JPH09103073A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH09103073A JPH09103073A JP7258503A JP25850395A JPH09103073A JP H09103073 A JPH09103073 A JP H09103073A JP 7258503 A JP7258503 A JP 7258503A JP 25850395 A JP25850395 A JP 25850395A JP H09103073 A JPH09103073 A JP H09103073A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
- H02M3/33592—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 同期整流回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ
に関し、動作の安定化と効率の向上とを図る。 【解決手段】 トランスＴの一次巻線に、制御回路１に
よってオン，オフが制御されるメインスイッチング素子
（Ｑ１）を接続し、二次巻線に、整流側同期整流スイッ
チング素子（Ｑ４）とフライホイール側同整流スイッチ
ング素子（Ｑ５）とからなる同期整流回路を接続したＤ
Ｃ−ＤＣコンバータに於いて、整流側同期整流スイッチ
ング素子（Ｑ４）及びフライホイール型同期整流スイッ
チング素子（Ｑ５）と直列にコイル又は可飽和リアクト
ル（Ｌ１，Ｌ２）を接続した。
に関し、動作の安定化と効率の向上とを図る。 【解決手段】 トランスＴの一次巻線に、制御回路１に
よってオン，オフが制御されるメインスイッチング素子
（Ｑ１）を接続し、二次巻線に、整流側同期整流スイッ
チング素子（Ｑ４）とフライホイール側同整流スイッチ
ング素子（Ｑ５）とからなる同期整流回路を接続したＤ
Ｃ−ＤＣコンバータに於いて、整流側同期整流スイッチ
ング素子（Ｑ４）及びフライホイール型同期整流スイッ
チング素子（Ｑ５）と直列にコイル又は可飽和リアクト
ル（Ｌ１，Ｌ２）を接続した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同期整流回路を備
えたＤＣ−ＤＣコンバータに関する。同期整流回路は、
整流側ダイオードとフライホイール側ダイオードとを、
電界効果トランジスタ等の同期整流スイッチング素子に
置換し、トランスの二次巻線の誘起電圧の極性に対応し
てオン，オフ制御し、同期整流スイッチング素子のオン
抵抗が極めて小さいことにより、ダイオードを用いた場
合に比較してＤＣ−ＤＣコンバータの効率を向上するこ
とができるものである。このような同期整流回路を備え
たＤＣ−ＤＣコンバータの動作の安定化と効率の向上と
を図ることが要望されている。
えたＤＣ−ＤＣコンバータに関する。同期整流回路は、
整流側ダイオードとフライホイール側ダイオードとを、
電界効果トランジスタ等の同期整流スイッチング素子に
置換し、トランスの二次巻線の誘起電圧の極性に対応し
てオン，オフ制御し、同期整流スイッチング素子のオン
抵抗が極めて小さいことにより、ダイオードを用いた場
合に比較してＤＣ−ＤＣコンバータの効率を向上するこ
とができるものである。このような同期整流回路を備え
たＤＣ−ＤＣコンバータの動作の安定化と効率の向上と
を図ることが要望されている。
【０００２】
【従来の技術】図１３は従来例の説明図であり、同期整
流回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの要部を示す。同
図に於いて、２１は制御回路、２２はバッテリ或いは交
流電圧を整流した直流電源、２３，２４は安定化した直
流電圧の出力端子、２５はトランス、Ｑ１１はメインス
イッチング素子としての電界効果トランジスタ、Ｑ１４
は整流側同期整流スイッチング素子としての電界効果ト
ランジスタ、Ｑ１５はフライホイール側同期整流スイッ
チング素子としての電界効果トランジスタ、ｄ１１，ｄ
１４，ｄ１５は電界効果トランジスタの基板内のｐ層，
ｎ層の接合によって形成されるボディダイオード（寄生
ダイオード）、Ｌ，Ｃは平滑用のチョークコイルとコン
デンサである。
流回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの要部を示す。同
図に於いて、２１は制御回路、２２はバッテリ或いは交
流電圧を整流した直流電源、２３，２４は安定化した直
流電圧の出力端子、２５はトランス、Ｑ１１はメインス
イッチング素子としての電界効果トランジスタ、Ｑ１４
は整流側同期整流スイッチング素子としての電界効果ト
ランジスタ、Ｑ１５はフライホイール側同期整流スイッ
チング素子としての電界効果トランジスタ、ｄ１１，ｄ
１４，ｄ１５は電界効果トランジスタの基板内のｐ層，
ｎ層の接合によって形成されるボディダイオード（寄生
ダイオード）、Ｌ，Ｃは平滑用のチョークコイルとコン
デンサである。
【０００３】制御回路２１は、出力端子２３，２４間の
直流電圧と設定基準電圧とを比較し、その誤差分に対応
して、メインスイッチング素子としての電界効果トラン
ジスタＱ１１のオン期間を制御する。又この電界効果ト
ランジスタＱ１１のオン期間に於けるトランス２５の二
次巻線の誘起電圧を、整流側同期整流スイッチング素子
の電界効果トランジスタＱ１４をオンとして整流し、且
つフライホイール側同期整流スイッチング素子の電界効
果トランジスタＱ１５をオフとする。
直流電圧と設定基準電圧とを比較し、その誤差分に対応
して、メインスイッチング素子としての電界効果トラン
ジスタＱ１１のオン期間を制御する。又この電界効果ト
ランジスタＱ１１のオン期間に於けるトランス２５の二
次巻線の誘起電圧を、整流側同期整流スイッチング素子
の電界効果トランジスタＱ１４をオンとして整流し、且
つフライホイール側同期整流スイッチング素子の電界効
果トランジスタＱ１５をオフとする。
【０００４】又制御回路２１は、電界効果トランジスタ
Ｑ１１をオフとした時に、電界効果トランジスタＱ１４
をオフ、電界効果トランジスタＱ１５をオンとし、チョ
ークコイルＬの蓄積エネルギによる電流を電界効果トラ
ンジスタＱ１５を介して流れるようにする。
Ｑ１１をオフとした時に、電界効果トランジスタＱ１４
をオフ、電界効果トランジスタＱ１５をオンとし、チョ
ークコイルＬの蓄積エネルギによる電流を電界効果トラ
ンジスタＱ１５を介して流れるようにする。
【０００５】又トランス２５の二次巻線の誘起電圧を利
用して、整流側同期整流スイッチング素子としての電界
効果トランジスタＱ１４と、フライホイール側同期整流
スイッチング素子としての電界効果トランジスタＱ１５
とを制御し、トランス２５の一次巻線に接続した電界効
果トランジスタＱ１１のオン，オフに同期して電界効果
トランジスタＱ１４，Ｑ１５のオン，オフを制御する構
成も知られている。
用して、整流側同期整流スイッチング素子としての電界
効果トランジスタＱ１４と、フライホイール側同期整流
スイッチング素子としての電界効果トランジスタＱ１５
とを制御し、トランス２５の一次巻線に接続した電界効
果トランジスタＱ１１のオン，オフに同期して電界効果
トランジスタＱ１４，Ｑ１５のオン，オフを制御する構
成も知られている。
【０００６】通常のｐｎ接合のダイオードの順方向電圧
は０．６Ｖ程度であり、これに対して、低オン抵抗の電
界効果トランジスタは、１０ｍΩ程度以下のオン抵抗の
ものも実現されている。従って、ダイオードの代わりに
電界効果トランジスタを用いて、ダイオードとして作用
するタイミングにオンとなるように制御する同期整流回
路を設けることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率
を向上させることができる。
は０．６Ｖ程度であり、これに対して、低オン抵抗の電
界効果トランジスタは、１０ｍΩ程度以下のオン抵抗の
ものも実現されている。従って、ダイオードの代わりに
電界効果トランジスタを用いて、ダイオードとして作用
するタイミングにオンとなるように制御する同期整流回
路を設けることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率
を向上させることができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】整流側同期整流スイッ
チング素子としての電界効果トランジスタＱ１４と、フ
ライホイール側同期整流スイッチング素子としての電界
効果トランジスタＱ１５を、交互にオン，オフ制御する
ものであるが、動作遅延等によって、電界効果トランジ
スタＱ１４，Ｑ１５が同時にオン状態となると、トラン
ス２５の二次巻線は短絡された状態となり、電界効果ト
ランジスタＱ１４，Ｑ１５に大きな電流が流れると共
に、トランス２５の一次巻線に接続した電界効果トラン
ジスタＱ１１にも大きな電流が流れ、過大電流による損
失増加となる問題があり、最悪状態では、電界効果トラ
ンジスタＱ１１，Ｑ１４，Ｑ１５が破損する場合があ
る。本発明は、比較的簡単な構成により同期整流回路に
於ける短絡の問題を解決し、更に効率の改善を図ること
を目的とする。
チング素子としての電界効果トランジスタＱ１４と、フ
ライホイール側同期整流スイッチング素子としての電界
効果トランジスタＱ１５を、交互にオン，オフ制御する
ものであるが、動作遅延等によって、電界効果トランジ
スタＱ１４，Ｑ１５が同時にオン状態となると、トラン
ス２５の二次巻線は短絡された状態となり、電界効果ト
ランジスタＱ１４，Ｑ１５に大きな電流が流れると共
に、トランス２５の一次巻線に接続した電界効果トラン
ジスタＱ１１にも大きな電流が流れ、過大電流による損
失増加となる問題があり、最悪状態では、電界効果トラ
ンジスタＱ１１，Ｑ１４，Ｑ１５が破損する場合があ
る。本発明は、比較的簡単な構成により同期整流回路に
於ける短絡の問題を解決し、更に効率の改善を図ること
を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明のＤＣ−ＤＣコン
バータは、図１を参照して説明すると、（１）トランス
Ｔの一次巻線にメインスイッチング素子Ｑ１を接続し、
