JPH08504074A - 通信装置内の制御ループの利得を安定させる方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 利得安定化ループが、制御ループ内の利得の測定値に基づいて、閉ループ送信機３００電力制御システムのＲＦ増幅器順方向利得経路２１０，２１２，２１４，３０２，２１６，２１８に対して分離した時間調整を実行する。ＲＦ増幅器２１０，２１４，２１６の利得の安定化によって、ＲＦ増幅器利得経路２１０，２１２，２１４，３０２，２１６，２１８の段２１０，２１４，２１６内で支配的であるように利得条件が可変しても、送信機の制御ループは機能を続けることができる。部品間の変動および温度効果による段２１０，２１４，２１６内での利得変化の効果は、この利得トリミングによって最小限に抑えられるか、あるいは排除される。

Description

【発明の詳細な説明】 通信装置内の制御ループの利得を安定させる 方法および装置 発明の分野 本発明は、一般に通信装置に関し、さらに詳しくは、このような通信装置内で 利用される制御ループの利得の安定化に関する。 発明の背景 通信装置内で制御ループを用いることは、当技術では周知のことである。しか し、このような通信装置が採用される時分割多重接続（ＴＤＭＡ：timie divisi on multipleaccess）通信システム内では、従来の制御ループに伴う新たな問題 が起こっている。たとえば、通信装置がＴＤＭＡシステム内の送信機である場合 は、送信機のＲＦ出力はゲートで「オン」，「オフ」制御しなければならない。 さらに、ＲＦ電力のゲート制御によるスプリアス出力を最小限に抑えるためには 、精密な包絡線波形に従って、電力を「ランプ」アップおよびダウンしなければ ならない。ランプ・ダウン，オフ・タイムおよびランプ・アップを含む総 時間は、数十マイクロ秒のオーダーに過ぎず、最大出力電力と最小出力電力の振 幅差は４０ｄＢを越えることがある。理想的な基準波形を正確に追跡するために 閉ループＲＦ電力制御システムを実現するために、必要とされる制御ループは広 い帯域幅と大きなダイナミック・レンジを両方とも備えていなければならない。 このような制御ループをもつ送信機を設計する場合に実際に考慮しなければなら ないことは、温度と部品間の公差とにより、基準信号を追跡する制御ループの能 力が低下することである。送信機内の数多くのＲＦ段における利得の変動によっ ても、制御ループの基準信号追跡能力が低下する。 単純な第１次制御ループに伴う別の問題点は、制御ループに含まれる多くのＲ Ｆおよびベース帯域増幅器段の利得により、帯域幅が影響を受けやすいというこ とである。基準信号の高帯域幅に対応するために、閉ループ帯域幅を慎重に制御 しなければならない。増幅器利得またはＲＦ入力駆動レベルが変化すると、閉ル ープ帯域幅が変わり、それによってシステムはＲＦ包絡線を歪ませたり、不安定 になることがある。 電力制御ループには、新しく各送信機を別々の部品で組み立てた結果生じる利 得のばらつきを処理するという問題もある。ループ内の利得が大きくなると、閉 ループ帯域幅も大きくなる。ループの個別の素子の帯域幅（ＲＦ利得制御装置お よび検出器帯域幅）により、ループが不安定にな らずに対応できる最大の閉ループ帯域幅が制約を受けるような場合には、この問 題が起こって来る。検出器の設計上の制約（ダイナミック・レンジと検出器の開 ループ帯域幅）は、システムの開ループ帯域幅を設定する傾向がある。 このため、通信装置の異なる段において、とりわけ温度，部品間許容値および 利得の変動があっても、充分なループ性能を発揮する通信装置用の制御ループが 必要である。 図面の簡単な説明 第１図は、一般に、ＴＤＭＡ送信機内の典型的なパルス化されたＲＦ包絡線を 示す。 第２図は、一般に、送信機制御のために通常利用される従来の技術による制御 ループをブロック図に示す。 第３図は、一般に、本発明による制御ループの利得安定化をブロック図に示す 。 第４図は、一般に、本発明による制御ループの利得安定化を行うための利得サ ンプリングと減衰器調整のタイミングを示す。 第５図は、一般に、本発明による制御ループの利得安定化の代替実施例をブロ ック図に示す。 第６図は、一般に、本発明を有益に採用するセルラ無線電話システムを示す。 