JPH09275386A - マルチキャリア方式の受信機 - Google Patents
マルチキャリア方式の受信機Info
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- JPH09275386A JPH09275386A JP8112771A JP11277196A JPH09275386A JP H09275386 A JPH09275386 A JP H09275386A JP 8112771 A JP8112771 A JP 8112771A JP 11277196 A JP11277196 A JP 11277196A JP H09275386 A JPH09275386 A JP H09275386A
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 マルチパス、フェージングに対して、自動周
波数制御の誤差を小さくする。 【解決手段】 位相変調されたマルチキャリアを受信す
るマルチキャリア方式の受信機において、マルチキャリ
アの同相、直交位相成分から位相変化を検出する位相変
化検出部３１と、検出位相変化の同相、直交成分から位
相変調成分を除去して前記位相変化のずれを検出する位
相変調除去部３２と、位相変化のずれを複数のキャリア
について統計的に処理する統計処理部３３と、統計的に
処理された位相変化のずれの時間微分を周波数のずれと
して局部発振器にフィードバックして自動周波数変調を
行うフィードバック量制御部３４とを備える。
波数制御の誤差を小さくする。 【解決手段】 位相変調されたマルチキャリアを受信す
るマルチキャリア方式の受信機において、マルチキャリ
アの同相、直交位相成分から位相変化を検出する位相変
化検出部３１と、検出位相変化の同相、直交成分から位
相変調成分を除去して前記位相変化のずれを検出する位
相変調除去部３２と、位相変化のずれを複数のキャリア
について統計的に処理する統計処理部３３と、統計的に
処理された位相変化のずれの時間微分を周波数のずれと
して局部発振器にフィードバックして自動周波数変調を
行うフィードバック量制御部３４とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ）方式を採用したマルチキャリア方式の受
信機に関し、特に、マルチパス、フェージングに対し
て、自動周波数制御の誤差を小さくすることに関する。
重（ＯＦＤＭ）方式を採用したマルチキャリア方式の受
信機に関し、特に、マルチパス、フェージングに対し
て、自動周波数制御の誤差を小さくすることに関する。
【０００２】
【従来の技術】図１８は従来の直交周波数分割多重方式
を採用したマルチキャリア方式の受信機の概要を示す図
である。なお、全図を通じて同一の構成要素には同一の
参照番号又は記号を付して示す。本図に示すように、マ
ルチキャリア方式の受信機は、直交周波数分割多重方式
におけるマルチキャリアのそれぞれにＱＰＳＫ（Quadri
phase Phase Shift Keying）の変調が行われ所望の高周
波に変換されて伝送路を経由した電波を受信するアンテ
ナ１と、アンテナ１に接続されて不要信号を除去する帯
域通過フィルタ２と、帯域通過フィルタ２に接続されて
受信信号を増幅する高周波増幅器３と、ダイレクトコン
バージョンを行うために増幅信号を同相成分（Ｉ）と直
交成分（Ｑ）に分離する乗算器４及び５と、乗算器５へ
の接続される９０°移相器６と、移相器６及び乗算器４
に所望高周波信号を出力する局部発振器７と、乗算器４
及び５に接続されてベースバンドを形成する低域通過フ
ィルタ８及び９と、これらにそれぞれ接続される可変利
得増幅器１０及び１１と、これらにそれぞれ接続される
Ａ／Ｄ変換器１２及び１３（Analog to DigitalConvert
er)と、これらに接続される二乗器１４及び１５と、こ
れらの結果を加算する加算部１６と、加算結果の平方根
演算を行う平方根演算部１７と、これに接続される直並
列変換部１８と、これに接続されるＦＦＴ１９（高速フ
ーリエ変換器）と、これに接続されて受信シンボル列を
形成する並直列変換部２０と、ＦＦＴ１０に接続される
自動周波数制御部２１及び自動利得制御部２２と、これ
らにそれぞれ接続されるＤ／Ａ変換器２３及び２４と、
これらにそれぞれ接続される低域通過フィルタ２５及び
２６とを具備し、低域通過フィルタ２５は局部発振器７
を制御し、低域通過フィルタ２６は高周波増幅器３及び
可変利得制御部１０及び１１を制御する。
を採用したマルチキャリア方式の受信機の概要を示す図
である。なお、全図を通じて同一の構成要素には同一の
参照番号又は記号を付して示す。本図に示すように、マ
ルチキャリア方式の受信機は、直交周波数分割多重方式
におけるマルチキャリアのそれぞれにＱＰＳＫ（Quadri
phase Phase Shift Keying）の変調が行われ所望の高周
波に変換されて伝送路を経由した電波を受信するアンテ
ナ１と、アンテナ１に接続されて不要信号を除去する帯
域通過フィルタ２と、帯域通過フィルタ２に接続されて
受信信号を増幅する高周波増幅器３と、ダイレクトコン
バージョンを行うために増幅信号を同相成分（Ｉ）と直
交成分（Ｑ）に分離する乗算器４及び５と、乗算器５へ
の接続される９０°移相器６と、移相器６及び乗算器４
に所望高周波信号を出力する局部発振器７と、乗算器４
及び５に接続されてベースバンドを形成する低域通過フ
ィルタ８及び９と、これらにそれぞれ接続される可変利
得増幅器１０及び１１と、これらにそれぞれ接続される
Ａ／Ｄ変換器１２及び１３（Analog to DigitalConvert
er)と、これらに接続される二乗器１４及び１５と、こ
れらの結果を加算する加算部１６と、加算結果の平方根
演算を行う平方根演算部１７と、これに接続される直並
列変換部１８と、これに接続されるＦＦＴ１９（高速フ
ーリエ変換器）と、これに接続されて受信シンボル列を
形成する並直列変換部２０と、ＦＦＴ１０に接続される
自動周波数制御部２１及び自動利得制御部２２と、これ
らにそれぞれ接続されるＤ／Ａ変換器２３及び２４と、
これらにそれぞれ接続される低域通過フィルタ２５及び
２６とを具備し、低域通過フィルタ２５は局部発振器７
を制御し、低域通過フィルタ２６は高周波増幅器３及び
可変利得制御部１０及び１１を制御する。
【０００３】なお、自動利得制御部２２では、ＦＦＴ１
９により得られた直流成分を基に、増幅利得の制御を行
う。また、二乗器１４及び１５、加算器１６、平方根演
算部１７、直並列変換部１８、ＦＦＴ１９及び並直列変
換部２０はＤＳＰ（ディジタル信号処理部）に形成され
る。
９により得られた直流成分を基に、増幅利得の制御を行
う。また、二乗器１４及び１５、加算器１６、平方根演
算部１７、直並列変換部１８、ＦＦＴ１９及び並直列変