二次巻線に整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４とフラ
イホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ５とからなる
同期整流回路を接続したＤＣ−ＤＣコンバータに於い
て、同期整流回路は、整流側同期整流スイッチング素子
Ｑ４及びフライホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ
５の同時オン防止用のコイル又は可飽和リアクトルＬ
１，Ｌ２を、整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４及び
フライホイール型同期整流スイッチング素子Ｑ５にそれ
ぞれ直列に接続した構成とした。
バータは、図１を参照して説明すると、（１）トランス
Ｔの一次巻線にメインスイッチング素子Ｑ１を接続し、
二次巻線に整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４とフラ
イホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ５とからなる
同期整流回路を接続したＤＣ−ＤＣコンバータに於い
て、同期整流回路は、整流側同期整流スイッチング素子
Ｑ４及びフライホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ
５の同時オン防止用のコイル又は可飽和リアクトルＬ
１，Ｌ２を、整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４及び
フライホイール型同期整流スイッチング素子Ｑ５にそれ
ぞれ直列に接続した構成とした。
【０００９】コイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２に
より、整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４又はフライ
ホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ５がオンとなっ
た時の電流の立上りが遅れることにより、整流側同期整
流スイッチング素子Ｑ４とフライホイール側同期整流ス
イッチング素子Ｑ５との何れか一方がオン状態の時、他
方がオン状態となっても、ターンオンした時の電流の立
上りが遅れることにより、同時オン状態によるトランス
Ｔの二次巻線の短絡状態を回避することができる。
より、整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４又はフライ
ホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ５がオンとなっ
た時の電流の立上りが遅れることにより、整流側同期整
流スイッチング素子Ｑ４とフライホイール側同期整流ス
イッチング素子Ｑ５との何れか一方がオン状態の時、他
方がオン状態となっても、ターンオンした時の電流の立
上りが遅れることにより、同時オン状態によるトランス
Ｔの二次巻線の短絡状態を回避することができる。
【００１０】（２）又同期整流回路は、整流側同期整流
スイッチング素子Ｑ４及びフライホイール側同期整流ス
イッチング素子Ｑ５を制御回路１等よって外部からオ
ン，オフ制御し、且つ整流側同期整流スイッチング素子
Ｑ４及びフライホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ
５のそれぞれのドレインＤ側にコイル又は可飽和リアク
トルＬ１，Ｌ２を接続することができる。
スイッチング素子Ｑ４及びフライホイール側同期整流ス
イッチング素子Ｑ５を制御回路１等よって外部からオ
ン，オフ制御し、且つ整流側同期整流スイッチング素子
Ｑ４及びフライホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ
５のそれぞれのドレインＤ側にコイル又は可飽和リアク
トルＬ１，Ｌ２を接続することができる。
【００１１】制御回路１等の外部から整流側同期整流ス
イッチング素子Ｑ４又はフライホイール側同期整流スイ
ッチング素子Ｑ５のゲートＧとソースＳとの間に制御信
号を加えてオンとするもので、ドレインＤに流れる電流
はコイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２によって立上
りが遅延され、整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４と
フライホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ５の同時
オン状態によるトランスＴの二次巻線の短絡状態を回避
することができる。
イッチング素子Ｑ４又はフライホイール側同期整流スイ
ッチング素子Ｑ５のゲートＧとソースＳとの間に制御信
号を加えてオンとするもので、ドレインＤに流れる電流
はコイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２によって立上
りが遅延され、整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４と
フライホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ５の同時
オン状態によるトランスＴの二次巻線の短絡状態を回避
することができる。
【００１２】（３）又同期整流回路は、整流側同期整流
スイッチング素子Ｑ４及びフライホイール側同期整流ス
イッチング素子Ｑ５を、トランスＴの二次巻線の誘起電
圧によってオン，オフ制御することができる。
スイッチング素子Ｑ４及びフライホイール側同期整流ス
イッチング素子Ｑ５を、トランスＴの二次巻線の誘起電
圧によってオン，オフ制御することができる。
【００１３】トランスＴの二次巻線の誘起電圧が一方の
極性の時に、整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４をオ
ンとし、且つフライホイール側同期整流スイッチング素
子Ｑ５をオフとし、二次巻線の誘起電圧が他方の極性の
時に、整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４をオフと
し、且つフライホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ
５をオンとする。その時に動作遅延等により同時オンの
状態が発生しても、コイル又は可飽和リアクトルＬ１，
Ｌ２による電流の立上りが遅延されるので、トランスＴ
の二次巻線の短絡状態を回避することができる。
極性の時に、整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４をオ
ンとし、且つフライホイール側同期整流スイッチング素
子Ｑ５をオフとし、二次巻線の誘起電圧が他方の極性の
時に、整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４をオフと
し、且つフライホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ
５をオンとする。その時に動作遅延等により同時オンの
状態が発生しても、コイル又は可飽和リアクトルＬ１，
Ｌ２による電流の立上りが遅延されるので、トランスＴ
の二次巻線の短絡状態を回避することができる。
【００１４】（４）又同期整流回路は、整流側同期整流
スイッチング素子Ｑ４及びフライホイール側同期整流ス
イッチング素子Ｑ５を、トランスＴの補助巻線の誘起電
圧によってオン，オフ制御することができる。
スイッチング素子Ｑ４及びフライホイール側同期整流ス
イッチング素子Ｑ５を、トランスＴの補助巻線の誘起電
圧によってオン，オフ制御することができる。
【００１５】トランスＴは一次巻線と二次巻線と補助巻
線とを有する構成とし、補助巻線の誘起電圧により、同
期整流回路の整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４及び
フライホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ５のオ
ン，オフを制御する。又ドレインＤに接続したコイル又
は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２により同時オン状態とな
った時の電流の立上りの遅延により、トランスＴの二次
巻線の短絡状態を回避することができる。
線とを有する構成とし、補助巻線の誘起電圧により、同
期整流回路の整流側同期整流スイッチング素子Ｑ４及び
フライホイール側同期整流スイッチング素子Ｑ５のオ
ン，オフを制御する。又ドレインＤに接続したコイル又
は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２により同時オン状態とな
った時の電流の立上りの遅延により、トランスＴの二次
巻線の短絡状態を回避することができる。
【００１６】（５）又トランスＴの一次巻線にメインス
イッチング素子Ｑ１を接続し、二次巻線に同期整流回路
を接続し、メインスイッチング素子Ｑ１と並列に、補助
スイッチング素子とコンデンサとの直列回路を接続し、
メインスイッチング素子と補助スイッチング素子とのオ
ン，オフを制御する制御回路を設ける。
イッチング素子Ｑ１を接続し、二次巻線に同期整流回路
を接続し、メインスイッチング素子Ｑ１と並列に、補助
スイッチング素子とコンデンサとの直列回路を接続し、
メインスイッチング素子と補助スイッチング素子とのオ
ン，オフを制御する制御回路を設ける。
【００１７】補助スイッチング素子とコンデンサとの直
列回路は、メインスイッチング素子のターンオフ時のサ
ージ電圧を吸収するスイッチング・スナバ回路を構成す
るもので、メインスイッチング素子のオン，オフと反対
となるように、オフ，オンが制御される。その時のコン
デンサは、補助スイッチング素子のオン状態に於けるサ
ージ電圧の吸収と、補助スイッチング素子のオフ状態に
於けるボディダイオードを介した充電とにより、ほぼ一
定の電圧となる。
列回路は、メインスイッチング素子のターンオフ時のサ
ージ電圧を吸収するスイッチング・スナバ回路を構成す
