換部６５−１は抵抗６６−１、６６−２を具備して構成
される。

【００８９】このアップコンバータ６０−１は、電圧電
流変換部６１−１でＩＦ信号を電流信号に変換し、スイ
ッチ部６３−１でこの電流信号に変換されたＩＦ信号に
第１ローカル発振器７０から出力される第１ローカル信
号ＬＯ１をミキシングし、これを電流電圧変換部６５−
１で再び電圧信号に変換してＲＦ信号として出力する。

【００９０】ここで、直流遮断部５１−１はインピーダ
ンスＺの素子で構成され、ＩＦ信号入力段の電圧電流変
換部６１−１を構成するトランジスタ６２−１とトラン
ジスタ６２−２のエミッタ間を接続している。

【００９１】このインピーダンスＺは、零点が０Ｈｚ
（直流）に存在し、また極は０Ｈｚから周波数ｆＩＦ間
に存在する特性を持つものである。

【００９２】図６は、上記直流遮断部５１−１のインピ
ーダンス素子の構成例を示したものである。

【００９３】図６において、図６（ａ）では、インピー
ダンス素子Ｚが、キャパシタ５２−１と抵抗５３−１の
直列回路で構成される場合を示しており、図６（ｂ）で
は、インピーダンス素子Ｚが、キャパシタ５２−２と抵
抗５３−２、５３−３の直列回路で構成される場合を示
している。

【００９４】すなわち、図６（ａ）に示す例では、電圧
電流変換部６１−２を構成するトランジスタ６２−３と
トランジスタ６２−４のエミッタ間をキャパシタ５２−
１と抵抗５３−１の直列回路で接続している。

【００９５】したがって、電圧電流変換部６１−２は、
その零点が０Ｈｚに存在することになり、また極は次式
（３）に示すｆｐに存在することになる。

【００９６】 ｆｐ＝１／（２πＲＣ） ・・・（３） （ただし、Ｃはキャパシタ５２−１の容量値、Ｒは抵抗
５３−１の抵抗値）そこで、周波数ｆｐが０Ｈｚから周
波数ｆＩＦの間の値になるようにキャパシタ５２−１お
よび抵抗５３−１の値を選ぶことで直流オフセットを遮
断することができる。

【００９７】また、図６（ｂ）に示す例では、電圧電流
変換部６１−３を構成するトランジスタ６２−５とトラ
ンジスタ６２−６のエミッタ間を抵抗５３−２、キャパ
シタ５２−２、抵抗５３−３の直列回路で接続してい
る。

【００９８】図６（ｂ）では電圧電流変換部６１−３を
対称的に構成することができ、差動回路を理想的に動作
させることができるので、非対称な図６（ａ）に示す回
路構成に比べ、偶数次の高調波スプリアスの抑圧に効果
がある。

【００９９】この電圧電流変換部６１−３においても零
点が０Ｈｚに存在し、また極はキャパシタ５２−２の容
量値をＣ、抵抗５３−２と抵抗５３−３の抵抗値の和を
Ｒとしたとき、上記式（３）で示される点に存在する。

【０１００】ところで、図５に示すアップコンバータ６
０−１の電圧電流変換部６１−１に大きな利得が必要な
場合は、電圧電流変換部６１−１を構成するトランジス
タ６２−１とトランジスタ６２−２のエミッタ間に接続
される直流遮断部５１−１のインピーダンス素子の抵抗
分を小さくする必要がある。

【０１０１】しかし、式（３）で示されるように極の存
在する周波数を一定に保つには抵抗値を小さくした分、
容量値は逆に大きくする必要がある。

【０１０２】ところで、キャパシタはＩＣ内において抵
抗、トランジスタなどの素子と比べて大きな面積を必要
とし、また容量値が大きいほど必要な面積が大きくなる
ことから、ＩＣの小形化の点からキャパシタの容量値は
小さくする必要がある。

【０１０３】ここで、トランジスタ６２−１とトランジ
スタ６２−２のエミッタ間に接続されるインピーダンス
素子の抵抗分を小さくした場合を第２の実施例として説
明する。

【０１０４】図７は、このように構成したアップコンバ
ータの他の構成例を回路図で示したものである。

【０１０５】図７において、このアップコンバータ６０
−２は、電圧電流変換部６１−４、スイッチ部６３−
２、電流電圧変換部６５−２および電流源６７−７、６
７−８で構成される。

【０１０６】なお、このアップコンバータ６０−２の説
明においては、電圧電流変換部６１−４以外は、図５に
示したアップコンバータ６０−１と同様であるのでその
説明は省略する。

【０１０７】図７において、電圧電流変換部６１−４
は、トランジスタ６２−７とトランジスタ６２−８のエ
ミッタ間を抵抗６８のみで接続している。

【０１０８】しかし、この抵抗６８のみでは直流オフセ
ットを遮断することができないので、アップコンバータ
６０−２の前段にバッファアンプ９０を設け、バッファ
アンプ９０で直流オフセットを遮断する。

【０１０９】バッファアンプ９０は、電圧電流変換を行
うトランジスタ９１−１、９１−２と電流源９２−１、
９２−２、抵抗９３−１、９３−２および電流電圧変換
を行うトランジスタ９４−１、９４−２、電流源９５−
１、９５−２から構成される。