換部２０はＤＳＰ（ディジタル信号処理部）に形成され
る。
【０００４】今、受信入力をＳ（１）、局部発振器７の
発振出力をＳ（２）及び移相器６の出力をＳ（３）とす
ると、 Ｓ（１）＝Ｅ1 ｓｉｎ（ω1 ｔ＋θ） …（１） Ｓ（２）＝Ｅ0 ｓｉｎ（ω0 ｔ） …（２） Ｓ（３）＝Ｅ0 ｃｏｓ（ω0 ｔ） …（３） であり、上式を基に乗算器４及び５の乗算出力Ｓ（４）
及びＳ（５）をそれぞれ求めると、 Ｓ（４）＝Ｓ（１）・Ｓ（２） ＝Ｅ1 ｓｉｎ（ω1 ｔ＋θ）・Ｅ0 ｓｉｎ（ω0 ｔ） ＝−１／２Ｅ1 Ｅ0 ｛ｃｏｓ（ω1 ｔ＋ω0 ｔ＋θ） −ｃｏｓ（ω1 ｔ−ω0 ｔ＋θ）｝ …（４） Ｓ（５）＝Ｓ（１）・Ｓ（３） ＝Ｅ1 ｓｉｎ（ω1 ｔ＋θ）・Ｅ0 ｃｏｓ（ω0 ｔ） ＝１／２Ｅ1 Ｅ0 ｛ｓｉｎ（ω1 ｔ＋ω0 ｔ＋θ） ＋ｓｉｎ（ω1 ｔ−ω0 ｔ＋θ）｝ …（５） であり、また、低域通過フィルタ８及び９では（４）及
び（５）式の前項が阻止されるから、その出力Ｓ（６）
及びＳ（７）は、それぞれ、 Ｓ（６）＝１／２Ｅ1 Ｅ0 ｃｏｓ（ω1 ｔ−ω0 ｔ＋θ）｝ …（６） Ｓ（７）＝１／２Ｅ1 Ｅ0 ｓｉｎ（ω1 ｔ−ω0 ｔ＋θ）｝ …（７） となる。ここで、ω1 ＝ω0 とすると、 Ｓ（８）＝１／２Ｅ1 Ｅ0 ｃｏｓ（θ） …（８） Ｓ（９）＝１／２Ｅ1 Ｅ0 ｓｉｎ（θ） …（９） となる。
発振出力をＳ（２）及び移相器６の出力をＳ（３）とす
ると、 Ｓ（１）＝Ｅ1 ｓｉｎ（ω1 ｔ＋θ） …（１） Ｓ（２）＝Ｅ0 ｓｉｎ（ω0 ｔ） …（２） Ｓ（３）＝Ｅ0 ｃｏｓ（ω0 ｔ） …（３） であり、上式を基に乗算器４及び５の乗算出力Ｓ（４）
及びＳ（５）をそれぞれ求めると、 Ｓ（４）＝Ｓ（１）・Ｓ（２） ＝Ｅ1 ｓｉｎ（ω1 ｔ＋θ）・Ｅ0 ｓｉｎ（ω0 ｔ） ＝−１／２Ｅ1 Ｅ0 ｛ｃｏｓ（ω1 ｔ＋ω0 ｔ＋θ） −ｃｏｓ（ω1 ｔ−ω0 ｔ＋θ）｝ …（４） Ｓ（５）＝Ｓ（１）・Ｓ（３） ＝Ｅ1 ｓｉｎ（ω1 ｔ＋θ）・Ｅ0 ｃｏｓ（ω0 ｔ） ＝１／２Ｅ1 Ｅ0 ｛ｓｉｎ（ω1 ｔ＋ω0 ｔ＋θ） ＋ｓｉｎ（ω1 ｔ−ω0 ｔ＋θ）｝ …（５） であり、また、低域通過フィルタ８及び９では（４）及
び（５）式の前項が阻止されるから、その出力Ｓ（６）
及びＳ（７）は、それぞれ、 Ｓ（６）＝１／２Ｅ1 Ｅ0 ｃｏｓ（ω1 ｔ−ω0 ｔ＋θ）｝ …（６） Ｓ（７）＝１／２Ｅ1 Ｅ0 ｓｉｎ（ω1 ｔ−ω0 ｔ＋θ）｝ …（７） となる。ここで、ω1 ＝ω0 とすると、 Ｓ（８）＝１／２Ｅ1 Ｅ0 ｃｏｓ（θ） …（８） Ｓ（９）＝１／２Ｅ1 Ｅ0 ｓｉｎ（θ） …（９） となる。
【０００５】二乗器１４及び１５には、Ｓ（８）及び
（９）が入力し、それらの出力をＳ（１０）及びＳ（１
１）、加算器１６の出力をＳ（１２）、平方根演算部１
７の出力Ｓ（１３）とすると、 Ｓ（１０）＝Ｓ（８）2 ＝１／４Ｅ12Ｅ02ｃｏｓ2 （θ） …（１０） Ｓ（１１）＝Ｓ（９）2 ＝１／４Ｅ12Ｅ02ｓｉｎ2 （θ） …（１１） Ｓ（１２）＝１／４Ｅ12Ｅ02｛ｃｏｓ2 （θ）＋ｓｉｎ2 （θ）｝ ＝１／４Ｅ12Ｅ02 …（１２） Ｓ（１３）＝｛Ｓ（１２）｝1/2 ＝１／２Ｅ1 Ｅ0 …（１３） となり、ダイレクトコンバージョンが可能になる。
（９）が入力し、それらの出力をＳ（１０）及びＳ（１
１）、加算器１６の出力をＳ（１２）、平方根演算部１
７の出力Ｓ（１３）とすると、 Ｓ（１０）＝Ｓ（８）2 ＝１／４Ｅ12Ｅ02ｃｏｓ2 （θ） …（１０） Ｓ（１１）＝Ｓ（９）2 ＝１／４Ｅ12Ｅ02ｓｉｎ2 （θ） …（１１） Ｓ（１２）＝１／４Ｅ12Ｅ02｛ｃｏｓ2 （θ）＋ｓｉｎ2 （θ）｝ ＝１／４Ｅ12Ｅ02 …（１２） Ｓ（１３）＝｛Ｓ（１２）｝1/2 ＝１／２Ｅ1 Ｅ0 …（１３） となり、ダイレクトコンバージョンが可能になる。
【０００６】図１９は自動周波数制御部２１を説明する
図である。本図に示すように、自動周波数制御部２１
は、ＦＦＴ１９から２つのキャリアＡ及びＢを入力して
各キャリアのレベルＡ及びＢを求めるレベル部２１１及
び２１２と、求められたレベルＡ及びＢの大きさを比較
して、この比較結果を基にＤ／Ａ変換器２３等を介して
局部発振器７を制御する比較部２１３を有する。
図である。本図に示すように、自動周波数制御部２１
は、ＦＦＴ１９から２つのキャリアＡ及びＢを入力して
各キャリアのレベルＡ及びＢを求めるレベル部２１１及
び２１２と、求められたレベルＡ及びＢの大きさを比較
して、この比較結果を基にＤ／Ａ変換器２３等を介して
局部発振器７を制御する比較部２１３を有する。
【０００７】図２０は自動周波数制御部２１の制御特性
を説明する図である。本図（ａ）に示すように、受信信
号Ｓ（１）は、広い周波数帯を有し、多数のキャリアの
うち中心にはキャリアがないため、ディップしている。
本図（ｂ）には、受信信号Ｓ（１）の周波数をダイレク
トコンバージョンして、ＦＦＴ１９により求められたキ
ャリアが示され、上記２つのキャリアＡ及びＢは多数の
キャリアの中心の両側に位置する。もし、局部発振器７
の発信周波数がずれると、２つのキャリアＡ及びＢのレ
ベルに偏りが生じるので、この偏りを検出して局部発振
器７を制御することが可能である。
を説明する図である。本図（ａ）に示すように、受信信
号Ｓ（１）は、広い周波数帯を有し、多数のキャリアの
うち中心にはキャリアがないため、ディップしている。
本図（ｂ）には、受信信号Ｓ（１）の周波数をダイレク
トコンバージョンして、ＦＦＴ１９により求められたキ
ャリアが示され、上記２つのキャリアＡ及びＢは多数の
キャリアの中心の両側に位置する。もし、局部発振器７
の発信周波数がずれると、２つのキャリアＡ及びＢのレ
ベルに偏りが生じるので、この偏りを検出して局部発振
器７を制御することが可能である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記マ
ルチキャリア方式の受信機では、マルチパスフェージン
グ発生時には、上記２つのキャリアＡ及びＢのレベルに
変動が生じて、局部発振器７への誤った周波数制御が行
われ、受信機全体に悪影響を与えるとの問題がある。
ルチキャリア方式の受信機では、マルチパスフェージン
グ発生時には、上記２つのキャリアＡ及びＢのレベルに
変動が生じて、局部発振器７への誤った周波数制御が行
われ、受信機全体に悪影響を与えるとの問題がある。
【０００９】したがって、本発明は上記問題点に鑑み、
マルチフェージング発生時も、自動周波数制御が適切に
行えるマルチキャリア方式の受信機を提供することを目
的とする。
マルチフェージング発生時も、自動周波数制御が適切に
行えるマルチキャリア方式の受信機を提供することを目
