JPH0846660A - デジタル信号変調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＯＦＤＭ方式の信号を伝送する際に、デジタ
ルの変調信号のデータ幅を小さくして、Ｄ／Ａ変換器の
ダイナミックレンジを有効に使用する。 【構成】 Ｉ信号入力端子１から入力されるＩ信号は、
Ｓ／Ｐ変換器３、離散的逆フーリエ変換器５、及びＰ／
Ｓ変換器６にて変調信号に変換され、振幅制御回路９に
送られる。上記変調信号の振幅値が閾値を超えた場合、
上記振幅制御回路８にてこの振幅値を所定の上限値とす
る。Ｑ信号入力端子２から入力されるＱ信号は、Ｓ／Ｐ
変換器４、離散的逆フーリエ変換器５、Ｐ／Ｓ変換器７
及び振幅制御回路９にて上記Ｉ信号と同様の処理がなさ
れる。上記振幅制御回路８あるいは９にて得られる変調
信号は、Ｄ／Ａ変換器１０または１１にてアナログの変
調信号に変換される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、伝送帯域を多数の搬送
波で分割して情報を伝送する伝送装置のデジタル信号変
調回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来よりデジタル伝送の分野において、
一本の搬送波を立てて、その位相や振幅を入力デジタル
信号に対応して高速に変化させる位相偏移変調（ＰＳ
Ｋ：phase shift keying）や直交振幅変調（ＱＡＭ：qu
adrature amplitude modulation）がよく用いられてい
る。また、近年においては、伝送誤りを起こすマルチパ
ス、フェージングの影響を抑え高品位な情報を伝送する
手段として、多数の搬送波を用いる直交周波数分割多重
（ＯＦＤＭ：orthogonal frequency division multiple
x）方式が注目されてきている。

【０００３】このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に互いに
直交する数１０本から数１００本の搬送波を立て伝送帯
域を分割し、それぞれの搬送波をＰＳＫやＱＡＭ方式に
よって変調する変調方式である。伝送帯域を分割するた
めに搬送波１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅く
なるが搬送波の数が多数あるので総合して伝送速度は従
来の変調方式と変わらない特徴をもっている。

【０００４】また、ＯＦＤＭ方式では、情報が多数の搬
送波を用いて並列に伝送されるので、シンボル時間長を
長くとることができるため、特に、いわゆるマルチパス
が存在する伝送路において、シンボル時間長に対するマ
ルチパスによる相対的な遅延時間を小さくできることか
ら、マルチパスに対して強い伝送方式であることが期待
されている。

【０００５】また、ＯＦＤＭ方式は個々の搬送波を帯域
内で自由に配置できる特徴を持つために、伝送帯域内で
搬送波を立てない帯域を設けることができる。従って、
現行放送と隣接あるいは同一の帯域にてＯＦＤＭ方式で
伝送する場合、妨害を受けたりまたは妨害を及ぼしたり
する帯域、例えば現行のＮＴＳＣ（National Televisio
n System Committee）による伝送方式の高電力を持つ映
像搬送波、音声搬送波、色副搬送波の帯域には搬送波を
配置しないような、周波数帯域の有効利用を行うことが
できる。

【０００６】また、ＯＦＤＭ方式は、多数の搬送波を一
括して変調することを、離散的逆フーリエ変換を用いて
実現している。図５は、従来のＯＦＤＭ方式のデジタル
信号変調回路の概略を示すブロック回路図である。図５
において、Ｉ信号入力端子３１から入力されるＩ信号
は、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器３３、離散的
逆フーリエ変換器３５、パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）
変換器３６、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器３
８、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４０を介して、乗算回
路４２に送られる。また、Ｑ信号入力端子３２から入力
されるＱ信号は、Ｓ／Ｐ変換器３４、離散的逆フーリエ
変換器３５、Ｐ／Ｓ変換器３７、Ｄ／Ａ変換器３９、ロ
ーパスフィルタ４１を介して、乗算回路４３に送られ
る。また、局部発振器４５は、乗算回路４３及び９０度
移相器４６に発振信号を出力し、９０度移相器４６はこ
の発振信号を９０度移相させて乗算回路４２に出力す
る。また、乗算回路４２及び４３で得られたデータは共
に加算回路４４に出力される。加算回路４４から出力さ
れる信号は、演算増幅器４７、バンドパスフィルタ（Ｂ
ＰＦ）４８、ラジオ波（ＲＦ）アップコンバータ４９を
介して、送信アンテナ５０に送られ、伝送される。