るもので、メインスイッチング素子のオン，オフと反対
となるように、オフ，オンが制御される。その時のコン
デンサは、補助スイッチング素子のオン状態に於けるサ
ージ電圧の吸収と、補助スイッチング素子のオフ状態に
於けるボディダイオードを介した充電とにより、ほぼ一
定の電圧となる。
【００１８】（６）又トランスＴの一次巻線にメインス
イッチング素子Ｑ１を接続し、二次巻線に同期整流回路
を接続し、トランスＴの一次巻線に並列に補助スイッチ
ング素子とコンデンサとの直列回路を接続し、メインス
イッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子とのオン，
オフを制御する制御回路１を設ける。
イッチング素子Ｑ１を接続し、二次巻線に同期整流回路
を接続し、トランスＴの一次巻線に並列に補助スイッチ
ング素子とコンデンサとの直列回路を接続し、メインス
イッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子とのオン，
オフを制御する制御回路１を設ける。
【００１９】トランスＴの一次巻線と並列に、補助スイ
ッチング素子とコンデンサとの直列回路を接続し、この
補助スイッチング素子を、メインスイッチング素子のオ
ン，オフと反対にオフ，オンとなるように制御すること
により、スイッチング・スナバ回路を構成することがで
きる。その場合のコンデンサの端子電圧は、サージ電圧
の吸収並びに補助スイッチング素子のボディダイオード
を介した充電とによりほぼ一定の電圧となる。
ッチング素子とコンデンサとの直列回路を接続し、この
補助スイッチング素子を、メインスイッチング素子のオ
ン，オフと反対にオフ，オンとなるように制御すること
により、スイッチング・スナバ回路を構成することがで
きる。その場合のコンデンサの端子電圧は、サージ電圧
の吸収並びに補助スイッチング素子のボディダイオード
を介した充電とによりほぼ一定の電圧となる。
【００２０】（７）又トランスＴの一次巻線に第１，第
２のメインスイッチング素子を接続し、二次巻線に同期
整流回路を接続し、且つトランスＴの一次巻線に並列
に、補助スイッチング素子とコンデンサとの直列回路を
接続し、第１，第２のメインスイッチング素子と補助ス
イッチング素子とのオン，オフを制御する制御回路１を
設ける。
２のメインスイッチング素子を接続し、二次巻線に同期
整流回路を接続し、且つトランスＴの一次巻線に並列
に、補助スイッチング素子とコンデンサとの直列回路を
接続し、第１，第２のメインスイッチング素子と補助ス
イッチング素子とのオン，オフを制御する制御回路１を
設ける。
【００２１】第１，第２のメインスイッチング素子をト
ランスＴの一次巻線の両端に接続して、二石式のＤＣ−
ＤＣコンバータを構成し、一次巻線と並列に、補助スイ
ッチング素子とコンデンサとの直列回路を接続してスイ
ッチング・スナバ回路を構成する。
ランスＴの一次巻線の両端に接続して、二石式のＤＣ−
ＤＣコンバータを構成し、一次巻線と並列に、補助スイ
ッチング素子とコンデンサとの直列回路を接続してスイ
ッチング・スナバ回路を構成する。
【００２２】（８）又トランスＴの一次巻線にメインス
イッチング素子Ｑ１を接続し、二次巻線に同期整流回路
を接続し、且つ三次巻線に補助スイッチング素子とコン
デンサとを接続し、メインスイッチング素子と補助スイ
ッチング素子とのオン，オフを制御する制御回路を設け
る。
イッチング素子Ｑ１を接続し、二次巻線に同期整流回路
を接続し、且つ三次巻線に補助スイッチング素子とコン
デンサとを接続し、メインスイッチング素子と補助スイ
ッチング素子とのオン，オフを制御する制御回路を設け
る。
【００２３】トランスＴは、一次巻線と二次巻線と三次
巻線とを有し、二次巻線には同期整流回路を接続し、三
次巻線には補助スイッチング素子とコンデンサとの直列
回路を接続する。この場合、三次巻線に接続されたスイ
ッチング・スナバ回路は、トランスＴの一次巻線側に接
続したものと等価であり、三次巻線の巻数等を選定する
ことにより、コンデンサの容量選定が容易となる。
巻線とを有し、二次巻線には同期整流回路を接続し、三
次巻線には補助スイッチング素子とコンデンサとの直列
回路を接続する。この場合、三次巻線に接続されたスイ
ッチング・スナバ回路は、トランスＴの一次巻線側に接
続したものと等価であり、三次巻線の巻数等を選定する
ことにより、コンデンサの容量選定が容易となる。
【００２４】（９）又コンデンサの端子電圧により、メ
インスイッチング素子と、補助スイッチング素子とのオ
ン，オフを制御する制御回路を駆動する構成とする。
インスイッチング素子と、補助スイッチング素子とのオ
ン，オフを制御する制御回路を駆動する構成とする。
【００２５】
【実施の形態】図１は本発明の第１の実施例の説明図で
あり、１は制御回路、２はバッテリや交流電圧を整流し
た直流電源、３，４は直流電圧の出力端子、Ｔはトラン
ス、Ｑ１はメインスイッチング素子としての電界効果ト
ランジスタ、Ｑ４は整流側同期整流スイッチング素子と
しての電界効果トランジスタ、Ｑ５はフライホイール側
同期整流スイッチング素子としての電界効果トランジス
タ、ｄ１，ｄ４，ｄ５は電界効果トランジスタの基板に
形成されたボディダイオード（寄生ダイオード）、Ｌ
１，Ｌ２はコイル又は可飽和リアクトル、Ｌ３，Ｃ２は
平滑用のチョークコイルとコンデンサ、Ｒ１，Ｒ２は抵
抗である。
あり、１は制御回路、２はバッテリや交流電圧を整流し
た直流電源、３，４は直流電圧の出力端子、Ｔはトラン
ス、Ｑ１はメインスイッチング素子としての電界効果ト
ランジスタ、Ｑ４は整流側同期整流スイッチング素子と
しての電界効果トランジスタ、Ｑ５はフライホイール側
同期整流スイッチング素子としての電界効果トランジス
タ、ｄ１，ｄ４，ｄ５は電界効果トランジスタの基板に
形成されたボディダイオード（寄生ダイオード）、Ｌ
１，Ｌ２はコイル又は可飽和リアクトル、Ｌ３，Ｃ２は
平滑用のチョークコイルとコンデンサ、Ｒ１，Ｒ２は抵
抗である。
【００２６】この実施例は、外部制御型の同期整流回路
を示し、制御回路１は、出力端子３，４間の直流電圧と
設定基準電圧とを比較して電界効果トランジスタＱ１の
オン期間を制御するものであり、且つ電界効果トランジ
スタＱ１をオンとした時に、整流側同期整流スイッチン
グ素子としての電界効果トランジスタＱ４をオンとし、
フライホイール側同期整流スイッチング素子としての電
界効果トランジスタＱ５をオフとし、電界効果トランジ
スタＱ１をオフとした時に、電界効果トランジスタＱ４
をオフ、電界効果トランジスタＱ５をオンとするよう
に、ゲートＧとソースＳとの間に制御信号を加える。こ
の時、コイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２は、ドレ
インＤ側に接続されているから、ゲートＧに加える制御
信号に影響を与えないことになる。
を示し、制御回路１は、出力端子３，４間の直流電圧と
設定基準電圧とを比較して電界効果トランジスタＱ１の
オン期間を制御するものであり、且つ電界効果トランジ
スタＱ１をオンとした時に、整流側同期整流スイッチン
グ素子としての電界効果トランジスタＱ４をオンとし、
フライホイール側同期整流スイッチング素子としての電
界効果トランジスタＱ５をオフとし、電界効果トランジ
スタＱ１をオフとした時に、電界効果トランジスタＱ４
をオフ、電界効果トランジスタＱ５をオンとするよう
に、ゲートＧとソースＳとの間に制御信号を加える。こ
の時、コイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２は、ドレ
インＤ側に接続されているから、ゲートＧに加える制御
信号に影響を与えないことになる。
【００２７】電界効果トランジスタＱ１がオンとなっ
て、トランスＴの一次巻線に直流電源２から電流が流れ
ると、電界効果トランジスタＱ４はオン、電界効果トラ
ンジスタＱ５はオフに制御され、トランスＴの二次巻線
に誘起した電圧は、電界効果トランジスタＱ４と可飽和
リアクトルＬ１とチョークコイルＬ３とを介して、コン
デンサＣ２の充電を行うと共に、出力端子３，４に直流
電圧として出力される。
て、トランスＴの一次巻線に直流電源２から電流が流れ
ると、電界効果トランジスタＱ４はオン、電界効果トラ
ンジスタＱ５はオフに制御され、トランスＴの二次巻線
に誘起した電圧は、電界効果トランジスタＱ４と可飽和
リアクトルＬ１とチョークコイルＬ３とを介して、コン
デンサＣ２の充電を行うと共に、出力端子３，４に直流
電圧として出力される。
【００２８】そして、電界効果トランジスタＱ１をオフ
とすると、電界効果トランジスタＱ４はオフ、電界効果
トランジスタＱ５はオンに制御され、チョークコイルＬ
３の蓄積エネルギによる電流が電界効果トランジスタＱ
５と可飽和リアクトルＬ２とを介して流れる。即ち、電
界効果トランジスタＱ４，Ｑ５は、メインスイッチング
素子の電界効果トランジスタＱ１と同期して制御され、
トランスＴの二次巻線の誘起電圧を整流することにな
る。
とすると、電界効果トランジスタＱ４はオフ、電界効果
トランジスタＱ５はオンに制御され、チョークコイルＬ
３の蓄積エネルギによる電流が電界効果トランジスタＱ
５と可飽和リアクトルＬ２とを介して流れる。即ち、電
界効果トランジスタＱ４，Ｑ５は、メインスイッチング
素子の電界効果トランジスタＱ１と同期して制御され、
トランスＴの二次巻線の誘起電圧を整流することにな
る。
【００２９】その場合に、例えば、電界効果トランジス
タＱ４が完全にオフ状態となる前に、電界効果トランジ
スタＱ５がターンオンすると、この電界効果トランジス
タＱ５に流れる電流は、可飽和リアクトルＬ２によって
立上りが遅延される。それにって、トランスＴの二次巻
線の短絡状態を回避できる。又電界効果トランジスタＱ
５が完全にオフ状態となる前に、電界効果トランジスタ
Ｑ４がターンオンした場合も、この電界効果トランジス
タＱ４に流れる電流は、可飽和リアクトルＬ１によって
立上りが遅延されるから、トランスＴの二次巻線の短絡
状態を回避できる。
タＱ４が完全にオフ状態となる前に、電界効果トランジ
スタＱ５がターンオンすると、この電界効果トランジス
タＱ５に流れる電流は、可飽和リアクトルＬ２によって
立上りが遅延される。それにって、トランスＴの二次巻