的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決するために、位相変調されたマルチキャリアを受信
するマルチキャリア方式の受信機において、前記マルチ
キャリアの同相、直交位相成分から位相変化を検出する
位相変化検出部と、前記検出位相変化の同相、直交成分
から位相変調成分を除去して前記位相変化のずれを検出
する位相変調除去部と、前記位相変化のずれを複数のキ
ャリアについて統計的に処理する統計処理部と、統計的
に処理された位相変化のずれの時間微分を周波数のずれ
として局部発振器にフィードバックして自動周波数変調
を行うフィードバック量制御部とを備える。さらに、前
記位相変調除去部は、検出位相変化をリサージュ波形で
表し、回転により一点に移動して位相変調成分を除去し
て前記位相変化のずれを検出する。また、前記位相変調
除去部は、低域通過フィルタを用いて前記検出位相変化
の同相、直交成分から位相変調成分を除去し、除去され
た同相、直交成分をリサージュ波形に表し、前記位相変
化のずれを検出する。この手段により、放送波のメイン
キャリアと受信機の局部発振器の信号波の周波数を位相
変化で検出することで、マルチパス、フェージングその
他のレベル変動による誤差を軽減することができ、良好
な自動周波数制御を実現できる。
解決するために、位相変調されたマルチキャリアを受信
するマルチキャリア方式の受信機において、前記マルチ
キャリアの同相、直交位相成分から位相変化を検出する
位相変化検出部と、前記検出位相変化の同相、直交成分
から位相変調成分を除去して前記位相変化のずれを検出
する位相変調除去部と、前記位相変化のずれを複数のキ
ャリアについて統計的に処理する統計処理部と、統計的
に処理された位相変化のずれの時間微分を周波数のずれ
として局部発振器にフィードバックして自動周波数変調
を行うフィードバック量制御部とを備える。さらに、前
記位相変調除去部は、検出位相変化をリサージュ波形で
表し、回転により一点に移動して位相変調成分を除去し
て前記位相変化のずれを検出する。また、前記位相変調
除去部は、低域通過フィルタを用いて前記検出位相変化
の同相、直交成分から位相変調成分を除去し、除去され
た同相、直交成分をリサージュ波形に表し、前記位相変
化のずれを検出する。この手段により、放送波のメイン
キャリアと受信機の局部発振器の信号波の周波数を位相
変化で検出することで、マルチパス、フェージングその
他のレベル変動による誤差を軽減することができ、良好
な自動周波数制御を実現できる。
【００１１】前記統計処理部は、マルチキャリアのうち
任意の複数のキャリアの前記位相変化ずれを平均して前
記フィードバック量制御部に出力し、又は、前記マルチ
キャリアのうち任意の複数のキャリアについて、前記位
相変化のずれを求め、これらを大きさの順にならべ、予
め定めた順位のものを出力する。この手段により、一部
の対象のキャリアに妨害があった場合でも悪影響を軽減
できる。
任意の複数のキャリアの前記位相変化ずれを平均して前
記フィードバック量制御部に出力し、又は、前記マルチ
キャリアのうち任意の複数のキャリアについて、前記位
相変化のずれを求め、これらを大きさの順にならべ、予
め定めた順位のものを出力する。この手段により、一部
の対象のキャリアに妨害があった場合でも悪影響を軽減
できる。
【００１２】前記統計処理部は、前記マルチキャリアの
うち任意の複数のキャリアについて、前記位相変化のず
れを求め、これらから異常値を除去した残りを平均す
る。この手段により、妨害によるキャリアの異常にも関
わらず良好な自動周波数制御を実現できる。前記異常値
を発生するキャリアの代わりに、次回のサンプリング時
は、これと異なるキャリアの位相変化のずれを用いるよ
うにしてもよい。この手段により、異常値を発生するキ
ャリアは次の瞬間もマルチパス環境下にある可能性が高
いので、別のキャリアを用いることにより、異常値の検
出を回避する。
うち任意の複数のキャリアについて、前記位相変化のず
れを求め、これらから異常値を除去した残りを平均す
る。この手段により、妨害によるキャリアの異常にも関
わらず良好な自動周波数制御を実現できる。前記異常値
を発生するキャリアの代わりに、次回のサンプリング時
は、これと異なるキャリアの位相変化のずれを用いるよ
うにしてもよい。この手段により、異常値を発生するキ
ャリアは次の瞬間もマルチパス環境下にある可能性が高
いので、別のキャリアを用いることにより、異常値の検
出を回避する。
【００１３】前記統計処理部は、前記マルチキャリアを
複数のグループに分け、前記マルチキャリアのうち任意
の複数のキャリアを、乱数で、前記複数のグループから
選択する。この手段により、より平均化された良好な自
動周波数制御を実現することができる。前記フィードバ
ック量制御部は、前記キャリアの位相変化のずれの大き
さに応じて重み付ける。この手段により自動周波数制御
の収束性が向上し、同時に収束時の安定度が向上する。
複数のグループに分け、前記マルチキャリアのうち任意
の複数のキャリアを、乱数で、前記複数のグループから
選択する。この手段により、より平均化された良好な自
動周波数制御を実現することができる。前記フィードバ
ック量制御部は、前記キャリアの位相変化のずれの大き
さに応じて重み付ける。この手段により自動周波数制御
の収束性が向上し、同時に収束時の安定度が向上する。
【００１４】前記フィードバック量制御部は、前記キャ
リアの位相変化のずれが小さい場合にはフィードバック
を停止する。この手段により、自動周波数制御が一旦安
定した場合にはかなりの時間が経過し受信機の環境が変
わらない限る変化しない。このため、むやみに制御する
より安定した発振周波数が得られる。前記位相変化検出
部、前記位相変調除去部、前記フィードバック量制御部
及び前記統計処理部から構成さえるものを第１の自動周
波数制御部とし、さらに、前記マルチキャリアの中心に
位置する２つのキャリアのレベルを比較して検出された
レベルの偏りを局部発振器にフィードバックする第２の
自動周波数制御部とを備え、前記第１の自動周波数制御
部を粗調として、前記第２の自動周波数制御部を微調と
して使用する。この手段により、引き込み範囲の広い安
定した自動周波数制御を実現することができる。
リアの位相変化のずれが小さい場合にはフィードバック
を停止する。この手段により、自動周波数制御が一旦安
定した場合にはかなりの時間が経過し受信機の環境が変
わらない限る変化しない。このため、むやみに制御する
より安定した発振周波数が得られる。前記位相変化検出
部、前記位相変調除去部、前記フィードバック量制御部
及び前記統計処理部から構成さえるものを第１の自動周
波数制御部とし、さらに、前記マルチキャリアの中心に
位置する２つのキャリアのレベルを比較して検出された
レベルの偏りを局部発振器にフィードバックする第２の