【０００７】図５で、Ｉ信号は、Ｉ信号入力端子３１か
ら入力され、Ｓ／Ｐ変換器３３にてパラレル信号に変換
されて離散的逆フーリエ変換器３５に送られ処理され
て、パラレルの変調信号となり、さらにＰ／Ｓ変換器３
６に送られてシリアルの変調信号に変換される。ここま
でが、デジタル信号処理である。上記シリアルの変調信
号はＤ／Ａ変換器３８に送られ、アナログベースバンド
帯域の変調信号に変換され、ローパスフィルタ４０を介
して乗算回路４２に送られる。また、Ｑ信号は、Ｑ信号
入力端子３２から入力され、Ｉ信号と同様の処理を、Ｓ
／Ｐ変換器３４、離散的逆フーリエ変換器３５、Ｐ／Ｓ
変換器３７、Ｄ／Ａ変換器３９、及びローパスフィルタ
４１にて行われ、乗算回路４３に送られる。乗算回路４
２及び４３は、Ｉ信号に対応するアナログベースバンド
帯域の変調信号またはＱ信号に対応するアナログベース
バンド帯域の変調信号と９０度移相器４６からの出力及
び局部発振器４５からの出力と乗算し、得られた信号を
加算回路４４に送る。加算回路４６で中間周波数帯の変
調信号となり、この変調信号は、演算増幅器４７に送ら
れて増幅変調信号となり、バンドパスフィルタ４８にて
Ｉ信号あるいはＱ信号の帯域以外の帯域は除去され、さ
らにＲＦアップコンバータ４９にて伝送周波数帯域の信
号に変換されて、送信アンテナ５０に送られ、送信され
る。

【０００８】図６は、離散的逆フーリエ変換器に入力す
る４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）信号点配置を、また、
図７及び図８は、このＱＰＳＫ信号によって変調される
４４８本の搬送波を用いて得られた変調信号の１シンボ
ル分の一般的な時間信号波形を２波形示す。図７と図８
との間における波形の違いは、１シンボル中に送られる
データ系列の違いによるものである。

【０００９】図７及び図８に示されるように、ＯＦＤＭ
時間信号波形の振幅値は、一般的な単一搬送波を用いた
位相変調方式と異なり、伝送シンボル時間内で、一定振
幅値をとらず、幅広い振幅分布を持つ。これは、ＯＦＤ
Ｍ方式で得られる変調信号が、ランダムに位相変調され
た多数の搬送波の加算であるために生じるものである。
すなわちＯＦＤＭ時間信号は多数の搬送波が同じ位相情
報を持つデータで変調された場合には、ある時間ポイン
トで非常に大きな振幅値を持つ時間信号になり、逆に多
数の搬送波が互いを打ち消すような位相情報で変調され
たときは、どの時間ポイントでも同程度の振幅値を持つ
時間信号になる。従って、ＯＦＤＭ時間信号のダイナミ
ックレンジは、あるシンボル間に離散的逆フーリエ変換
器に入力されるデータに依存して変化する。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のＯＦ
ＤＭ方式変調器による変調信号のダイナミックレンジ
は、シンボルごとに大幅に変化するため、ダイナミック
レンジの大きい信号をデジタル／アナログ変換をする際
に量子化誤差を少なくするには、ビット幅の広いデジタ
ル／アナログ変換器が必要となる。しかし、入力される
信号がランダマイザによって予めランダム化されていれ
ば、各搬送波に対する位相情報もランダム化されること
になるため、振幅値があまり大きくないＯＦＤＭ時間信
号が発生しやすく、振幅値が非常に大きくなるようなＯ
ＦＤＭ時間信号は発生しにくくなる。すなわち、ビット
幅の広いデジタル／アナログ変換器のダイナミックレン
ジを全て使用する振幅値の大きい信号の発生頻度は非常
に小さいものとなる。