線の短絡状態を回避できる。又電界効果トランジスタＱ
５が完全にオフ状態となる前に、電界効果トランジスタ
Ｑ４がターンオンした場合も、この電界効果トランジス
タＱ４に流れる電流は、可飽和リアクトルＬ１によって
立上りが遅延されるから、トランスＴの二次巻線の短絡
状態を回避できる。
【００３０】図２は本発明の第２の実施例の説明図であ
り、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｑ２は補助スイ
ッチング素子としての電界効果トランジスタ、ｄ２はボ
ディダイオード、Ｃｏｓ１，Ｃｏｓ２は電界効果トラン
ジスタＱ１，Ｑ２の寄生容量、Ｃ１はコンデンサであ
る。この実施例は、自己駆動型の同期整流回路を示し、
トランスＴの二次巻線の誘起電圧が、抵抗Ｒ１とボディ
ダイオードｄ４とを介して電界効果トランジスタＱ４の
ゲートＧとソースＳとの間に印加され、又抵抗Ｒ２とボ
ディダイオードｄ５とを介して電界効果トランジスタＱ
５のゲートＧとソースＳとの間に印加されるように接続
する。又コイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２をそれ
ぞれのソースＳ側に接続する。
り、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｑ２は補助スイ
ッチング素子としての電界効果トランジスタ、ｄ２はボ
ディダイオード、Ｃｏｓ１，Ｃｏｓ２は電界効果トラン
ジスタＱ１，Ｑ２の寄生容量、Ｃ１はコンデンサであ
る。この実施例は、自己駆動型の同期整流回路を示し、
トランスＴの二次巻線の誘起電圧が、抵抗Ｒ１とボディ
ダイオードｄ４とを介して電界効果トランジスタＱ４の
ゲートＧとソースＳとの間に印加され、又抵抗Ｒ２とボ
ディダイオードｄ５とを介して電界効果トランジスタＱ
５のゲートＧとソースＳとの間に印加されるように接続
する。又コイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２をそれ
ぞれのソースＳ側に接続する。
【００３１】制御回路１によりメインスイッチング素子
としての電界効果トランジスタＱ１がオンとなって、ト
ランスＴの一次巻線に直流電源２から電流が流れると、
トランスＴの二次巻線に電圧が誘起する。この誘起電圧
が電界効果トランジスタＱ４のゲートＧに加えられる
と、抵抗Ｒ１，ゲートＧ，ソースＳ，ボディダイオード
ｄ４，ドレインＤの経路でゲート電流が流れて、電界効
果トランジスタＱ４はオンとなる。そして、ドレイン電
流は、可飽和リアクトルＬ１とチョークコイルＬ３とを
介して流れ、コンデンサＣ２の充電及び出力端子３，４
へ直流電圧として出力される。
としての電界効果トランジスタＱ１がオンとなって、ト
ランスＴの一次巻線に直流電源２から電流が流れると、
トランスＴの二次巻線に電圧が誘起する。この誘起電圧
が電界効果トランジスタＱ４のゲートＧに加えられる
と、抵抗Ｒ１，ゲートＧ，ソースＳ，ボディダイオード
ｄ４，ドレインＤの経路でゲート電流が流れて、電界効
果トランジスタＱ４はオンとなる。そして、ドレイン電
流は、可飽和リアクトルＬ１とチョークコイルＬ３とを
介して流れ、コンデンサＣ２の充電及び出力端子３，４
へ直流電圧として出力される。
【００３２】電界効果トランジスタＱ１がオフとなる
と、トランスＴの二次巻線の誘起電圧の極性が反転し、
電界効果トランジスタＱ４はオフとなる。又電界効果ト
ランジスタＱ５には、抵抗Ｒ２，ゲートＧ，ソースＳ，
ボディダイオードｄ５，ドレインＤの経路でゲート電流
が流れて、電界効果トランジスタＱ５はオンとなる。そ
して、チョークコイルＬ３の蓄積エネルギによる電流が
電界効果トランジスタＱ５を介して流れる。
と、トランスＴの二次巻線の誘起電圧の極性が反転し、
電界効果トランジスタＱ４はオフとなる。又電界効果ト
ランジスタＱ５には、抵抗Ｒ２，ゲートＧ，ソースＳ，
ボディダイオードｄ５，ドレインＤの経路でゲート電流
が流れて、電界効果トランジスタＱ５はオンとなる。そ
して、チョークコイルＬ３の蓄積エネルギによる電流が
電界効果トランジスタＱ５を介して流れる。
【００３３】この実施例に於いても、電界効果トランジ
スタＱ４，Ｑ５と直列にコイル又は可飽和リアクトルＬ
１，Ｌ２を接続したことにより、動作遅延等によって、
電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５が同時にオン状態とな
る期間が生じたとしても、ターンオン時の電流の立上り
を遅延することによって、トランスＴの二次巻線の短絡
状態を回避することができる。
スタＱ４，Ｑ５と直列にコイル又は可飽和リアクトルＬ
１，Ｌ２を接続したことにより、動作遅延等によって、
電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５が同時にオン状態とな
る期間が生じたとしても、ターンオン時の電流の立上り
を遅延することによって、トランスＴの二次巻線の短絡
状態を回避することができる。
【００３４】又メインスイッチング素子としての電界効
果トランジスタＱ１と並列に、コンデンサＣ１と電界効
果トランジスタＱ２との直列回路を接続して、スイッチ
ング・スナバ回路を構成した場合を示す。この場合、電
界効果トランジスタＱ２がオフで、電界効果トランジス
タＱ１がターンオフすると、トランスＴの一次巻線の逆
起電力により、コンデンサＣ１は、電界効果トランジス
タＱ２のボディダイオードｄ２を介して充電され、又電
界効果トランジスタＱ１の寄生容量Ｃｏｓ１が充電され
る。
果トランジスタＱ１と並列に、コンデンサＣ１と電界効
果トランジスタＱ２との直列回路を接続して、スイッチ
ング・スナバ回路を構成した場合を示す。この場合、電
界効果トランジスタＱ２がオフで、電界効果トランジス
タＱ１がターンオフすると、トランスＴの一次巻線の逆
起電力により、コンデンサＣ１は、電界効果トランジス
タＱ２のボディダイオードｄ２を介して充電され、又電
界効果トランジスタＱ１の寄生容量Ｃｏｓ１が充電され
る。
【００３５】又図２の下側に示す電界効果トランジスタ
Ｑ１のオン，オフの電圧波形に於いて、直流電源２の電
圧をＶｉｎ、電界効果トランジスタＱ１のオン，オフの
１周期をＴ0 、オン期間をＴｏｎとし、ｋ＝Ｔｏｎ／Ｔ
0 とすると、コンデンサＣ１の充電電圧Ｖｃは、 Ｖｃ＝Ｖｉｎ／１−ｋ Ｖｉｎ＝Ｖｃ−Ｖｆ Ｖｆ＝Ｖｉｎ（ｋ／１−ｋ） となる。なお、寄生容量Ｃｏｓ１，Ｃｏｓ２は、コンデ
ンサＣ１の容量に比較して極めて小さいものである。
Ｑ１のオン，オフの電圧波形に於いて、直流電源２の電
圧をＶｉｎ、電界効果トランジスタＱ１のオン，オフの
１周期をＴ0 、オン期間をＴｏｎとし、ｋ＝Ｔｏｎ／Ｔ
0 とすると、コンデンサＣ１の充電電圧Ｖｃは、 Ｖｃ＝Ｖｉｎ／１−ｋ Ｖｉｎ＝Ｖｃ−Ｖｆ Ｖｆ＝Ｖｉｎ（ｋ／１−ｋ） となる。なお、寄生容量Ｃｏｓ１，Ｃｏｓ２は、コンデ
ンサＣ１の容量に比較して極めて小さいものである。
【００３６】そして、電界効果トランジスタＱ１がオフ
で、電界効果トランジスタＱ２がオンとなると、コンデ
ンサＣ１の端子電圧Ｖｃは直流電源２の電圧Ｖｉｎより
高いから、トランスＴの一次巻線を介して直流電源２に
帰還される。この時、トランスＴの二次側は、チョーク
コイルＬ３の逆起電力によって負荷に電力を供給してい
る状態となる。
で、電界効果トランジスタＱ２がオンとなると、コンデ
ンサＣ１の端子電圧Ｖｃは直流電源２の電圧Ｖｉｎより
高いから、トランスＴの一次巻線を介して直流電源２に
帰還される。この時、トランスＴの二次側は、チョーク
コイルＬ３の逆起電力によって負荷に電力を供給してい
る状態となる。
【００３７】又この時のコンデンサＣ１の放電は、トラ
ンスＴの励磁インダクタンスを利用するもので、トラン
スＴの二次側を開放状態とすることが好適となる。そこ
で、トランスＴの一次巻線のリーケージインダクタンス
を増やすか、又はインダクタンスを接続することが考え
られる。しかし、電界効果トランジスタＱ１のオン期間
の制御範囲が狭くなる欠点がある。
ンスＴの励磁インダクタンスを利用するもので、トラン
スＴの二次側を開放状態とすることが好適となる。そこ
で、トランスＴの一次巻線のリーケージインダクタンス
を増やすか、又はインダクタンスを接続することが考え
られる。しかし、電界効果トランジスタＱ１のオン期間
の制御範囲が狭くなる欠点がある。
【００３８】そこで、図２の構成に於いて、トランスＴ
の一次巻線にコンデンサＣ１の放電電流が流れている最
中に、電界効果トランジスタＱ２をオフとすると、トラ
ンスＴの励磁インダクタンスＬｍによって、連続して電
界効果トランジスタＱ１の寄生容量Ｃｏｓ１の充電電荷
の放電が行われる。この時の電界効果トランジスタＱ１
に流れる電流の方向は、電界効果トランジスタＱ１のオ
ン時に流れる電流の方向と逆となる。この場合の寄生容
量Ｃｏｓ１の放電時間Ｔｃは、 Ｔｃ＝２π（Ｌｍ・Ｃｏｓ１）1/2 となる。
の一次巻線にコンデンサＣ１の放電電流が流れている最
中に、電界効果トランジスタＱ２をオフとすると、トラ
ンスＴの励磁インダクタンスＬｍによって、連続して電
界効果トランジスタＱ１の寄生容量Ｃｏｓ１の充電電荷
の放電が行われる。この時の電界効果トランジスタＱ１
に流れる電流の方向は、電界効果トランジスタＱ１のオ
ン時に流れる電流の方向と逆となる。この場合の寄生容
量Ｃｏｓ１の放電時間Ｔｃは、 Ｔｃ＝２π（Ｌｍ・Ｃｏｓ１）1/2 となる。
【００３９】このトランスＴの励磁電流をＩｍ、Ｖｃｏ
ｓ＝Ｖｉｎ／（１−ｋ）とすると、 １／２・Ｌｍ・Ｉｍ2 ＞１／２・Ｃｏｓ１・Ｖｃｏｓ2 の関係となるように設定することにより、電界効果トラ
ンジスタＱ１のドレイン電流ＩD を、図２の下側に示す
ように、負方向（ボディダイオードｄ１を介して流れる
電流）から正方向（オン状態によりボディダイオードｄ
１をバイパスする方向に流れる電流）となるようにする
ことができる。即ち、メインスイッチング素子としての
電界効果トランジスタＱ１を零電流の状態でスイッチン
グすることができから、スイッチング損失を零とするこ
とができる。
ｓ＝Ｖｉｎ／（１−ｋ）とすると、 １／２・Ｌｍ・Ｉｍ2 ＞１／２・Ｃｏｓ１・Ｖｃｏｓ2 の関係となるように設定することにより、電界効果トラ
ンジスタＱ１のドレイン電流ＩD を、図２の下側に示す