自動周波数制御部とを備え、前記第１の自動周波数制御
部を粗調として、前記第２の自動周波数制御部を微調と
して使用する。この手段により、引き込み範囲の広い安
定した自動周波数制御を実現することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態について
図面を参照して説明する。マルチキャリア方式の受信機
に、従来の自動周波数制御部２１に代わり、自動周波数
制御部３０が設けられる。図１は本発明に係るマルチキ
ャリア方式の受信機の自動周波数制御部３０の例を示す
図である。本図に示すように、自動周波数制御部３０
は、ＦＦＴ１９により求められた任意の１つのキャリア
の位相変化を検出する位相変化検出部３１と、検出さた
位相変化から変調成分を除去して局部発振器７の変動を
検出する変調除去部３２と、各キャリアにおける局部発
振器７の変動を統計処理する統計処理部３３と、得られ
た局部発振器７の変動に対して局部発振器７への応答
性、収束性を改善するフィードバック量制御部３４とを
具備する。
図面を参照して説明する。マルチキャリア方式の受信機
に、従来の自動周波数制御部２１に代わり、自動周波数
制御部３０が設けられる。図１は本発明に係るマルチキ
ャリア方式の受信機の自動周波数制御部３０の例を示す
図である。本図に示すように、自動周波数制御部３０
は、ＦＦＴ１９により求められた任意の１つのキャリア
の位相変化を検出する位相変化検出部３１と、検出さた
位相変化から変調成分を除去して局部発振器７の変動を
検出する変調除去部３２と、各キャリアにおける局部発
振器７の変動を統計処理する統計処理部３３と、得られ
た局部発振器７の変動に対して局部発振器７への応答
性、収束性を改善するフィードバック量制御部３４とを
具備する。
【００１６】位相変化検出部３１には、ＦＦＴ１９から
ＱＰＳＫ位相変調成分の同相成分Ｉ：ｓｉｎγi , 直交
成分Ｑ：ｃｏｓγi が入力される。ここに、ＦＦＴ１９
のあるマルチキャリアの出力ｆi は、マルチキャリアの
搬送波をωi とすると、 ｆi ＝ａi ｓｉｎωi t ＋ｂi ｃｏｓωi t ＝（ａi 2 ＋ｂi 2 ）1/2 ｓｉｎ（ωi t ＋γi ） …（１４） γi ＝ｔａｎｂi i ／ａi …（１５） と表される。したがって、ｓｉｎγi ，ｃｏｓγi は以
下のように定義される。
ＱＰＳＫ位相変調成分の同相成分Ｉ：ｓｉｎγi , 直交
成分Ｑ：ｃｏｓγi が入力される。ここに、ＦＦＴ１９
のあるマルチキャリアの出力ｆi は、マルチキャリアの
搬送波をωi とすると、 ｆi ＝ａi ｓｉｎωi t ＋ｂi ｃｏｓωi t ＝（ａi 2 ＋ｂi 2 ）1/2 ｓｉｎ（ωi t ＋γi ） …（１４） γi ＝ｔａｎｂi i ／ａi …（１５） と表される。したがって、ｓｉｎγi ，ｃｏｓγi は以
下のように定義される。
【００１７】 ｓｉｎγi ＝ｂi ／（ａi 2 ＋ｂi 2 ）1/2 …（１６） ｃｏｓγi ＝ａi ／（ａi 2 ＋ｂi 2 ）1/2 …（１７） 図２は図１の位相変化検出部３１を説明する図である。
本図に示すように、位相変化検出部３１は、マルチキャ
リアωi の位相変調成分で今回の同相成分Ｉ：ｓｉｎγ
i,j 、直交成分Ｑ：ｃｏｓγi,j をそれぞれ入力して１
サンプル周期だけ遅延（ｊ：サンプリングの序数）して
前回の同相成分Ｉ：ｓｉｎγi,j-1 、直交成分Ｑ：ｃｏ
ｓγj-1 を格納する遅延器３１１、３１２と、今回の同
相成分Ｉと前回の直交成分Ｑを乗算する乗算器３１３
と、前回の同相成分Ｉと今回の直交成分Ｑを乗算する乗
算器３１４と、今回の同相成分Ｉと前回の同相成分Ｉを
乗算する乗算器３１５と、今回の直交成分Ｑと前回の直
交成分Ｑを乗算する乗算器３１６と、乗算器３１３の出
力及び３１４の反転出力を加算して位相変化の同相成分
Ｉ’を出力する加算器３１７と、乗算器３１５及び３１
６の出力を加算して位相変化の直交成分Ｑ’を出力する
加算器３１８を具備する。
本図に示すように、位相変化検出部３１は、マルチキャ
リアωi の位相変調成分で今回の同相成分Ｉ：ｓｉｎγ
i,j 、直交成分Ｑ：ｃｏｓγi,j をそれぞれ入力して１
サンプル周期だけ遅延（ｊ：サンプリングの序数）して
前回の同相成分Ｉ：ｓｉｎγi,j-1 、直交成分Ｑ：ｃｏ
ｓγj-1 を格納する遅延器３１１、３１２と、今回の同
相成分Ｉと前回の直交成分Ｑを乗算する乗算器３１３
と、前回の同相成分Ｉと今回の直交成分Ｑを乗算する乗
算器３１４と、今回の同相成分Ｉと前回の同相成分Ｉを
乗算する乗算器３１５と、今回の直交成分Ｑと前回の直
交成分Ｑを乗算する乗算器３１６と、乗算器３１３の出
力及び３１４の反転出力を加算して位相変化の同相成分
Ｉ’を出力する加算器３１７と、乗算器３１５及び３１
６の出力を加算して位相変化の直交成分Ｑ’を出力する
加算器３１８を具備する。
【００１８】ここに、位相変化の同相成分Ｉ’をＳ（１
４）、直交成分Ｑ’をＳ（１５）とし、 Ｓ（１４）＝ｓｉｎγi,j ・ｃｏｓγi,j-1 −ｃｏｓγi,j ・ｓｉｎγi,i-1 ＝ｓｉｎ（γi,j −γi,j-1 ） ＝ｓｉｎΔγi …（１８） （＝ξ） Ｓ（１５）＝ｃｏｓγi,j ・ｃｏｓγi,j-1 ＋ｓｉｎγi,j ・ｓｉｎγi,i-1 ＝ｃｏｓ（γi,j −γi,j-1 ） ＝ｃｏｓΔγi …（１９） （＝η） となる。
４）、直交成分Ｑ’をＳ（１５）とし、 Ｓ（１４）＝ｓｉｎγi,j ・ｃｏｓγi,j-1 −ｃｏｓγi,j ・ｓｉｎγi,i-1 ＝ｓｉｎ（γi,j −γi,j-1 ） ＝ｓｉｎΔγi …（１８） （＝ξ） Ｓ（１５）＝ｃｏｓγi,j ・ｃｏｓγi,j-1 ＋ｓｉｎγi,j ・ｓｉｎγi,i-1 ＝ｃｏｓ（γi,j −γi,j-1 ） ＝ｃｏｓΔγi …（１９） （＝η） となる。
【００１９】次に、位相変調除去部３２について説明す
る。図３は位相変化の同相成分Ｉ’及び直交成分Ｑ’を
リサージュ波形で表した図である。本図（ａ）に示すよ
うに、受信シンボルはＱＰＳＫで変調されているので、
位相変化は表現される。ここで、４つのシンボルの変動
は、局部発振器の発振器の変動に起因する。さらに、本
図（ｂ）に示すように、このリサージュ波形を４５°反
時計周りに回転する。回転後の位相変化の同相成分及び
直交成分をｘ、ｙとすると、 ｘ＝ξｃｏｓα−ηｓｉｎα …（１６） ｙ＝ξｓｉｎα＋ηｃｏｓα …（１７） ここで、α（＝４５°）は回転角であり、ξ、ηはそれ
ぞれ元の同相成分、直交成分である。このようにして、
ｘ、ｙ座標で表現し、受信シンボルが４つのどの象限に
あるかが判定できるようになる。
る。図３は位相変化の同相成分Ｉ’及び直交成分Ｑ’を
リサージュ波形で表した図である。本図（ａ）に示すよ
うに、受信シンボルはＱＰＳＫで変調されているので、
位相変化は表現される。ここで、４つのシンボルの変動