第７図は、一般に、本発明を有益に採用する通信装置を 示す。 好適な実施例の詳細説明 利得安定化ループは、制御ループ内の利得の測定値に基づいて、閉ループ送信 機電力制御システムのＲＦ増幅器利得経路に対する個別の時間調整を実行する。 ＲＦ増幅器利得の安定化によって、送信機の制御ループは、ＲＦ増幅器利得経路 の段内ではよくあるように利得条件が変化しても機能する。この利得のトリミン グによって、部品間変動や温度効果による段内での利得の変動が最小限に抑えら れ、あるいは排除される。 第１図は、ＴＤＭＡ送信機内の典型的なパルス化されたＲＦ包絡線１００を一 般的に示す。パルス化されたＲＦ包絡線は、図形内に動的な部分と定常部分を両 方もっている。通信データが最大振幅部分のバースト中に送信される間は、ＲＦ 包絡線振幅（出力電力）は一定に保持される。最小振幅部分のバースト中は、送 信機は新たな最大電力または搬送波周波数に関して調整される。第１図に示され るように、ＴＤＭＡ送信機のバースト状のＲＦ包絡線は、本発明による個別時間 利得安定化ループの理想的な実施例である。 第２図は、送信機制御に通常利用される従来の技術によるアナログ制御ループ を、一般的にブロック図に示す。この回路構成では、信号Ｖ_ref２００，Ｖ_cont ２０２，Ｖ_{d et} ２０４がベースバンド信号である。ＲＦ_in２０７，ＲＦ_out２０８は、ＲＦ包 絡線のピーク電圧振幅として表される。高い帯域幅（数百キロヘルツのオーダー の）をもつ基準信号Ｖ_ref２００が信号ＲＦ_outの包絡線振幅を制御する。振幅制 御電圧のベースバンドからＲＦへの変換は、線形電圧利得伝達関数を有するＲＦ 増幅器利得経路内の電圧可変減衰器（ＶＶＡ）２１２内で行われる。ＲＦＶＶＡ 利得は、ＶＶＡの利得定数と制御電圧の倍数である（ＲＦ_gain＝Ｇ_VVAｘＶ_cont ２０２）。ＶＶＡ２１２とＲＦ結合器２１８との間のＲＦ増幅器２１４，２１６ は線形であり、検出器のＲＦからベースバンドへの変換も線形応答を有する。検 出器増幅器２２２から出力される電圧は、結合器２１８の利得と、ＲＦ検出器２ ２０の利得と、検出器増幅器２２２の利得と、信号ＲＦ_out２０８の包絡線のピ ーク振幅との倍数である（Ｖ_det２０４＝Ｇ_couplerｘＧ_detectorｘＧ_detampｘＲ Ｆ_out２０８）。ベースバンドからＲＦへの変換およびＲＦからベースバンドへ の変換点において逆伝達関数を選択すると、制御ループは大きなダイナミック・ レンジに渡り一定のループ利得を維持することができる。 信号ＲＦ_out２０８の包絡線は、信号ＲＦ_in２０６の振幅とＶ_cont２０２の電 圧の関数として導くことができ、以下の式で表される： ＲＦ_OUT＝Ｖｃｏｎｔ（Ｇ_AmplＧ_VVAＧ_Amp2Ｇ_Amp3）ＲＦ_in（１） ただし、Ｇ_Ampl，Ｇ_VVA，Ｇ_Amp2，Ｇ_Amp3は、それぞれＲＦ増幅器２１０，ＶＶ Ａ２１２，ＲＦ増幅器２およびＲＦ増幅器３の利得である。 ＲＦ結合器２１８の利得のみが検出器に影響を与えるとすると（信号ＲＦ_out は実質的に減衰を起こさずにＲＦ結合器２１８を通過するのでこれが成立する） 、電圧Ｖ_detと電圧Ｖ_contは、次のように表すことができる： Ｖ_det＝Ｇ_couplerＧ_deterctorＧ_{det amp}ＲＦ_out（２） ただし１／ｓは、当業者には理解頂けるように、ループ積分器２２６のラプラス 変換である。ループ積分器２２６と制御増幅器２２８は、第１信号Ｖ_cont２０２ を発生し、これがＶＶＡ２１２を介して制御ループ自身を制御するために利用さ れる。等式（３）のＶ_contの式を等式（１）に代入すると、閉ループ制御システ ム全体に関する解が得られる： 等式（４）の分母は、制御ループの閉ループ帯域幅をシステム内の各増幅器の利 得の関数として示し、さらにＲＦ入力駆動レベルＲＦ_inを示す。 結合器と検出器の利得を、以下の式で逆方向経路利得に単純化することができ る： Ｇ_{reverse path}＝Ｇ_couplerＧ_detectorＧ_{det amp}（５） また、ＲＦおよび制御増幅器の利得と、ＶＶＡ２１２の利得定数とは、順方向経 路利得と見なされ、次の式となる： Ｇ_{forward path}＝Ｇ_Amp1Ｇ_VVAＧ_Amp2Ｇ_Amp3Ｇ_{cont amp}（６） これによって閉ループ伝達関数に関する等式（４）が次のように単純化される： これが簡単な第１次制御ループである。