ように、負方向（ボディダイオードｄ１を介して流れる
電流）から正方向（オン状態によりボディダイオードｄ
１をバイパスする方向に流れる電流）となるようにする
ことができる。即ち、メインスイッチング素子としての
電界効果トランジスタＱ１を零電流の状態でスイッチン
グすることができから、スイッチング損失を零とするこ
とができる。
【００４０】又図１又は図２に於けるコイル又は可飽和
リアクトルＬ１，Ｌ２により、電界効果トランジスタＱ
４，Ｑ５が理想的に一方がオン，他方がオフとなった時
に、オン側の電流の立上りが遅れるから、トランスＴの
二次側は開放状態となり、前述のように、トランスＴの
励磁インダクタンスＬｍを利用してコンデンサＣ１の放
電を有効に行わせることができる。
リアクトルＬ１，Ｌ２により、電界効果トランジスタＱ
４，Ｑ５が理想的に一方がオン，他方がオフとなった時
に、オン側の電流の立上りが遅れるから、トランスＴの
二次側は開放状態となり、前述のように、トランスＴの
励磁インダクタンスＬｍを利用してコンデンサＣ１の放
電を有効に行わせることができる。
【００４１】又前述の図２に示す実施例に於いて、可飽
和リアクトルＬ１，Ｌ２は、電界効果トランジスタＱ
４，Ｑ５のソースＳ側に接続した場合を示すが、ドレイ
ンＤ側に接続することも可能である。
和リアクトルＬ１，Ｌ２は、電界効果トランジスタＱ
４，Ｑ５のソースＳ側に接続した場合を示すが、ドレイ
ンＤ側に接続することも可能である。
【００４２】図３は本発明の第３の実施例の説明図であ
り、図１及び図２と同一符号は同一部分を示し、Ｗ１は
一次巻線、Ｗ２は二次巻線、ＷＡ１，ＷＡ２は補助巻線
を示す。又制御回路等は図示を省略している。メインス
イッチング素子としての電界効果トランジスタＱ１を制
御回路（図示せず）によってオンとすると、トランスＴ
の一次巻線Ｗ１に直流電源２から電流が流れ、二次巻線
Ｗ２と補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２とに電圧が誘起する。
り、図１及び図２と同一符号は同一部分を示し、Ｗ１は
一次巻線、Ｗ２は二次巻線、ＷＡ１，ＷＡ２は補助巻線
を示す。又制御回路等は図示を省略している。メインス
イッチング素子としての電界効果トランジスタＱ１を制
御回路（図示せず）によってオンとすると、トランスＴ
の一次巻線Ｗ１に直流電源２から電流が流れ、二次巻線
Ｗ２と補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２とに電圧が誘起する。
【００４３】補助巻線ＷＡ１の誘起電圧が電界効果トラ
ンジスタＱ４のゲートＧとソースＳとの間に加えられ
て、電界効果トランジスタＱ４はオン状態となり、二次
巻線Ｗ２の誘起電圧は可飽和リアクトルＬ１を介して流
れ、チョークコイルＬ３とコンデンサＣ２とにより平滑
化されて出力端子３，４から図示を省略した負荷に供給
される。この時、補助巻線ＷＡ２の誘起電圧の極性が補
助巻線ＷＡ１の誘起電圧の極性と反対であるから、電界
効果トランジスタＱ５はオフ状態となる。
ンジスタＱ４のゲートＧとソースＳとの間に加えられ
て、電界効果トランジスタＱ４はオン状態となり、二次
巻線Ｗ２の誘起電圧は可飽和リアクトルＬ１を介して流
れ、チョークコイルＬ３とコンデンサＣ２とにより平滑
化されて出力端子３，４から図示を省略した負荷に供給
される。この時、補助巻線ＷＡ２の誘起電圧の極性が補
助巻線ＷＡ１の誘起電圧の極性と反対であるから、電界
効果トランジスタＱ５はオフ状態となる。
【００４４】電界効果トランジスタＱ１をオフとする
と、トランスＴの二次巻線Ｗ２と補助巻線ＷＡ１，ＷＡ
２の誘起電圧の極性は反転し、電界効果トランジスタＱ
４はオフ、電界効果トランジスタＱ５はオンとなり、チ
ョークコイルＬ３の蓄積エネルギによる電流が電界効果
トランジスタＱ５を介して流れる。この場合も、動作遅
延等によって電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５の一方が
完全にオフ状態となる前に他方がターンオンしたとして
も、コイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２により電流
の立上りを遅延させるから、トランスＴの二次巻線Ｗ２
を短絡する状態が生じないことになる。
と、トランスＴの二次巻線Ｗ２と補助巻線ＷＡ１，ＷＡ
２の誘起電圧の極性は反転し、電界効果トランジスタＱ
４はオフ、電界効果トランジスタＱ５はオンとなり、チ
ョークコイルＬ３の蓄積エネルギによる電流が電界効果
トランジスタＱ５を介して流れる。この場合も、動作遅
延等によって電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５の一方が
完全にオフ状態となる前に他方がターンオンしたとして
も、コイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２により電流
の立上りを遅延させるから、トランスＴの二次巻線Ｗ２
を短絡する状態が生じないことになる。
【００４５】図３に示す実施例に於いては、可飽和リア
クトルＬ１，Ｌ２を電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５の
ドレインＤ側に接続しているが、ソースＳ側に接続する
ことも可能である。
クトルＬ１，Ｌ２を電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５の
ドレインＤ側に接続しているが、ソースＳ側に接続する
ことも可能である。
【００４６】図４は本発明の第４の実施例の説明図であ
り、図１，図２と同一符号は同一部分を示し、５はパル
ス幅制御部（ＰＷＭ）である。同期整流回路としては、
図２に示す自己駆動型の場合を示し、又スイッチング・
スナバ回路を構成するコンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを
電源電圧として制御回路１を動作させる。
り、図１，図２と同一符号は同一部分を示し、５はパル
ス幅制御部（ＰＷＭ）である。同期整流回路としては、
図２に示す自己駆動型の場合を示し、又スイッチング・
スナバ回路を構成するコンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを
電源電圧として制御回路１を動作させる。
【００４７】制御回路１に於いては、出力端子３，４間
の直流電圧と設定基準電圧とを比較し、誤差分に対応し
てパルス幅制御部５から電界効果トランジスタＱ１のオ
ン幅が、出力直流電圧が設定基準電圧より高い場合は狭
く、反対に低い場合は広くなるように制御される。そし
て、電界効果トランジスタＱ１がオンからオフに制御さ
れると、電界効果トランジスタＱ２はオフからオンに制
御される。電界効果トランジスタＱ１のターンオフによ
る逆起電力によって、コンデンサＣ１は、オン状態とな
った電界効果トランジスタＱ２又はオフ状態の時でもボ
ディダイオードｄ２を介して充電される。
の直流電圧と設定基準電圧とを比較し、誤差分に対応し
てパルス幅制御部５から電界効果トランジスタＱ１のオ
ン幅が、出力直流電圧が設定基準電圧より高い場合は狭
く、反対に低い場合は広くなるように制御される。そし
て、電界効果トランジスタＱ１がオンからオフに制御さ
れると、電界効果トランジスタＱ２はオフからオンに制
御される。電界効果トランジスタＱ１のターンオフによ
る逆起電力によって、コンデンサＣ１は、オン状態とな
った電界効果トランジスタＱ２又はオフ状態の時でもボ
ディダイオードｄ２を介して充電される。
【００４８】このコンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを制御
回路１に加える。制御回路１はこの端子電圧Ｖｃを電源
電圧として、電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２のオン，
オフを制御する。従って、コンデンサＣ１の容量は、制
御回路１の消費電力に対応して選定することができる。
又スイッチング・スナバ回路のコンデンサＣ１の充電電
荷を有効に利用することから、ＤＣ−ＤＣコンバータの
効率を向上することができる。
回路１に加える。制御回路１はこの端子電圧Ｖｃを電源
電圧として、電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２のオン，
オフを制御する。従って、コンデンサＣ１の容量は、制
御回路１の消費電力に対応して選定することができる。
又スイッチング・スナバ回路のコンデンサＣ１の充電電
荷を有効に利用することから、ＤＣ−ＤＣコンバータの
効率を向上することができる。
【００４９】又トランスＴの二次巻線に接続した自己駆
動型の同期整流回路に於いては、前述のように、電界効
果トランジスタＱ４，Ｑ５が動作遅延等によって同時に
オン状態の期間が生じても、コイル又は可飽和リアクト
ルＬ１，Ｌ２によって電流の立上りを遅延させるから、
トランスＴの二次巻線が短絡状態となることを回避でき
る。
動型の同期整流回路に於いては、前述のように、電界効
果トランジスタＱ４，Ｑ５が動作遅延等によって同時に
オン状態の期間が生じても、コイル又は可飽和リアクト
ルＬ１，Ｌ２によって電流の立上りを遅延させるから、
トランスＴの二次巻線が短絡状態となることを回避でき
る。
【００５０】図５は本発明の第５の実施例の説明図であ
り、図４と同一符号は同一部分を示す。この実施例は、
トランスＴの一次巻線に並列に、電界効果トランジスタ
Ｑ２とコンデンサＣ１との直列回路を接続したもので、
メインスイッチング素子としての電界効果トランジスタ
Ｑ１のターンオフに伴うサージ電圧を、補助スイッチン
グ素子としての電界効果トランジスタＱ２を介してコン
デンサＣ１に加えることにより吸収するものである。そ
して、このコンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを、制御回路
１の電源電圧として加える。即ち、図４に示す実施例と
は、スイッチング・スナバ回路の構成が相違するが、同
期整流回路の構成，動作等は同様であるから、重複した
説明は省略する。
り、図４と同一符号は同一部分を示す。この実施例は、
トランスＴの一次巻線に並列に、電界効果トランジスタ