は、局部発振器の発振器の変動に起因する。さらに、本
図（ｂ）に示すように、このリサージュ波形を４５°反
時計周りに回転する。回転後の位相変化の同相成分及び
直交成分をｘ、ｙとすると、 ｘ＝ξｃｏｓα−ηｓｉｎα …（１６） ｙ＝ξｓｉｎα＋ηｃｏｓα …（１７） ここで、α（＝４５°）は回転角であり、ξ、ηはそれ
ぞれ元の同相成分、直交成分である。このようにして、
ｘ、ｙ座標で表現し、受信シンボルが４つのどの象限に
あるかが判定できるようになる。
【００２０】図４は変調除去部３２の動作を説明する図
である。本図（ａ）に示すように、変調除去部３３で
は、受信シンボルがどの象限にあるかを判定する。本図
（ｂ）に示すように、受信シンボルが第１象限に有る場
合には−４５°、第２象限に有る場合には−１３５°、
第３象限に有る場合には＋１３５°、さらに第４象限に
有る場合には＋４５°回転して、本図（ｃ）に示すよう
にｘ軸上の一点に回転移動する。このように回転移動し
た受信シンボルは、局部発振器７に変動がなければ、す
なわち、理想的には、本図（ｄ）に示すように、ｘ軸上
の一点に収束するはずである。しかし、局部発振器７の
発振周波数に変動があると、ｘ軸上の一点に収束せず、
例えば、回転移動した受信シンボルは、ｙ軸の＋方向に
位相がずれたり、ｙ軸の−方向に位相がずれたりする。
これは、受信シンボルでＱＰＳＫに変調されたキャリア
から変調成分を除去したキャリアの位相ずれを表すこと
を意味する。このキャリアの位相ずれをＰＤとして、キ
ャリアの位相ずれＰＤがｙ軸の＋方向にずれるならば、
局部発振器７の発振周波数が大きくなるようにずれ、ｙ
軸の−方向にずれるならば、局部発振器７の発振周波数
が小さくなるようにずれることを意味する。したがっ
て、キャリアの位相ずれＰＤがなくなるように、局部発
振器７にフィードバックして周波数制御を行うことが可
能になる。つまり、放送波のメインキャリアと、受信機
の局部発振器７の信号との周波数差を位相変化で検出す
ることで、マルチパスやフェージングその他によるレベ
ル変動による誤差を軽減することができ、良好な自動周
波数変調が実現できる。
である。本図（ａ）に示すように、変調除去部３３で
は、受信シンボルがどの象限にあるかを判定する。本図
（ｂ）に示すように、受信シンボルが第１象限に有る場
合には−４５°、第２象限に有る場合には−１３５°、
第３象限に有る場合には＋１３５°、さらに第４象限に
有る場合には＋４５°回転して、本図（ｃ）に示すよう
にｘ軸上の一点に回転移動する。このように回転移動し
た受信シンボルは、局部発振器７に変動がなければ、す
なわち、理想的には、本図（ｄ）に示すように、ｘ軸上
の一点に収束するはずである。しかし、局部発振器７の
発振周波数に変動があると、ｘ軸上の一点に収束せず、
例えば、回転移動した受信シンボルは、ｙ軸の＋方向に
位相がずれたり、ｙ軸の−方向に位相がずれたりする。
これは、受信シンボルでＱＰＳＫに変調されたキャリア
から変調成分を除去したキャリアの位相ずれを表すこと
を意味する。このキャリアの位相ずれをＰＤとして、キ
ャリアの位相ずれＰＤがｙ軸の＋方向にずれるならば、
局部発振器７の発振周波数が大きくなるようにずれ、ｙ
軸の−方向にずれるならば、局部発振器７の発振周波数
が小さくなるようにずれることを意味する。したがっ
て、キャリアの位相ずれＰＤがなくなるように、局部発
振器７にフィードバックして周波数制御を行うことが可
能になる。つまり、放送波のメインキャリアと、受信機
の局部発振器７の信号との周波数差を位相変化で検出す
ることで、マルチパスやフェージングその他によるレベ
ル変動による誤差を軽減することができ、良好な自動周
波数変調が実現できる。
【００２１】図５は統計処理部３３を説明する図であ
る。本図に示すように、キャリアのうち任意の複数のも
のｉ＝１、２、…、ｋ（＜ｎ）について、変調を除去し
たキャリアの位相ずれＰＤを平均化する。このように、
複数のキャリアから変調を除去したキャリア位相ずれＰ
Ｄを平均化することにより対象のキャリアにマルチパス
が発生した場合でもその悪影響を軽減できる。
る。本図に示すように、キャリアのうち任意の複数のも
のｉ＝１、２、…、ｋ（＜ｎ）について、変調を除去し
たキャリアの位相ずれＰＤを平均化する。このように、
複数のキャリアから変調を除去したキャリア位相ずれＰ
Ｄを平均化することにより対象のキャリアにマルチパス
が発生した場合でもその悪影響を軽減できる。
【００２２】図６は統計処理部３３の変形を示す図であ
る。本図（ａ）に示すように、変調除去したキャリア位
相ずれＰＤ１、ＰＤ２、…、ＰＤｋをＤＳＰのメモリ
（図示しない）に記憶し、これらを大きさの順番を、例
えば、ＰＤｍ＞ＰＤｍ＋１＞…＞ＰＤｍ＋ｋ−１のよう
に決定し、これらを昇降順又は下降順に配置変えする。
そして予め定められた順位のものをフィードバック制御
に採用する。
る。本図（ａ）に示すように、変調除去したキャリア位
相ずれＰＤ１、ＰＤ２、…、ＰＤｋをＤＳＰのメモリ
（図示しない）に記憶し、これらを大きさの順番を、例
えば、ＰＤｍ＞ＰＤｍ＋１＞…＞ＰＤｍ＋ｋ−１のよう
に決定し、これらを昇降順又は下降順に配置変えする。
そして予め定められた順位のものをフィードバック制御
に採用する。
【００２３】例えば、順位が中心のもをとれば平均した
と同様の効果を得ることができる。このようにして、複
数のキャリアから得た変調成分を除去したキャリア位相
ずれＰＤのうち異常値を取り除くことにより、マルチパ
スによるキャリアの異常に関わらず、良好な自動周波数
変調を実現できる。図７は統計処理部３３の別の変形を
示す図である。本図（ａ）に示すように、下降順に配列
して、本図（ｂ）に示すように、最大値ＰＤｍと最小値
ＰＤｍ＋ｋ−１を異常値として除いたｋ−２個の値で平
均を求めて変調成分を除去したキャリア位相ずれとして
採用する。また、全体の平均値に一定幅の規定値を設
け、それぞれのデータがこれを越えると異常値とするよ
うにしてもよい。この異常値はマルチパスフェージング
の影響を受けている恐れがあるためである。したがっ
て、複数のキャリアから得た変調成分を除去したキャリ
ア位相ずれＰＤのうち異常値を取り除くことにより、マ
ルチパスによるキャリアの異常に関わらず、良好な自動
周波数変調を実現できる。
と同様の効果を得ることができる。このようにして、複
数のキャリアから得た変調成分を除去したキャリア位相
ずれＰＤのうち異常値を取り除くことにより、マルチパ
スによるキャリアの異常に関わらず、良好な自動周波数
変調を実現できる。図７は統計処理部３３の別の変形を
示す図である。本図（ａ）に示すように、下降順に配列
して、本図（ｂ）に示すように、最大値ＰＤｍと最小値
ＰＤｍ＋ｋ−１を異常値として除いたｋ−２個の値で平
均を求めて変調成分を除去したキャリア位相ずれとして