【００１１】図９及び図１０は、ＯＦＤＭ信号のデータ
幅とデジタル／アナログ変換器のダイナミックレンジと
の関係を表す図である。ここで、例えば図９及び図１０
に示すように、８ビット幅のデジタル／アナログ変換器
のダイナミックレンジを±２００に対応させるとき、図
９に示した発生頻度の低い振幅値の大きな信号に対して
はデジタル／アナログ変換器のダイナミックレンジを有
効に使用しているが、図１０に示した発生頻度の高い振
幅値の小さな信号に対してはビット幅の広いデジタル／
アナログ変換器のダイナミックレンジを有効に使用して
おらず、小さい振幅値の部分に対して量子化誤差が大き
くなる欠点がある。

【００１２】またさらに、演算増幅器において非線形性
の特性による影響を避けるためバックオフマージンをと
る必要があるが、増幅させる信号のダイナミックレンジ
が大きいとバックオフマージンも大きくとる必要があ
り、振幅値が小さいシンボルの信号に対して、増幅率が
不利になる欠点がある。特にＯＦＤＭ方式では、搬送波
同士を直交させることにより、離散的逆フーリエ変換に
て変復調を行っているため、非線形性の伝送路を通す
と、歪みが生じて直交性が崩れ、伝送誤りが生じるた
め、バックオフマージンについては、十分に考慮する必
要がある。また、ＯＦＤＭ方式の変調信号の受信機側に
おいては、このようなダイナミックレンジの広い時間信
号に対応したビット幅の広いアナログ／デジタル変換器
が必要となり、伝送後の受信機側の処理においてもデー
タの幅が広いため、回路規模が大きくなるという欠点が
あった。

【００１３】本発明は、上述した実情に鑑みてなされた
ものであり、ＯＦＤＭ方式の信号を送信するにあたり、
デジタル／アナログ変換器のダイナミックレンジを有効
に使用しかつ変調信号のビット幅を少なくすることで、
受信器側の復調器回路の規模を小さくするような変調信
号を供給するデジタル信号変調回路を提供することを目
的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明に係るデジタル信
号変調回路は、シリアル伝送信号をパラレル信号に変換
するシリアル／パラレル変換器と、上記シリアル／パラ
レル変換器で得られるパラレル信号を離散的逆フーリエ
変換する離散的逆フーリエ変換器と、上記離散的逆フー
リエ変換器で離散的逆フーリエ変換される信号をシリア
ル信号に変換するパラレル／シリアル変換器と、上記パ
ラレル／シリアル変換器で得られる信号の振幅を制御す
る振幅制御回路と、上記振幅制御回路で得られる信号を
アナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換器とを
有している。

【００１５】また、上記振幅制御回路は、上記パラレル
／シリアル変換器より送られる信号の振幅値が閾値を超
えたとき、この振幅値を所定の上限値に設定するのが好
ましい。

【００１６】

【作用】本発明によるデジタル信号変調回路によれば、
入力されたシリアル信号をシリアル／パラレル変換器に
てパラレル信号に変換し、このパラレル信号を離散的逆
フーリエ変換器にて変調信号とし、この変調信号をパラ
レル／シリアル変換器にてシリアル信号に変換した後、
このシリアルの変調信号の振幅値が閾値を超えた場合、
この振幅値を振幅制御回路にて所定の上限値とし、この
振幅値の上限を制限された変調信号を、上記上限値の対
応するデータ幅にてデジタル／アナログ変換して、得ら
れる変調信号のデータ幅を小さくする。