Ｑ２とコンデンサＣ１との直列回路を接続したもので、
メインスイッチング素子としての電界効果トランジスタ
Ｑ１のターンオフに伴うサージ電圧を、補助スイッチン
グ素子としての電界効果トランジスタＱ２を介してコン
デンサＣ１に加えることにより吸収するものである。そ
して、このコンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを、制御回路
１の電源電圧として加える。即ち、図４に示す実施例と
は、スイッチング・スナバ回路の構成が相違するが、同
期整流回路の構成，動作等は同様であるから、重複した
説明は省略する。
【００５１】図６は本発明の第６の実施例の説明図であ
り、図４及び図５と同一符号は同一部分を示し、Ｑ１を
第１のメインスイッチング素子の電界効果トランジスタ
とした時、Ｑ３は第２のメインスイッチング素子の電界
効果トランジスタであり、二石式のＤＣ−ＤＣコンバー
タの場合を示す。又トランスＴの一次巻線と並列に、電
界効果トランジスタＱ２とコンデンサＣ１との直列回路
を接続し、トランスＴの二次巻線に自己駆動型の同期整
流回路を接続している。そして、スイッチング・スナバ
回路を構成するコンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを、制御
回路１の電源電圧とする。又同期整流回路等の構成及び
動作は、図４及び図５に示す実施例と同様であるから、
重複した説明は省略する。
り、図４及び図５と同一符号は同一部分を示し、Ｑ１を
第１のメインスイッチング素子の電界効果トランジスタ
とした時、Ｑ３は第２のメインスイッチング素子の電界
効果トランジスタであり、二石式のＤＣ−ＤＣコンバー
タの場合を示す。又トランスＴの一次巻線と並列に、電
界効果トランジスタＱ２とコンデンサＣ１との直列回路
を接続し、トランスＴの二次巻線に自己駆動型の同期整
流回路を接続している。そして、スイッチング・スナバ
回路を構成するコンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを、制御
回路１の電源電圧とする。又同期整流回路等の構成及び
動作は、図４及び図５に示す実施例と同様であるから、
重複した説明は省略する。
【００５２】図７は本発明の第７の実施例の説明図であ
り、図３及び図４と同一符号は同一部分を示す。この実
施例は、トランスＴに補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２を設け
て、同期整流回路の電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５の
オン，オフを制御し、又スイッチング・スナバ回路のコ
ンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを、制御回路１の電源電圧
とするものである。即ち、図４の実施例に於ける同期整
流回路を、図３の実施例に於ける同期整流回路に置換し
た構成に相当する。
り、図３及び図４と同一符号は同一部分を示す。この実
施例は、トランスＴに補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２を設け
て、同期整流回路の電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５の
オン，オフを制御し、又スイッチング・スナバ回路のコ
ンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを、制御回路１の電源電圧
とするものである。即ち、図４の実施例に於ける同期整
流回路を、図３の実施例に於ける同期整流回路に置換し
た構成に相当する。
【００５３】図８は本発明の第８の実施例の説明図であ
り、図３，図５，図７と同一符号は同一部分を示す。こ
の実施例は、図３又は図７の実施例に於けるスイッチン
グ・スナバ回路を、図５の実施例に於けるスイッチング
・スナバ回路に置換した場合に相当する。即ち、トラン
スＴに補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２を設けて、同期整流回路
の電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５のオン，オフを制御
し、又トランスＴの一次巻線Ｗ１と並列に、電界効果ト
ランジスタＱ２とコンデンサＣ１との直列回路を接続
し、このコンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを制御回路１の
電源電圧とするものである。
り、図３，図５，図７と同一符号は同一部分を示す。こ
の実施例は、図３又は図７の実施例に於けるスイッチン
グ・スナバ回路を、図５の実施例に於けるスイッチング
・スナバ回路に置換した場合に相当する。即ち、トラン
スＴに補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２を設けて、同期整流回路
の電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５のオン，オフを制御
し、又トランスＴの一次巻線Ｗ１と並列に、電界効果ト
ランジスタＱ２とコンデンサＣ１との直列回路を接続
し、このコンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを制御回路１の
電源電圧とするものである。
【００５４】図９は本発明の第９の実施例の説明図であ
り、二石式ＤＣ−ＤＣコンバータの場合を示し、図３，
図７，図８の実施例に於ける同期整流回路と、図６の実
施例に於けるスイッチング・スナバ回路とを組合せた構
成に相当する。即ち、トランスＴの一次巻線Ｗ１の両端
に第１，第２の電界効果トランジスタＱ１，Ｑ３を接続
し、又トランスＴに補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２を設け、こ
の補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２の誘起電圧により同期整流回
路の電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５のオン，オフを制
御し、又トランスＴの一次巻線Ｗ１と並列に、電界効果
トランジスタＱ２とコンデンサＣ１との直列回路を接続
し、このコンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを制御回路１の
電源電圧とするものである。
り、二石式ＤＣ−ＤＣコンバータの場合を示し、図３，
図７，図８の実施例に於ける同期整流回路と、図６の実
施例に於けるスイッチング・スナバ回路とを組合せた構
成に相当する。即ち、トランスＴの一次巻線Ｗ１の両端
に第１，第２の電界効果トランジスタＱ１，Ｑ３を接続
し、又トランスＴに補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２を設け、こ
の補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２の誘起電圧により同期整流回
路の電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５のオン，オフを制
御し、又トランスＴの一次巻線Ｗ１と並列に、電界効果
トランジスタＱ２とコンデンサＣ１との直列回路を接続
し、このコンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを制御回路１の
電源電圧とするものである。
【００５５】図１０は本発明の第１０の実施例の説明図
であり、前述の各実施例に於ける符号と同一の符号は同
一部分を示す。この実施例は、トランスＴに一次巻線Ｗ
１と二次巻線Ｗ２と三次巻線Ｗ３とを設け、一次巻線Ｗ
１にメインスイッチング素子としての電界効果トランジ
スタＱ１を接続し、二次巻線Ｗ２に、整流側同期整流ス
イッチング素子としての電界効果トランジスタＱ４と、
フライホイール側同期整流スイッチング素子としての電
界効果トランジスタＱ５と、コイル又は可飽和リアクト
ルＬ１，Ｌ２とを含む同期整流回路を接続し、三次巻線
Ｗ３に、補助スイッチング素子としての電界効果トラン
ジスタＱ２とコンデンサＣ１との直列回路を接続し、コ
ンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを制御回路１の電源電圧と
するものである。
であり、前述の各実施例に於ける符号と同一の符号は同
一部分を示す。この実施例は、トランスＴに一次巻線Ｗ
１と二次巻線Ｗ２と三次巻線Ｗ３とを設け、一次巻線Ｗ
１にメインスイッチング素子としての電界効果トランジ
スタＱ１を接続し、二次巻線Ｗ２に、整流側同期整流ス
イッチング素子としての電界効果トランジスタＱ４と、
フライホイール側同期整流スイッチング素子としての電
界効果トランジスタＱ５と、コイル又は可飽和リアクト
ルＬ１，Ｌ２とを含む同期整流回路を接続し、三次巻線
Ｗ３に、補助スイッチング素子としての電界効果トラン
ジスタＱ２とコンデンサＣ１との直列回路を接続し、コ
ンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを制御回路１の電源電圧と
するものである。
【００５６】三次巻線Ｗ３に接続した電界効果トランジ
スタＱ２とコンデンサＣ１とは、トランスＴの一次巻線
Ｗ１に接続した場合と等価的であり、三次巻線Ｗ３の巻
数の選定により、制御回路１に必要とする電圧を容易に
得ることができる。又直流電源２の電圧が高い場合は、
三次巻線Ｗ３の巻数の選定により、低耐圧の電界効果ト
ランジスタＱ２を使用できるようにすることができる。
スタＱ２とコンデンサＣ１とは、トランスＴの一次巻線
Ｗ１に接続した場合と等価的であり、三次巻線Ｗ３の巻
数の選定により、制御回路１に必要とする電圧を容易に
得ることができる。又直流電源２の電圧が高い場合は、
三次巻線Ｗ３の巻数の選定により、低耐圧の電界効果ト
ランジスタＱ２を使用できるようにすることができる。
【００５７】図１１は本発明の第１１の実施例の説明図
であり、前述の各実施例に於ける符号と同一符号は同一
部分を示す。この実施例は、一次巻線Ｗ１と、二次巻線