採用する。また、全体の平均値に一定幅の規定値を設
け、それぞれのデータがこれを越えると異常値とするよ
うにしてもよい。この異常値はマルチパスフェージング
の影響を受けている恐れがあるためである。したがっ
て、複数のキャリアから得た変調成分を除去したキャリ
ア位相ずれＰＤのうち異常値を取り除くことにより、マ
ルチパスによるキャリアの異常に関わらず、良好な自動
周波数変調を実現できる。
【００２４】また、異常値判定されたキャリア、前述の
例では、ｉ＝ｍ、ｍ＋ｋ−１のキャリアはマルチパスフ
ェージングの影響を受けているおそれがあるため、デー
タの信頼性が下がるので、次回のサンプリング時にはこ
のキャリアのデータは、採用せず、代わりに他のキャリ
アのデータを採用する。このようにするのは、あるタイ
ミングで、異常値が検出されるということは、マルチパ
スが発生していると考えられ、このキャリアは次の瞬間
もマルチパス環境下にある可能性が高いことから、次の
サンプリング時に別のキャリアにすれば異常値が検出さ
れる可能性が低くなる。よって、データの信頼性が向上
する。
例では、ｉ＝ｍ、ｍ＋ｋ−１のキャリアはマルチパスフ
ェージングの影響を受けているおそれがあるため、デー
タの信頼性が下がるので、次回のサンプリング時にはこ
のキャリアのデータは、採用せず、代わりに他のキャリ
アのデータを採用する。このようにするのは、あるタイ
ミングで、異常値が検出されるということは、マルチパ
スが発生していると考えられ、このキャリアは次の瞬間
もマルチパス環境下にある可能性が高いことから、次の
サンプリング時に別のキャリアにすれば異常値が検出さ
れる可能性が低くなる。よって、データの信頼性が向上
する。
【００２５】以上では、キャリアのうち任意の複数のキ
ャリアに対して平均化処理を行ったが、任意の複数のキ
ャリアの選択について、以下に、説明する。図８は統計
処理部３３の他の変形を示す図である。本図に示すよう
に、変調を除去したキャリア位相ずれＰＤで、ＤＳＰの
メモリに記憶されたものを採用単位として複数のグルー
プに区分し、乱数テーブルを用いて１つの区分を決定
し、これらのグループをポインタで選択して平均化のた
めに採用する。
ャリアに対して平均化処理を行ったが、任意の複数のキ
ャリアの選択について、以下に、説明する。図８は統計
処理部３３の他の変形を示す図である。本図に示すよう
に、変調を除去したキャリア位相ずれＰＤで、ＤＳＰの
メモリに記憶されたものを採用単位として複数のグルー
プに区分し、乱数テーブルを用いて１つの区分を決定
し、これらのグループをポインタで選択して平均化のた
めに採用する。
【００２６】また、乱数テーブルを用いて、複数の中か
ら単一のキャリアを選択して、フィウードバックに使用
するようにしてもよい。複数のキャリアを採用する場合
に、一定のキャリアを採用するのに、ランダムに採用す
る方が、より平均化され良好な自動周波数変調が実現で
きる。図９はフィードバック量制御部３４を説明する図
である。本図に示すように、フィードバック量制御部３
４では変調成分を除去したキャリア位相ずれＰＤの大き
さに比例（比例係数＝ｋ”）するフィードバック制御量
を求め、ずれＰＤが所定値±ａよりも大きくなる場合に
は大きな比例係数ｋ’（＞ｋ”）を用いる。このよう
に、フィードバック制御量に重みを付けることにより、
収束性が向上し、同時に収束時の安定度が向上する。
ら単一のキャリアを選択して、フィウードバックに使用
するようにしてもよい。複数のキャリアを採用する場合
に、一定のキャリアを採用するのに、ランダムに採用す
る方が、より平均化され良好な自動周波数変調が実現で
きる。図９はフィードバック量制御部３４を説明する図
である。本図に示すように、フィードバック量制御部３
４では変調成分を除去したキャリア位相ずれＰＤの大き
さに比例（比例係数＝ｋ”）するフィードバック制御量
を求め、ずれＰＤが所定値±ａよりも大きくなる場合に
は大きな比例係数ｋ’（＞ｋ”）を用いる。このよう
に、フィードバック制御量に重みを付けることにより、
収束性が向上し、同時に収束時の安定度が向上する。
【００２７】図１０は図９のフィードバック量制御部３
４の変形例を示す図である。本図に示すように、変調成
分を除去しキャリア位相ずれＰＤの大きさが一定値±ｂ
（＜±ａ）以下の場合には比例係数を零にしフィードバ
ックを行わない。自動周波数制御が一旦安定した場合に
は、かなりの時間が経過し受信機の環境（特に温度変化
による局部発振器７の発信周波数の変化）が変わらない
限り変化しない。このため、むやみに制御するより、安
定した発振周波数が得られる。詰まり、良好な自動周波
数制御を可能になる。
４の変形例を示す図である。本図に示すように、変調成
分を除去しキャリア位相ずれＰＤの大きさが一定値±ｂ
（＜±ａ）以下の場合には比例係数を零にしフィードバ
ックを行わない。自動周波数制御が一旦安定した場合に
は、かなりの時間が経過し受信機の環境（特に温度変化
による局部発振器７の発信周波数の変化）が変わらない
限り変化しない。このため、むやみに制御するより、安
定した発振周波数が得られる。詰まり、良好な自動周波
数制御を可能になる。
【００２８】次に、位相情報か変調成分を除去し自動周
波数制御（ＡＦＣ）をする場合に、問題となるのは、変
調成分を除去する量を誤る程に位相変化が生じた場合で
ある。これは追従範囲が狭いことを意味する。したがっ
て、先ず、従来の２つのキャリアＡ及びＢのレベル比較
によりある程度（変調成分を誤らない程度）ひき込み、
その後位相情報により自動周波数変調を行うようにして
もよい。
波数制御（ＡＦＣ）をする場合に、問題となるのは、変
調成分を除去する量を誤る程に位相変化が生じた場合で
ある。これは追従範囲が狭いことを意味する。したがっ
て、先ず、従来の２つのキャリアＡ及びＢのレベル比較
によりある程度（変調成分を誤らない程度）ひき込み、
その後位相情報により自動周波数変調を行うようにして
もよい。
【００２９】従来のレベル検波による自動周波数変調は
追従範囲（引き込み範囲）が広い利点があり、これと安
定性のある本発明を組み合わせて検出方法を切り換える
ことで、ひき込み範囲の広い、安定した良好な自動周波
数制御を実現できるものである。図１１は本発明に係る
マルチキャリア方式の受信機の自動周波数制御部３０の
他の例を示す図である。本図に示すように、自動周波数
制御部３０は、図１の例と比較して、位相変調除去部４
２が、以下のように、異なる。
追従範囲（引き込み範囲）が広い利点があり、これと安
定性のある本発明を組み合わせて検出方法を切り換える
ことで、ひき込み範囲の広い、安定した良好な自動周波
数制御を実現できるものである。図１１は本発明に係る
マルチキャリア方式の受信機の自動周波数制御部３０の
他の例を示す図である。本図に示すように、自動周波数