【００１７】

【実施例】以下、本発明に係るデジタル信号変調回路に
ついて、図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、
本発明に係るデジタル信号変調回路の概略構成を示すブ
ロック回路図である。

【００１８】図１において、Ｉ信号入力端子１から入力
されるＩ信号は、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器
３、離散的逆フーリエ変換器（ＩＤＦＴ）５、パラレル
／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器６、振幅制御回路８、デジ
タル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１０、ローパスフィル
タ（ＬＰＦ）１２を介して、乗算回路１４に送られる。
また、Ｑ信号入力端子２から入力されるＱ信号は、Ｓ／
Ｐ変換器４、離散的逆フーリエ変換器５、Ｐ／Ｓ変換器
７、振幅制御回路９、Ｄ／Ａ変換器１１、ローパスフィ
ルタ１３を介して、乗算回路１５に送られる。また、局
部発振器１７は、乗算回路１５及び９０度移相器１８に
発振信号を出力し、９０度移相器１８は上記発振信号を
９０度移相させて乗算回路１４に出力する。また、乗算
回路１４及び１５で得られた信号は共に加算回路１６に
出力される。加算回路１６から出力される信号は、演算
増幅器１９、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０、ラジ
オ波（ＲＦ）アップコンバータ２１を介して、送信アン
テナ２２に送られ、伝送される。

【００１９】Ｉ信号入力端子１及びＱ信号入力端子２に
は、Ｉ信号またはＱ信号のシリアルデータ、例えば各搬
送波を１６ＱＡＭで変調する場合、各データは２ビット
の並列データ列であるので、合わせて４ビットの情報が
入力される。また、例えば各搬送波を３２ＱＡＭで変調
する場合Ｉ信号とＱ信号と合わせて５ビットの情報が、
また６４ＱＡＭで変調する場合Ｉ信号とＱ信号とそれぞ
れ３ビットずつ合わせて６ビットの情報が入力されるこ
とになる。本実施例では、このデータ幅を１２ビットと
する。入力されたデータ、すなわちＩ信号とＱ信号はＳ
／Ｐ変換器３または４に供給される。

【００２０】Ｓ／Ｐ変換器３及び４は、入力されるＩ信
号またはＱ信号のシリアルデータを離散的逆フーリエ変
換器５で離散的逆フーリエ変換を行うために、離散的逆
フーリエ変換するポイント数に相当するパラレルデータ
に変換し、離散的逆フーリエ変換器５に送る。これは、
各パラレルデータ、すなわち伝送するべきデータを周波
数領域において、離散的逆フーリエ変換の係数に対応さ
せる操作である。

【００２１】離散的逆フーリエ変換器５は、Ｓ／Ｐ変換
器３または４からのパラレルデータを離散的逆フーリエ
変換することによって、周波数領域データを時間領域デ
ータに変換する。これは、互いに直交する各搬送波の振
幅及び位相を、入力されるＩ信号またはＱ信号で変調す
ることであり、この過程がＯＦＤＭ方式の変調過程であ
る。得られた変調信号、すなわちＯＦＤＭ信号のうち、
Ｉ信号に対応するＯＦＤＭ信号はＰ／Ｓ変換器６に、Ｑ
信号に対応するＯＦＤＭ信号はＰ／Ｓ変換器７に送られ
る。

【００２２】Ｐ／Ｓ変換器６は、離散的逆フーリエ変換
器５で得られた変調信号、すなわちＩ信号に対応する１
シンボル分の時間領域信号のパラレルの変調信号を、時
間系列に沿ったシリアルの変調信号に変換し、振幅制御
回路８に送る。また、Ｑ信号に対応する１シンボル分の
時間領域信号のパラレルの変調信号は、Ｐ／Ｓ変換器７
で同様の処理がなされ、得られたシリアルの変調信号
は、振幅制御回路９に送られる。