Ｗ２と、三次巻線Ｗ３と、補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２とを
有するトランスＴを備え、一次巻線Ｗ１に電界効果トラ
ンジスタＱ１を接続し、二次巻線Ｗ２に、電界効果トラ
ンジスタＱ４，Ｑ５とコイル又は可飽和リアクトルＬ
１，Ｌ２とを含む同期整流回路を接続し、三次巻線Ｗ３
に、電界効果トランジスタＱ２とコンデンサＣ１とを接
続し、コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを制御回路１の電
源電圧とし、補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２の誘起電圧により
同期整流回路の電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５のオ
ン，オフを制御するものである。
であり、前述の各実施例に於ける符号と同一符号は同一
部分を示す。この実施例は、一次巻線Ｗ１と、二次巻線
Ｗ２と、三次巻線Ｗ３と、補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２とを
有するトランスＴを備え、一次巻線Ｗ１に電界効果トラ
ンジスタＱ１を接続し、二次巻線Ｗ２に、電界効果トラ
ンジスタＱ４，Ｑ５とコイル又は可飽和リアクトルＬ
１，Ｌ２とを含む同期整流回路を接続し、三次巻線Ｗ３
に、電界効果トランジスタＱ２とコンデンサＣ１とを接
続し、コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを制御回路１の電
源電圧とし、補助巻線ＷＡ１，ＷＡ２の誘起電圧により
同期整流回路の電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５のオ
ン，オフを制御するものである。
【００５８】従って、図１０の実施例のスイッチング・
スナバ回路と、図７，図８，図９の実施例の同期整流回
路とを組合せた構成に相当し、それぞれの実施例と同様
な作用，効果を奏するものであり、重複した説明は省略
する。
スナバ回路と、図７，図８，図９の実施例の同期整流回
路とを組合せた構成に相当し、それぞれの実施例と同様
な作用，効果を奏するものであり、重複した説明は省略
する。
【００５９】図１２は本発明の第１２の実施例の説明図
であり、前述の各実施例に於ける符号と同一符号は同一
部分を示し、Ｑ６，Ｑ７及びＱ８，Ｑ９は駆動回路を構
成する相補型の電界効果トランジスタである。トランス
Ｔの二次巻線Ｗ２に接続した同期整流回路は、図１に示
す外部制御型に相当し、又三次巻線Ｗ３にスイッチング
・スナバ回路を構成する電界効果トランジスタＱ２とコ
ンデンサＣ１とを接続し、そのコンデンサＣ１の端子電
圧Ｖｃを制御回路１の電源電圧とする。
であり、前述の各実施例に於ける符号と同一符号は同一
部分を示し、Ｑ６，Ｑ７及びＱ８，Ｑ９は駆動回路を構
成する相補型の電界効果トランジスタである。トランス
Ｔの二次巻線Ｗ２に接続した同期整流回路は、図１に示
す外部制御型に相当し、又三次巻線Ｗ３にスイッチング
・スナバ回路を構成する電界効果トランジスタＱ２とコ
ンデンサＣ１とを接続し、そのコンデンサＣ１の端子電
圧Ｖｃを制御回路１の電源電圧とする。
【００６０】制御回路１は、出力端子３，４間の直流電
圧と設定基準電圧とを比較して、パルス幅制御部５によ
って、トランスＴの一次巻線Ｗ１に接続した電界効果ト
ランジスタＱ１のオン，オフと、三次巻線Ｗ３に接続し
た電界効果トランジスタＱ２のオン，オフとを相補的に
制御する。
圧と設定基準電圧とを比較して、パルス幅制御部５によ
って、トランスＴの一次巻線Ｗ１に接続した電界効果ト
ランジスタＱ１のオン，オフと、三次巻線Ｗ３に接続し
た電界効果トランジスタＱ２のオン，オフとを相補的に
制御する。
【００６１】電界効果トランジスタＱ１がオンになった
時の三次巻線Ｗ３の誘起電圧により、電界効果トランジ
スタＱ６がオン，電界効果トランジスタＱ７はオフとな
り、電界効果トランジスタＱ４のゲートにコンデンサＣ
１の端子電圧Ｖｃが駆動信号として加えられ、電界効果
トランジスタＱ４はオンとなり、二次巻線Ｗ２の誘起電
圧が整流出力される。又この駆動信号により電界効果ト
ランジスタＱ８はオフ，電界効果トランジスタＱ９はオ
ンとなるから、電界効果トランジスタＱ５はオフとな
る。
時の三次巻線Ｗ３の誘起電圧により、電界効果トランジ
スタＱ６がオン，電界効果トランジスタＱ７はオフとな
り、電界効果トランジスタＱ４のゲートにコンデンサＣ
１の端子電圧Ｖｃが駆動信号として加えられ、電界効果
トランジスタＱ４はオンとなり、二次巻線Ｗ２の誘起電
圧が整流出力される。又この駆動信号により電界効果ト
ランジスタＱ８はオフ，電界効果トランジスタＱ９はオ
ンとなるから、電界効果トランジスタＱ５はオフとな
る。
【００６２】又電界効果トランジスタＱ１がオフとなる
と、三次巻線Ｗ３の誘起電圧の極性が反転するから、電
界効果トランジスタＱ６はオフ，電界効果トランジスタ
Ｑ７はオンとなり、電界効果トランジスタＱ４のゲート
に印加する駆動信号は零となるから、電界効果トランジ
スタＱ４はオフとなり、又電界効果トランジスタＱ８は
オン，電界効果トランジスタＱ９はオフとなり、コンデ
ンサＣ１の端子電圧Ｖｃが駆動信号として電界効果トラ
ンジスタＱ５のゲートに加えられて、この電界効果トラ
ンジスタＱ５はオンとなり、チョークコイルＬ３の蓄積
エネルギによる電流が流れる。又電界効果トランジスタ
Ｑ２がオンとなって、三次巻線Ｗ３の誘起電圧によりコ
ンデンサＣ１が充電される。
と、三次巻線Ｗ３の誘起電圧の極性が反転するから、電
界効果トランジスタＱ６はオフ，電界効果トランジスタ
Ｑ７はオンとなり、電界効果トランジスタＱ４のゲート
に印加する駆動信号は零となるから、電界効果トランジ
スタＱ４はオフとなり、又電界効果トランジスタＱ８は
オン，電界効果トランジスタＱ９はオフとなり、コンデ
ンサＣ１の端子電圧Ｖｃが駆動信号として電界効果トラ
ンジスタＱ５のゲートに加えられて、この電界効果トラ
ンジスタＱ５はオンとなり、チョークコイルＬ３の蓄積
エネルギによる電流が流れる。又電界効果トランジスタ
Ｑ２がオンとなって、三次巻線Ｗ３の誘起電圧によりコ
ンデンサＣ１が充電される。
【００６３】この実施例に於いても、同期整流回路は、
コイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２を接続したこと
により、電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５が同時にオン
状態となる期間が生じても、電流の立上りを遅延させる
から、二次巻線Ｗ２の短絡状態が生じないことになる。
又スイッチング・スナバ回路のコンデンサＣ１の充電電
圧Ｖｃを制御回路１の電源電圧として利用することによ
り、効率を向上することができる。
コイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２を接続したこと
により、電界効果トランジスタＱ４，Ｑ５が同時にオン
状態となる期間が生じても、電流の立上りを遅延させる
から、二次巻線Ｗ２の短絡状態が生じないことになる。
又スイッチング・スナバ回路のコンデンサＣ１の充電電
圧Ｖｃを制御回路１の電源電圧として利用することによ
り、効率を向上することができる。
【００６４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、同期整
流回路の整流側同期整流スイッチング素子（Ｑ４）とフ
ライホイール側同期整流スイッチング素子（Ｑ５）とに
それぞれ直列にコイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２
を接続したことにより、整流側同期整流スイッチング素
子（Ｑ４）のオン，オフに対して、フライホイール側同
期整流スイッチング素子（Ｑ５）をオフ，オンに制御
し、動作遅延等によって同時にオン状態となる期間が生
じても、コイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２によっ
て電流の立上りに遅延を与えるから、トランスＴの二次
巻線の短絡状態を回避することができる。従って、ＤＣ
−ＤＣコンバータの動作の安定化を図り、且つ損失の増
大を防止することができる利点がある。
流回路の整流側同期整流スイッチング素子（Ｑ４）とフ
ライホイール側同期整流スイッチング素子（Ｑ５）とに
それぞれ直列にコイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２
を接続したことにより、整流側同期整流スイッチング素
子（Ｑ４）のオン，オフに対して、フライホイール側同
期整流スイッチング素子（Ｑ５）をオフ，オンに制御
し、動作遅延等によって同時にオン状態となる期間が生
じても、コイル又は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２によっ
て電流の立上りに遅延を与えるから、トランスＴの二次
巻線の短絡状態を回避することができる。従って、ＤＣ
−ＤＣコンバータの動作の安定化を図り、且つ損失の増
大を防止することができる利点がある。
【００６５】又メインスイッチング素子（Ｑ１）を保護
する為のスイッチング・スナバ回路のコンデンサＣ１の
端子電圧Ｖｃを制御回路１の電源電圧として利用するこ
とにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を向上すること
ができる利点がある。
する為のスイッチング・スナバ回路のコンデンサＣ１の
端子電圧Ｖｃを制御回路１の電源電圧として利用するこ
とにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を向上すること
ができる利点がある。
【図１】本発明の第１の実施例の説明図である。
【図２】本発明の第２の実施例の説明図である。
【図３】本発明の第３の実施例の説明図である。
【図４】本発明の第４の実施例の説明図である。
【図５】本発明の第５の実施例の説明図である。
【図６】本発明の第６の実施例の説明図である。
【図７】本発明の第７の実施例の説明図である。