制御部３０は、図１の例と比較して、位相変調除去部４
２が、以下のように、異なる。
【００３０】図１２は得られた同相、直交位相変化のリ
サージュ波形を示す図である。本図に示すように、リサ
ージュ波形で表すと、ＱＰＳＫ変調なので、位相変化Δ
γiは位相変調成分の変化として、±４５°、±１３５
°が求められる。本図に示す位相変化Δγi の変動は、
局部発振器７の発振の変動に起因している。図１３は位
相変化の同相成分ｓｉｎΔγi の一例を示す図である。
本図に示すように、同相成分ｓｉｎΔγi の信号波形は
シンボル単位で変化し、時間的にはサンプリング周期ｔ
s 単位で変化する。
サージュ波形を示す図である。本図に示すように、リサ
ージュ波形で表すと、ＱＰＳＫ変調なので、位相変化Δ
γiは位相変調成分の変化として、±４５°、±１３５
°が求められる。本図に示す位相変化Δγi の変動は、
局部発振器７の発振の変動に起因している。図１３は位
相変化の同相成分ｓｉｎΔγi の一例を示す図である。
本図に示すように、同相成分ｓｉｎΔγi の信号波形は
シンボル単位で変化し、時間的にはサンプリング周期ｔ
s 単位で変化する。
【００３１】図１４は位相変化の同相成分ｓｉｎΔγi
の信号波形の周波数成分を示す図である。位相変調成分
はランダムに変化するので、本図に示すように、周波数
１／ｔs で変化する位相成分が最も多く、周波数２／ｔ
s 、周波数３／ｔs 、周波数４／ｔs の順に少なくなっ
ていく。位相変調除去部４２を構成する低域通過フィル
タは、遮断周波数ｆ＜４／ｔsに設定されて、変調成分
を除去する。
の信号波形の周波数成分を示す図である。位相変調成分
はランダムに変化するので、本図に示すように、周波数
１／ｔs で変化する位相成分が最も多く、周波数２／ｔ
s 、周波数３／ｔs 、周波数４／ｔs の順に少なくなっ
ていく。位相変調除去部４２を構成する低域通過フィル
タは、遮断周波数ｆ＜４／ｔsに設定されて、変調成分
を除去する。
【００３２】図１５は、位相変調除去部４２の出力にお
けるリサージュ波形を説明する図である。本図に示すよ
うに、位相変調成分が除去されているので、位相変化Δ
γiは原点に収束し、原点付近を変動する。図１６は局
部発振器７の周波数のずれと位相変化Δγi の関係を説
明する図である。局部発振器７の周波数のずれは、単位
時間当たりの位相変化として求められる。本図に示すよ
うに、周波数のずれの方向では、リサージュ波形で、例
えば、０〜１８０°に位相変化Δγi がある場合には、
周波数が正にずれたと判断され、１８０〜３６０°に位
相変化Δγi がある場合には、周波数が負にずれたと判
断される。
けるリサージュ波形を説明する図である。本図に示すよ
うに、位相変調成分が除去されているので、位相変化Δ
γiは原点に収束し、原点付近を変動する。図１６は局
部発振器７の周波数のずれと位相変化Δγi の関係を説
明する図である。局部発振器７の周波数のずれは、単位
時間当たりの位相変化として求められる。本図に示すよ
うに、周波数のずれの方向では、リサージュ波形で、例
えば、０〜１８０°に位相変化Δγi がある場合には、
周波数が正にずれたと判断され、１８０〜３６０°に位
相変化Δγi がある場合には、周波数が負にずれたと判
断される。
【００３３】このように、従来のようにマルチキャリア
の中心付近の２つのキャリアのレベル差から周波数ずれ
を検出するよりも、マルチキャリアの任意の１つのキャ
リアの位相変化を検出して周波数ずれを検出するので、
マルチパス、フェージングの影響が小さくなる。なお、
本発明による自動周波数制御部３０を粗調として、図１
９に示す自動周波数制御部２１を微調として用いてもよ
い。引き込み範囲の広い安定した自動周波数制御を実現
するためである。
の中心付近の２つのキャリアのレベル差から周波数ずれ
を検出するよりも、マルチキャリアの任意の１つのキャ
リアの位相変化を検出して周波数ずれを検出するので、
マルチパス、フェージングの影響が小さくなる。なお、
本発明による自動周波数制御部３０を粗調として、図１
９に示す自動周波数制御部２１を微調として用いてもよ
い。引き込み範囲の広い安定した自動周波数制御を実現
するためである。
【図１】本発明に係るマルチキャリア方式の受信機の自
動周波数制御部３０の例を示す図である。
動周波数制御部３０の例を示す図である。
【図２】図１の位相変化検出部３１を説明する図であ
る。
る。
【図３】位相変化の同相成分Ｉ’及び直交成分をリサー
ジュ波形で表した図である。
ジュ波形で表した図である。
【図４】位相変調除去部３２の動作を説明する図であ
る。
る。
【図５】統計処理部３３を説明する図である。
【図６】統計処理部３３の変形を示す図である。
【図７】統計処理部３３の別の変形を示す図である。
【図８】統計処理部３３の他の変形を示す図である。
【図９】フィードバック量制御部３４を説明する図であ
る。
る。
【図１０】図９のフィードバック量制御部３４の変形例
を示す図である。
を示す図である。
【図１１】本発明に係るマルチキャリア方式の受信機の
自動周波数制御部３０の他の例を示す図である。
自動周波数制御部３０の他の例を示す図である。
【図１２】得られた同相、直交位相変化のリサージュ波
形を示す図である。
形を示す図である。
【図１３】位相変化の同相成分ｓｉｎΔγi の一例を示
す図である。
す図である。
【図１４】位相変化の同相成分ｓｉｎΔγi の信号波形
の周波数成分を示す図である。
の周波数成分を示す図である。
【図１５】変調除去部２２の出力におけるリサージュ波
形を説明する図である。
形を説明する図である。
【図１６】局部発振器７の周波数のずれと位相変化Δγ
i の関係を説明する図である。
i の関係を説明する図である。
【図１７】位相変化を複数のキャリアについて求めて平
均化する、図１の統計処理部３３の例を説明する図であ
る。
均化する、図１の統計処理部３３の例を説明する図であ
る。
【図１８】従来の直交周波数分割多重方式を採用したマ
ルチキャリア方式の受信機の概要を示す図である。
ルチキャリア方式の受信機の概要を示す図である。
【図１９】図１８の自動周波数制御部２１を説明する図
である。
である。
【図２０】図１８の自動周波数制御部２１の制御特性を
説明する図である。
説明する図である。
１９…ＦＦＴ ２１、３０…自動周波数制御部 ３１…位相変化検出部 ３２、４２…位相変調除去部 ３３…統計処理部 ３４…フィードバック量制御部
Claims (11)
- 【請求項１】 位相変調されたマルチキャリアを受信す
るマルチキャリア方式の受信機において、 前記マルチキャリアの同相、直交位相成分から位相変化
を検出する位相変化検出部と、 前記検出位相変化の同相、直交成分から位相変調成分を
除去して前記位相変化のずれを検出する位相変調除去部