制御ループの定常状態の出力は、逆方 向経路利得の関数に過ぎない。結合器２１８および検出器２２０の利得とオフセ ット電圧は、温度について安定になるように慎重に設計される。これによりＶ_{re f} ２００は、システムが定常条件にあるときには、ＲＦ_out２０２の絶対振幅を正 確に制御することができる。 前述のように、温度と部品公差による送信機の要素内での利得の変化は、送信 機設計における問題の大半を表す。順方向経路内での利得変化に対する閉ループ 帯域幅の感度は、次の関数に従う： 多くのＲＦ段をもつ送信機を設計する際には、等式（８）の△Ｇは、部品間変 動と温度効果の組み合せによって、２０ないし３０ｄＢとなる。すなわち、閉ル ープ帯域幅が、第１次制御システム内では１０倍以上変化するということである 。これが、ＲＦ包絡線の歪みおよび／または制御ループそのものの不安定性の主 要な原因である。 第３図は、本発明による利得安定化を一般的にブロック図に示す。好適な実施 例においては、ループはアナログ制御ループの利得制御に関する特性を監視して 、監視した特性に基づき順方向経路の利得をそれに従って調整する。第３図に示 される利得安定化ループは、送信機３００内に実現され、第２図に示される第１ 次ＲＦ電力制御ループの他に、いくつかの要素によって構成される。第１アナロ グ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器３０６は、ＶＶＡ２１２に入力される第１信号Ｖ_cont ２０２を監視するために利用され、第２Ａ／Ｄ変換器３０４がＲＦ検出器２ ２０の出力で第２信号Ｖ_det２０４を監視するために利用される。好適な実 施例においては、ＶＶＡ２１２は、±利得を有する増幅器である。好適な実施例 ではモトローラ製６８ＨＣ１１μＰであるマイクロプロセッサ（μＰ）３０８が 、Ａ／Ｄ変換器３０４，３０６からの電圧情報を判断して、適切な修正信号をＲ Ｆ経路内にある（可変）デジタル段付き減衰器（ＤＳＡ：digital stepped atte nuator）３０２に印加する。ＤＳＡ３０２は、本発明による増幅器内の温度と部 品間の変動による順方向経路増幅器内の利得変化に対抗するために用いられる。 等式（７）を、ＤＳＡ３０２を加えることによって修正して、第３図のシステ ムに関する閉ループ伝達関数を次のようにすることができる： 利得安定化ループは、Ｖ_det２０４を、電圧Ｖ_cont２０２を介するＶＶＡ２１２ の実時間設定を通じてＶ_ref２００に等しく維持する。好適な実施例においては 、Ｖ_cont２０２は、一次制御ループを制御するために利用される第１信号であり 、順方向利得経路の利得を制御するためには用いられない。同様に好適な実施例 においては、Ｖ_ref２００は、一次制御ループの制御において基準として利用さ れる。また、等式（７），（９）の伝達関数の定常値は、設定値＝０で評価され ると、ＤＳＡ３０２を加えても影響を受け ない。このことは当業者には理解頂けよう。順方向経路で利得が増大すると、Ｖ_cont ２０２は、Ｖ_det２０４に対して減少するように見られる。順方向経路で利 得が減少すると、Ｖ_cont２０２はＶ_det２０４に対して増大する。好適な実施例 においては、Ｖ_det２０４は、順方向利得経路の出力において検出される信号Ｒ Ｆ_out２０８のレベルに基づく第２信号である。また、Ｖ_cont２０２，Ｖ_det２０ ４は、送信機出力電力が定常状態振幅にあるときにμＰ３０８によって監視され る。制御ループ利得に関してＶ_cont２０２とＶ_det２０４との間で必要とされる 関係は、μＰ３０８には既知の関係であり、所定の関係である。公称条件下では 、第３図に示される送信機の設計は、Ｖ_cont２０２がＶ_det２０４に等しく維持 されていれば単純化されるが、この関係は技術設計上の選択に委ねられる。また 、Ｖ_cont２０２とＶ_det２０４との比較が実行されて、修正信号３０９がＶ_cont ２０４とＶ_det２０４との関係に基づいて発生される。 好適な実施例においては、μＰ３０８は、次のバーストで１０ｄＢ以上の調整 が必要であることを判断するが、これは修正信号３０９が発生された直後に行わ れるわけではない。