【図８】本発明の第８の実施例の説明図である。
【図９】本発明の第９の実施例の説明図である。
【図１０】本発明の第１０の実施例の説明図である。
【図１１】本発明の第１１の実施例の説明図である。
【図１２】本発明の第１２の実施例の説明図である。
【図１３】従来例の説明図である。
１ 制御回路 ２ 直流電源 ３ 出力端子 ４ 出力端子 Ｔ トランス Ｌ１，Ｌ２ コイル又は可飽和リアクトル Ｑ１ メインスイッチング素子としての電界効果トラン
ジスタ Ｑ４ 整流側同期整流スイッチング素子としての電界効
果トランジスタ Ｑ５ フライホイール側同期整流スイッチング素子とし
ての電界効果トランジスタ Ｌ３ チョークコイル Ｃ２ コンデンサ
ジスタ Ｑ４ 整流側同期整流スイッチング素子としての電界効
果トランジスタ Ｑ５ フライホイール側同期整流スイッチング素子とし
ての電界効果トランジスタ Ｌ３ チョークコイル Ｃ２ コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 渕上 和利 神奈川県川崎市高津区坂戸１丁目17番３号 富士通電装株式会社内 (72)発明者 山本 哲也 神奈川県川崎市高津区坂戸１丁目17番３号 富士通電装株式会社内 (72)発明者 大津 信一 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 島森 浩 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 時見 泉太郎 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内
Claims (9)
- 【請求項１】 トランスの一次巻線にメインスイッチン
グ素子を接続し、二次巻線に整流側同期整流スイッチン
グ素子とフライホイール側同期整流スイッチング素子と
からなる同期整流回路を接続したＤＣ−ＤＣコンバータ
に於いて、 前記同期整流回路は、コイル又は可飽和リアクトルを、
前記整流側同期整流スイッチング素子及び前記フライホ
イール側同期整流素子にそれぞれ直列に接続した構成を
有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記同期整流回路は、前記整流側同期整
流スイッチング素子及び前記フライホイール側同期整流
スイッチング素子を外部からオン，オフ制御し、且つ前
記整流側同期整流スイッチング素子及び前記フライホイ
ール側同期整流スイッチング素子のそれぞれのドレイン
側にコイル又は可飽和リアクトルを接続した構成を有す
ることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項３】 前記同期整流回路は、前記整流側同期整
流スイッチング素子及び前記フライホイール側同期整流
スイッチング素子を、前記トランスの二次巻線の誘起電
圧によってオン，オフ制御する構成を有することを特徴
とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記同期整流回路は、前記整流側同期整
流スイッチング素子及び前記フライホイール側同期整流
スイッチング素子を、前記トランスの補助巻線の誘起電
圧によってオン，オフ制御する構成を有することを特徴
とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 前記トランスの一次巻線に前記メインス
イッチング素子を接続し、二次巻線に前記同期整流回路
を接続し、且つ前記メインスイッチング素子と並列に、
補助スイッチング素子とコンデンサとの直列回路を接続
し、前記メインスイッチング素子と前記補助スイッチン
グ素子とのオン，オフを制御する制御回路を設けたこと
を特徴とする請求項１乃至４の何れか１項記載のＤＣ−
ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】 前記トランスの一次巻線に前記メインス
イッチング素子を接続し、二次巻線に前記同期整流回路
を接続し、且つ前記トランスの一次巻線に並列に補助ス
イッチング素子とコンデンサとの直列回路を接続し、該
コンデンサの端子電圧を電源電圧として、前記メインス
イッチング素子と前記補助スイッチング素子とのオン，
オフを制御する制御回路を設けたことを特徴とする請求
項１乃至４の何れか１項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項７】 前記トランスの一次巻線に第１，第２の
メインスイッチング素子を接続し、二次巻線に前記同期
整流回路を接続し、且つ前記トランスの一次巻線に並列
に補助スイッチング素子とコンデンサとの直列回路を接
続し、前記第１，第２のメインスイッチング素子と前記
補助スイッチング素子とのオン，オフを制御する制御回
路を設けたことを特徴とする請求項１乃至４の何れか１
項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項８】 前記トランスの一次巻線に前記メインス
イッチング素子を接続し、二次巻線に前記同期整流回路
を接続し、且つ三次巻線と並列に補助スイッチング素子
とコンデンサとの直列回路を接続し、前記メインスイッ
チング素子と前記補助スイッチング素子とのオン，オフ
を制御する制御回路を設けたことを特徴とする請求項１
乃至４の何れか１項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項９】 前記コンデンサの端子電圧により、前記
メインスイッチング素子と、前記補助スイッチング素子
とのオン，オフを制御する制御回路を駆動する構成を有
することを特徴とする請求項５乃至８の何れか１項記載
のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7258503A JPH09103073A (ja) | 1995-10-05 | 1995-10-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US08/724,955 US5726869A (en) | 1995-10-05 | 1996-10-02 | Synchronous rectifier type DC-to-DC converter in which a saturable inductive device is connected in series with a secondary-side switching device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7258503A JPH09103073A (ja) | 1995-10-05 | 1995-10-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09103073A true JPH09103073A (ja) | 1997-04-15 |
Family
ID=17321119
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7258503A Pending JPH09103073A (ja) | 1995-10-05 | 1995-10-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5726869A (ja) |
| JP (1) | JPH09103073A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0905873A2 (en) * | 1997-09-25 | 1999-03-31 | Oy Helvar | Controlled diode or body diode recovery circuit |
| JP2002533045A (ja) * | 1998-12-11 | 2002-10-02 | エリクソン， インコーポレイテッド | 自己駆動同期型整流方式 |
| JP2003513606A (ja) * | 1999-11-05 | 2003-04-08 | エリクソン インコーポレイテッド | 同期整流の外部駆動方式 |
| KR100508208B1 (ko) * | 2002-09-26 | 2005-08-17 | 동양이엔피 주식회사 | 스위칭 전원 장치용 동기 정류 회로 |
| JP2008532466A (ja) * | 2005-02-24 | 2008-08-14 | コンバーチーム リミテッド | 励磁アセンブリ |
| JP2009261050A (ja) * | 2008-04-14 | 2009-11-05 | Asti Corp | スイッチング電源装置用スナバ回路 |
| JP2018126058A (ja) * | 2013-01-22 | 2018-08-09 | パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド | 同期フライバック変換器における使用のための二次コントローラ、電力変換器、および同期フライバック変換器を制御する方法 |
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|---|---|---|---|---|
| US6208535B1 (en) * | 1994-10-31 | 2001-03-27 | Texas Instruments Incorporated | Resonant gate driver |
| US5781420A (en) * | 1996-07-18 | 1998-07-14 | International Power Devices, Inc. | Single ended forward DC-to-DC converter providing enhanced resetting for synchronous rectification |
| JPH1084624A (ja) * | 1996-09-06 | 1998-03-31 | Funai Electric Co Ltd | スイッチング電源 |
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