と、 前記位相変化のずれを複数のキャリアについて統計的に
処理する統計処理部と、 統計的に処理された位相変化のずれの時間微分を周波数
のずれとして局部発振器にフィードバックして自動周波
数変調を行うフィードバック量制御部とを備えることを
特徴とするマルチキャリア方式の受信機。 - 【請求項２】 前記位相変調除去部は、検出位相変化を
リサージュ波形で表し、回転により一点に移動して位相
変調成分を除去して前記位相変化のずれを検出すること
を特徴とする、請求項１に記載のマルチキャリア方式の
受信機。 - 【請求項３】 前記位相変調除去部は、低域通過フィル
タを用いて前記検出位相変化の同相、直交成分から位相
変調成分を除去し、除去された同相、直交成分をリサー
ジュ波形に表し、前記位相変化のずれを検出することを
特徴とする、請求項１に記載のマルチキャリア方式の受
信機。 - 【請求項４】 前記統計処理部は、マルチキャリアのう
ち任意の複数のキャリアの前記位相変化ずれを平均して
前記フィードバック量制御部に出力することを特徴とす
る、請求項１に記載のマルチキャリア方式の受信機。 - 【請求項５】 前記統計処理部は、前記マルチキャリア
のうち任意の複数のキャリアについて、前記位相変化の
ずれを求め、これらを大きさの順にならべ、予め定めた
順位のものを出力することを特徴とする、請求項１に記
載のマルチキャリア方式の受信機。 - 【請求項６】 前記統計処理部は、前記マルチキャリア
のうち任意の複数のキャリアについて、前記位相変化の
ずれを求め、これらから異常値を除去した残りを平均す
ることを特徴とする、請求項１に記載のマルチキャリア
方式の受信機。 - 【請求項７】 前記異常値を発生するキャリアの代わり
に、次回のサンプリング時は、これと異なるキャリアの
位相変化のずれを用いることを特徴とする、請求項６に
記載のマルチキャリア方式の受信機。 - 【請求項８】 前記統計処理部は、前記マルチキャリア
を複数のグループに分け、前記マルチキャリアのうち任
意の複数のキャリアを、乱数で、前記複数のグループか
ら選択することを特徴とする、請求項１に記載のマルチ
キャリア方式の受信機。 - 【請求項９】 前記フィードバック量制御部は、前記キ
ャリアの位相変化のずれの大きさに応じて重み付けるこ
を特徴とする、請求項１に記載のマルチキャリア方式の
受信機。 - 【請求項１０】 前記フィードバック量制御部は、前記
キャリアの位相変化のずれが小さい場合にはフィードバ
ックを停止することを特徴とする、請求項１に記載のマ
ルチキャリア方式の受信機。 - 【請求項１１】 前記位相変化検出部、前記位相変調除
去部、前記フィードバック量制御部及び前記統計処理部
から構成さえるものを第１の自動周波数制御部とし、さ
らに、前記マルチキャリアの中心に位置する２つのキャ
リアのレベルを比較して検出されたレベルの偏りを局部
発振器にフィードバックする第２の自動周波数制御部と
を備え、 前記第１の自動周波数制御部を粗調として、前記第２の
自動周波数制御部を微調として使用することを特徴とす
る、請求項１に記載のマルチキャリア方式の受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8112771A JPH09275386A (ja) | 1996-02-06 | 1996-05-07 | マルチキャリア方式の受信機 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1973596 | 1996-02-06 | ||
| JP8-19735 | 1996-02-06 | ||
| JP8112771A JPH09275386A (ja) | 1996-02-06 | 1996-05-07 | マルチキャリア方式の受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09275386A true JPH09275386A (ja) | 1997-10-21 |
Family
ID=26356581
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8112771A Withdrawn JPH09275386A (ja) | 1996-02-06 | 1996-05-07 | マルチキャリア方式の受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09275386A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100443051B1 (ko) * | 2002-06-18 | 2004-08-04 | 주식회사 젤라인 | 다중 반송파 수신 시스템의 초기신호 검출방법 및 이를수행하기 위한 장치 |
| US6871046B2 (en) | 2000-11-01 | 2005-03-22 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Radio transmitting apparatus and radio transmitting method |
| JP2008508535A (ja) * | 2004-08-03 | 2008-03-21 | ローデ ウント シュワルツ ゲーエムベーハー ウント コー カーゲー | 高周波信号の位相ジッターを測定する方法、及び該方法を実行する測定装置 |
-
1996
- 1996-05-07 JP JP8112771A patent/JPH09275386A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6871046B2 (en) | 2000-11-01 | 2005-03-22 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Radio transmitting apparatus and radio transmitting method |
| KR100443051B1 (ko) * | 2002-06-18 | 2004-08-04 | 주식회사 젤라인 | 다중 반송파 수신 시스템의 초기신호 검출방법 및 이를수행하기 위한 장치 |
| JP2008508535A (ja) * | 2004-08-03 | 2008-03-21 | ローデ ウント シュワルツ ゲーエムベーハー ウント コー カーゲー | 高周波信号の位相ジッターを測定する方法、及び該方法を実行する測定装置 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
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