【０１１０】また、バッファアンプ９０の電圧電流変換
部（ＩＦ入力部）を構成するトランジスタ９１−１とト
ランジスタ９１−２のエミッタ間に直流遮断部５１−２
としてのインピーダンス素子を設け、このインピーダン
ス素子を零点が０Ｈｚ（直流）に存在し、極が０Ｈｚか
ら周波数ｆＩＦ間に存在する特性になるように設定す
る。

【０１１１】この実施例の場合、トランジスタ９１−
１、９１−２、９４−１、９４−２で生じる直流オフセ
ットがローカルリークの原因となってしまうが、バッフ
ァアンプ９０の前段から入力される直流オフセットは抑
圧できるので、ローカルリークは小さい値に抑えられ
る。

【０１１２】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、低域通過フィルタと直流遮断部を組み合わせて使用
することで、高調波と直流オフセットにより発生する無
線周波数付近の不要なスプリアス成分を所望周波数の信
号を減衰させることなく抑圧できるという効果を奏す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係わる無線送信装置の一実施の形態
を示した回路構成図。

【図２】図１に示した無線送信装置における直流遮断部
の特性を説明するためのＳ平面特性図。

【図３】図１に示した無線送信装置における低域通過フ
ィルタと直流遮断部を組み合わせた周波数特性を示した
周波数特性図。

【図４】図１に示した無線送信装置における低域通過フ
ィルタと直流遮断部を組み合わせた周波数特性および各
周波数成分を示した図。

【図５】図１に示した無線送信装置におけるアップコン
バータの第１の構成例を示す回路図。

【図６】図５に示したアップコンバータの直流遮断部を
構成するインピーダンス素子の構成例を示した回路図。

【図７】図１に示した無線送信装置におけるアップコン
バータの第２の構成例を示す回路図。

【図８】従来のヘテロダイン方式を用いたディジタル無
線通信機の送信系無線部の構成を示した回路構成図。

【図９】図８に示した直交変調器における振幅制限によ
る信号波形を説明するための波形図。

【図１０】図８に示した従来の送信系無線部の直交変調
器が出力する信号に含まれる周波数成分を示した図。

【図１１】図８に示した従来の送信系無線部の低域通過
フィルタの周波数特性を示した図。

【図１２】図８に示した従来の送信系無線部においてア
ップコンバータに入力される直流成分を遮断する送信系
無線部の構成を示した図。

【図１３】図１２に示したアップコンバータの構成を示
した回路図。

【図１４】図１３に示したアップコンバータによる高調
波減衰特性を示した図。

【符号の説明】

１０ ベースバンド部 ２０ 直交変調器 ２１ ９０度移相分配器 ２２、２３ リミッタアンプ ２４、２５ 周波数変換器 ３０ 第２ローカル発振器 ４０ 低域通過フィルタ ５０、５１−１、５１−２ 直流遮断部 ５２−１、５２−２ キャパシタ ５３−１、５３−２、５３−３ 抵抗 ６０、６０−１、６０−２ アップコンバータ ６１−１〜６１−４ 電圧電流変換部 ６２−１〜６２−８ トランジスタ ６３−１、６３−２ スイッチ部 ６４−１〜６４−４ トランジスタ ６５−１、６５−２ 電流電圧変換部 ６６−１、６６−２ 抵抗 ６７−１、６７−２、６７−７、６７−８ 電流源 ６８ 抵抗 ７０ 第１ローカル発振器 ８０ バッファアンプ ９０ バッファアンプ ９１−１、９１−２ トランジスタ ９２−１、９２−２ 電流源 ９３−１、９３−２ 抵抗 ９４−１、９４−２ トランジスタ ９５−１、９５−２ 電流源

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ベースバンド信号を直交変調器で直交変
   調して該直交変調した中間周波数信号をアップコンバー
   タでアップコンバートして送信する無線送信装置におい
   て、 前記直交変調した信号から高調波成分を除去する第１の
   フィルタと、 前記直交変調した信号から該信号に含まれる直流成分を
   除去する直流遮断手段とを具備することを特徴とする無
   線送信装置。
2. 【請求項２】 前記直流遮断手段は、 零点が０Ｈｚにありかつ極が０Ｈｚから中間周波数信号
   の周波数ｆＩＦの間に存在する特性を有することを特徴
   とする請求項１記載の無線送信装置。
3. 【請求項３】 前記直流遮断手段は、 前記アップコンバータの電圧電流変換部のペアトランジ
   スタのエミッタ間に接続された零点が０Ｈｚにありかつ
   極が０Ｈｚから中間周波数信号の周波数ｆＩＦの間に存
   在するインピーダンス素子あるいは回路であることを特
   徴とする請求項１記載の無線送信装置。
4. 【請求項４】 前記インピーダンス回路は、 所定の抵抗とコンデンサの直列回路からなることを特徴
   とする請求項３記載の無線送信装置。
5. 【請求項５】 前記インピーダンス回路は、 コンデンサの両端に所定の抵抗を接続した一個のコンデ
   ンサと２個の抵抗の直列回路からなることを特徴とする
   請求項３記載の無線送信装置。
6. 【請求項６】 前記直流遮断手段は、 前記アップコンバータの前段に設けられたバッファの電
   圧電流変換部のペアトランジスタのエミッタ間に接続さ
   れた零点が０Ｈｚにありかつ極が０ＨｚからｆＩＦの間
   に存在するインピーダンス素子あるいは回路であること
   を特徴とする請求項１記載の無線送信装置。