第４図は、本発明による制御ループの利得の安定化を実行す るための利得サンプリングと減衰器の調整のタイミングを一般的に示す。ＤＳＡ ３０２は、送信機出力電力が最大にあるとき（すなわちバースト中）には変化し ない。 ＤＳＡ３０２は、送信機出力電力が次の最小ＲＦ出力期間（すなわちバーストと バーストとの間の期間中）にランプダウンされた後で調整されるに過ぎない。好 適な実施例においては、第４図に示されるバーストは、言語情報のバーストでも データ情報のバーストでもよい。また、第２図に示されるアナログ制御ループは 、ＤＳＡ３０２がバーストとバーストとの間で出力電力が非常に低くなるときに トグルする短い不連続部を除いては、バースト全体に関してＲＦ包絡線を制御す る。留意すべき点は、利得安定化ループの応答時間がバースト期間の比に制限さ れるということである。 ＤＳＡ３０２の範囲は、送信機の順方向経路内の最悪の利得変化を包含するた めに必要な大きさとすることができる。これにより、アナログ制御ループは、キ ャリブレーションを全然行わずに最適なループ利得（そして最適な帯域幅）で動 作することができる。たとえば、好適な実施例においては、新しい送信機の電源 投入時に、第１バーストがアナログ制御ループ２を通過し、μＰ３０８はアナロ グ・ループ利得が最適であるか否かを判定する。利得の調整が必要である場合は 、新たな利得設定値が次のバーストに適用される。第２バーストによって、ルー プ利得は最適利得の数ｄＢ以内におさまる。段付き減衰器３０２は、減衰器３０ ２の±最下位ステップサイズに最も近いループ利得（これはどの減衰器を選択す るかにより、０．５，１または２ｄ Ｂになる）に調整される。各バーストに関して、μＰ３０８はこの最適「利得安 定化」値を、電力と周波数に関する表に格納し、この表によって異なる出力電力 ／搬送波周波数による利得変化を独立して処理することができる。この表は、周 波数ホッピングに対応する送信機には必要なものであり、制御システム内で利得 が変化すると更新される。公称条件下では、ＤＳＡ３０２が通常はその範囲の中 央にあるように経路利得を選択することが望ましい。 第５図は、一般的に、本発明による制御ループの利得安定化を実行するための 送信機５００の代替の実施例をブロック図に示す。第５図に示されるように、Ａ ／Ｄ変換器３０４，３０６とμＰ３０８とは、アナログ・コントローラ５０９と 置き換えられる。ある代替の実施例においては、アナログ・コントローラ５０９ は、加算接合部と積分器とによって構成されることがある。アナログ・コントロ ーラ５０９と電圧制御装置５０３（±利得をもつ）は、共に監視と利得修正作業 を行う。第５図に示される装置は、第３図に示される分離型装置に対して、連続 動作で利得の安定化を実行する。しかし、送信機５００の動作は、アナログ・コ ントローラ５０９が修正信号５０６を発生し、これが電圧制御装置５０３を調整 するために用いられるという点で、送信機３００の動作と類似である。 送信機３００，５００の実行例には、本発明による利得安定化プロセスを改変 しない種々の他の実行例が可能であ ることは、当業者には理解頂けよう。たとえば、利得安定化のメカニズムは、ル ープの利得を制御しているので、利得修正要素が順方向経路および／または逆方 向経路に常駐することができることが判る。また、定常条件下では、ループ利得 判定の際に信号Ｖ_ref２００を第２信号Ｖ_det２０４に置き換えることもできる。 第６図は、本発明を有益に採用するセルラ無線電話システムを一般的に示す。 第６図に示されるように、移動サービス交換センター（ＭＳＣ：Mobile service s Switching Center）６０６は、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ：Public Switched Telephone Network）６０３に結合されている。ＭＳＣ６０６は、基地局コント ローラ（ＢＳＣ：Base Station Controller）６０９にも結合され、ＢＳＣ６０ ９はＭＳＣ６０６と同様の交換機能を実行するが、ＭＳＣ６０６に関して遠隔の 位置でこれを実行する。ＢＳＣ６０９には、基地局（ＢＳ）６１２，６１５が結 合され、これらは好適な実施例においては、信号ＲＦ_out２０８を介してＭＳ６ １８などの移動局（ＭＳ）と通信を行うことができる。