【００２３】振幅制御回路８及び９は、例えば入力デー
タ幅が１２ビットで出力データ幅が８ビットの回路であ
る。この出力データ幅は、Ｄ／Ａ変換器１０または１１
の入力データ幅に対応している。振幅制御回路８及び９
の動作を図２を用いて説明する。図２は、振幅制御回路
８及び９の動作プログラムの一例を示す図である。縦軸
にデータ出力値を、横軸がデータ入力値を指している。
この例では、±１２７を振幅制限値としている。

【００２４】振幅制御回路８及び９では、Ｐ／Ｓ変換器
６または７から入力される時間系列ごとの１２ビット幅
のシリアルの変調信号の振幅値が、上記振幅制限値以下
である場合、入力される変調信号がそのままＤ／Ａ変換
器１０または１１に送られる。また、入力される変調信
号の振幅値が、上記振幅制限値より大きい場合、上記振
幅値を上記振幅制限値に制限、すなわち上記入力された
変調信号は８ビットの変調信号としてＤ／Ａ変換器１０
または１１に送られる。

【００２５】続いて、Ｄ／Ａ変換器１０及び１１は、振
幅値を制御されたシリアルの変調信号をアナログの変調
信号に変換する。また、Ｄ／Ａ変換器１０で処理された
変調信号はローパスフィルタ１２に、Ｄ／Ａ変換器１１
で処理された変調信号はローパスフィルタ１３に送られ
る。ローパスフィルタ１２及び１３は、Ｄ／Ａ変換器１
０または１１からのアナログベース帯域の変調信号か
ら、不用な帯域の信号を除去する。また、ローパスフィ
ルタ１２で処理された変調信号は乗算回路１４に、ロー
パスフィルタ１３で処理された変調信号は乗算回路１５
に送られる。

【００２６】乗算回路１４及び１５は、不用な帯域が除
去されたアナログの変調信号を、９０度移相器１８から
の出力及び局部発振器１７からの出力と乗算し、得られ
た信号を加算回路１６に送る。加算回路１６は、乗算回
路１４及び１５から送られる信号を加算して、中間周波
数帯の変調信号として、演算増幅器１９に送る。演算増
幅器１９は、中間周波数帯の変調信号を増幅し、バンド
パスフィルタ２０に増幅変調信号を送る。バンドパスフ
ィルタは、増幅変調信号から入力信号であるＩ信号ある
いはＱ信号の帯域以外の帯域の信号を除去し、得られた
変調信号をラジオ波アップコンバータ２１に送る。ラジ
オ波アップコンバータ２１は、変調信号を伝送周波数帯
域の信号に変換し、送信アンテナ２２に送る。送信アン
テナ２２は、出力された伝送周波数帯域の信号を送信す
る。

【００２７】図３及び図４は、振幅制御回路によって、
振幅制御された変調信号を示す図である。図３は入力さ
れる変調信号を、図４は出力される変調信号を表す。図
４において、出力信号の振幅値は、最大±１２７に抑え
られているので、８ビット幅のＤ／Ａ変換器のダイナミ
ックレンジを、例えば±１２７の振幅値に対応させれ
ば、上記ダイナミックレンジを±２００に対応させて入
力信号をそのまま処理するよりも、Ｄ／Ａ変換器のダイ
ナミックレンジを有効に使用でき、小さい振幅値の信号
に対しても量子化誤差を低減することができる。

【００２８】本実施例では、１シンボル分の変調信号の
データ幅を１２ビットとし、振幅制御回路にて出力され
るデータ幅を８ビットとしたが、これに限定されること
はなく、任意のデータ幅を用いても同様の効果を得るこ
とは言うまでもない。また、振幅制御回路を、上記振幅
制限値を±１２７とする動作プログラムを用いて動作さ
せるようにしたが、こちらもこれに限定されることはな
く、任意の振幅制限値を用いて、振幅制御回路を動作さ
せても同様の効果を得る。