ＢＳ、ここでは明確にす るためにＢＳ６１２からの信号ＲＦ_out２０８の送信は、無線チャネルのダウン リンク上で行われ、ＭＳ６１８からＢＳ６１２への通信は、無線チャネルのアッ プリンク上で行われる。 第７図は、本発明を有益に採用する通信装置を一般的に図示する。第７図に示 されるように、通信装置はＢＳ６１ ２を図示するが、第７図の通信装置は、インターフェース７００を排除したＭＳ ６１８を実質的に示すこともある。また、第７図に示されるブロック図は、第６ 図のＢＳ６１５にも適用する。また、好適な実施例においては、発明者Kotzin他 による本件にも参考文献として含まれる米国特許第５，０８１，６４１号に説明 されているものと同様の時分割多重（ＴＤＭ）バス・インターフェースであるイ ンターフェース７００が、マイクロプロセッサ・デジタル信号プロセッサ（ＤＳ Ｐ）７０６に結合され、ＤＳＰ７０６は、好適な実施例においては、モトローラ 製５６０００ＤＳＰである。ＤＳＰ７０６には、メモリ・ブロック７０３とＤＳ Ｐ７１２とが結合され、ＤＳＰ７１２は被受信信号等化のために利用される。Ｄ ＳＰ７０６は、同様に送信機３００（または送信機５００）に結合され、この送 信機が本発明により利得の安定化を実行する。好適な実施例においては、信号Ｒ Ｆ_out２０８は、ＴＤＭ／ＴＤＭＡフォーマットである。 本発明による好適な実施例は、アナログ制御ループを有する送信機として示さ れるが、第３図に示される利得安定化ループ回路構成３００は、利得，帯域幅お よび大きなダイナミック・レンジの厳格な要件を有する制御システムを実現する 任意の装置内に有益に採用することができる。たとえば、利得安定化ループは、 同様に第７図の受信機７１８などの受信機内に有益に採用することもでき、これ が、 たとえば自動利得制御（ＡＧＣ：automatic gain control）ループを実現する。 発明は特定の実施例に関して図示および説明されているが、本発明の精神およ び範囲から逸脱することなく形態と詳細において種々の変更が可能であることは 当業者には理解頂けよう。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．通信装置内で制御ループの利得を安定化する方法であって： 前記制御ループの利得に関する特性を監視する段階；および 前記の監視された特性に基づいて前記制御ループの利得を調整する段階； によって構成されることを特徴とする方法。 ２．特性を監視する前記段階が、前記制御ループ内で第１および第２信号を監 視する段階によってさらに構成される請求項１記載の方法。 ３．前記制御ループ内で前記の監視された第１および第２信号を比較して、修 正信号を発生する段階によってさらに構成される請求項２記載の方法。 ４．前記被監視特性に基づいて前記制御ループの利得を調整する前記段階が、 前記修正信号を利用して前記制御ループの利得を調整する段階によってさらに構 成される請求項３記載の方法。 ５．制御ループによって制御される利得経路を有する通信装置であって： 前記制御ループを制御するために利用される第１信号； 第２信号；および 前記第１および第２信号に結合され、前記利得経路の利 得を調整するために利用される修正信号を発生するコントローラ； によって構成されることを特徴とする通信装置。 ６．前記通信装置が基地局または移動局のいずれか一方に実現される送信機で ある請求項５記載の通信装置。 ７．前記通信装置が基地局または移動局のいずれか一方に実現される受信機で ある請求項５記載の通信装置。 ８．前記第２信号が、前記順方向利得経路の出力において検出された信号のレ ベルに基づく信号によってさらに構成される請求項５記載の通信装置。 ９．前記第２信号が、基準の目的で利用される信号のレベルに基づく信号によ ってさらに構成される請求項５記載の通信装置。 １０．制御ループにより制御される利得経路を有し、時分割多重接続（ＴＤＭ Ａ）通信システム内で利用される通信装置であって： バーストの第１時間期間中に、前記制御ループを制御するために利用される第 １信号、および第２信号を監視する手段； バーストの前記第１時間期間中に、第２信号を監視する手段；および バーストの第２時間期間中に、バースト間の時間期間中に利得経路の利得を調 整するために利用される修正信号を発生する手段； によって構成されることを特徴とする通信装置。