【００２９】以上のように構成することで、入力された
信号をシリアル／パラレル変換器して、離散的逆フーリ
エ変換したのち、パラレル／シリアル変換器して得られ
る変調信号の振幅値が閾値を超えた場合、この振幅値を
振幅制御回路にて所定の上限値にすることにより、処理
する変調信号のデータ幅を小さくすることができ、デジ
タル／アナログ変換器のダイナミックレンジを有効に使
用できる。

【００３０】

【発明の効果】以上、説明してきたように本発明に係る
デジタル信号変調回路によれば、入力信号を離散的逆フ
ーリエ変換して得られた変調信号の振幅値が閾値を超え
た場合、この振幅値を所定の上限値にする振幅制御回路
を、離散的逆フーリエ変換器の出力部に設けることで、
上記変調信号のデータ幅を小さくでき、デジタル／アナ
ログ変換器のダイナミックレンジを有効に使用すること
ができ、振幅値の小さい信号に対しても量子化誤差を低
減することが期待される。

【００３１】さらに、上記ダイナミックレンジを小さく
することで、上記変調信号を復調する際、広いデータ幅
に対応したアナログ／デジタル変換器を用いる必要がな
く、上記変調信号を受信する復調器回路の規模を小さく
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るデジタル信号変調回路の概略構成
を示すブロック回路図である。

【図２】本実施例の振幅制御回路の動作プログラムの一
例を説明する図である。

【図３】本実施例のデジタル信号変調回路に入力される
信号の一例を示す図である。

【図４】本実施例のデジタル信号変調回路にて振幅制御
された変調信号を示す図である。

【図５】従来のＯＦＤＭ変調方式のデジタル信号変調回
路の概略構成を示す図である。

【図６】ＱＰＳＫ信号点配置を表す図である。

【図７】従来のデジタル信号変調回路で処理されたＯＦ
ＤＭ時間信号の一例を表す図である。

【図８】従来のデジタル信号変調回路で処理されたＯＦ
ＤＭ時間信号の他の一例を表す図である。

【図９】発生頻度の低いＯＦＤＭ信号のデータ幅とデジ
タル／アナログ変換器のダイナミックレンジとの関係を
示す図である。

【図１０】発生頻度の高いＯＦＤＭ信号のデータ幅とデ
ジタル／アナログ変換器のダイナミックレンジとの関係
を示す図である。

【符号の説明】

１ Ｉ信号入力端子 ２ Ｑ信号入力端子 ３及び４ シリアル／パラレル変換器 ５ 離散的逆フーリエ変換器 ６及び７ パラレル／シリアル変換器 ８及び９ 振幅制御回路 １０及び１１ デジタル／アナログ変換器 １２及び１３ ローパスフィルタ １４及び１５ 乗算回路 １６ 加算回路 １７ 局部発振器 １８ ９０度移相器 １９ 演算増幅器 ２０ バンドパスフィルタ ２１ ラジオ波アップコンバータ ２２ 送信アンテナ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 伝送帯域を多数の搬送波で分割して情報
   を伝送する伝送装置のデジタル信号変調回路において、 シリアル信号をパラレル信号に変換するシリアル／パラ
   レル変換器と、 上記シリアル／パラレル変換器で得られるパラレル信号
   を離散的逆フーリエ変換する離散的逆フーリエ変換器
   と、 上記離散的逆フーリエ変換器で離散的逆フーリエ変換さ
   れる信号をシリアル信号に変換するパラレル／シリアル
   変換器と、 上記パラレル／シリアル変換器で得られる信号の振幅を
   制御する振幅制御回路と、 上記振幅制御回路で得られる信号をアナログ信号に変換
   するデジタル／アナログ変換器とを有して成ることを特
   徴とするデジタル信号変調回路。
2. 【請求項２】 上記振幅制御回路は、上記パラレル／シ
   リアル変換器より送られる信号の振幅値が閾値を超えた
   とき、この振幅値を所定の上限値に設定することを特徴
   とする請求項１記載のデジタル信号変調回路。